KR20100022959A - 프리휠링 다이오드를 구비한 스텝-다운 스위칭 레귤레이터 - Google Patents

프리휠링 다이오드를 구비한 스텝-다운 스위칭 레귤레이터 Download PDF

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Abstract

본 발명에 의한 프리휠링 DC/DC 스텝-다운 컨버터는 하이-측 MOSFET, 인덕터, 및 입력 전압과 그라운드 사이에 연결된 출력 커패시터를 포함한다. 프리휠링 MOSFET와 다이오드를 포함하는 프리휠링 클램프는 상기 인덕터를 가로질러 연결된다. 하이-측 MOSFET가 턴-오프 될 때, 전류는 컨버터의 효율 향상을 위해 그라운드로 가는 대신 인덕터와 프리휠링 클램프를 통해 순환한다. 컨버터는 종래의 벅 컨버터에 비해 더 부드러운 다이오드 회복과 감소된 전압 오버슈트와 노이즈를 가지고 저-부하 조건 동안 특유의 장점을 특징으로 한다.

Description

프리휠링 다이오드를 구비한 스텝-다운 스위칭 레귤레이터{STEP-DOWN SWITCHING REGULATOR WITH FREEWHEELING DIODE}
본 발명은 프리휠링 다이오드를 구비한 스위칭 레귤레이터 및 DC/DC 전압 컨버팅 방법에 관한 것이다.
전압 조절은 일반적으로 디지털 IC, 반도체 메모리, 디스플레이 모듈, 하드 디스크 드라이브, RF 회로, 마이크로 프로세서, 디지털 신호 프로세서 및 아날로그 IC와 같은 여러 마이크로 전자 컴포넌트에 전압 공급에서, 특히 휴대폰, 노트북 컴퓨터, 및 소비재와 같은 배터리-전력 공급 애플리케이션에서, 변동 방지가 요구된다.
제품의 배터리 또는 DC 입력 전압이 자주 더 높은 DC 전압으로 스텝-업 되거나 더 낮은 DC 전압으로 스텝-다운 되어야 하기 때문에, 그러한 레귤레이터는 DC-대-DC 컨버터로 불린다. 일반적으로 벅 컨버터(Buck converter)로 불리는 스텝-다운 컨버터는 배터리의 전압이 원하는 부하 전압보다 더 클때마다 사용된다. 스텝-다운 컨버터는 유도성 스위칭 레귤레이터, 용량성 전하 펌프, 및 리니어 레귤레이터를 포함한다. 반대로, 일반적으로 부스트 컨버터로 불리는 스텝-업 컨버터는 그 부하에 공급하기 위해 필요한 전압보다 배터리 전압이 더 낮을 때마다 필요하다. 스텝-업 컨버터는 유도성 스위칭 레귤레이터 또는 용량성 전하 펌프를 포함한다.
전술된 전압 레귤레이터 중, 용량성 스위칭 컨버터는 넓은 범위의 전류, 입력 전압 및 출력 전압에 대해 뛰어난 성능을 달성할 수 있다. DC/DC 용량성 스위칭 컨버터의 동작은 인덕터(코일 또는 트랜스포머) 내의 전류는 즉시 변화될 수 없다는 것과, 인덕터는 그 전류에서 임의의 변화에 저항하는 반대 전압을 생성한다는 간단한 원칙에 기초하고 있다.
인덕터-기반 DC/DC 스위칭 컨버터의 기본 원리는 DC 전압을 펄스 또는 버스트로 스위칭 또는 "쵸핑(chopping)"한다는 것과, 정상 동작 시변 전압을 생성하는, 즉 DC 전압에서 AC 전압으로 변화하는 인덕터와 커패시터를 포함하는 저역 필터를 사용하여 그러한 버스트를 필터링 한다는 것이다. 인덕터를 반복적으로 자화 및 비자화하도록 높은 주파수에서 하나 이상의 트랜지스터 스위칭을 이용하여, 인덕터는 그 입력 전압과 상이한 출력 전압을 생성하도록 컨버터의 입력 전압을 스텝-업 또는 스텝업하는 데 이용할 수 있다. 자석을 사용하는 AC 전압 업 또는 다운 변화 후에, 출력 전압은 그 다음 다시 DC 전압으로 정류되고 임의 맥류(ripple)를 제거하도록 필터링된다.
DC/DC 컨버터는 일반적으로 "파워 MOSFET"로 불리는 낮은 온-스테이트 저항을 가진 MOSFET를 사용하여 일반적으로 실행된다. 컨버터의 출력 전압으로부터의 피드백을 사용하여 스위칭 조건을 컨트롤하여, 일정한 정상-조절된 출력 전압이 컨버터의 입력 전압 또는 그 출력 전류 내의 빠른 변화에도 불구하고 유지될 수 있다.
MOSFET의 스위칭 동작에 의해 생성되는 임의의 AC 노이즈 또는 맥류를 제거하도록, 출력 커패시터는 스위칭 레귤레이터 회로의 출력 단자를 가로질러 배치된다. 인덕터와 출력 커패시터는 함께 대부분의 MOSFET의 스위칭 노이즈가 부하에 도달하기 전에 저지할 수 있는 "저역" 필터를 형성한다. 일반적으로 1 MHz 또는 그 이상의 스위칭 주파수는 필터의 "LC" 탱크의 공명 주파수에 비례하여 "높아야" 한다. 복수의 스위칭 사이클을 가로질러 평균된, 스위칭된 인덕터는 저속-변화 평균 전류를 가진 프로그램 가능 전류 소스과 같이 동작한다.
평균 인덕터 전류는 "온" 또는 "오프" 스위치 중 하나로 바이어스된 MOSFET에 의해 제어되므로, MOSFET 내의 전력 손실이 이론적으로 작고 80% 내지 90% 범위의 높은 컨버터 효율이 실현될 수 있다. 특히 파워 MOSFET가 "하이" 게이트 바이어스를 사용하여 온-스테이트 스위치로 바이어스되는 경우, 일반적으로 200 밀리오옴(mΩ) 이하의 낮은 RDS ( on ) 저항을 가지는 리니어 I-V 드레인 특성을 보여준다. 예를 들어 0.5A에서, 그러한 장치는 그 높은 드레인 전류에도 불구하고 100mV만의 최대 전압 강하 ID 2* RDS ( on )를 보여줄 것이다. 온-상태 전도 시간동안 그 전력 손실은 ID2* RDS(on)이다. 주어진 실시예에서, 트랜지스터가 전도하는 동안 손실된 전력은 (0.5A)2*(0.2Ω)=50mW이다.
그러므로 파워 MOSFET는 그 소스로 바이어스된 그 게이트를 구비하여, 즉, VGS=0이다. 컨버터의 배터리 입력 전압 Vbatt과 동일한 인가된 드레인 전압 VDS를 구 비하더라고, 파워 MOSFET의 드레인 전류 손실은 일반적으로 1 마이크로암페어(μA) 보다 많이 낮고 보다 일반적으로 나노 암페어의 범위 내로 매우 작다. 전류IDSS는 먼저 접합 누출을 포함한다.
이 이유들 때문에, 그 오프-조건에서 높은 전압에서 낮은 전류를 보여주고, 온-상태에서 낮은 전압 강하에서 높은 전류를 보여주므로, DC/DC 컨버터에서 스위치로 사용되는 파워 MOSFET가 효율적이다. 임시 스위칭을 제외하고, 파워 MOSFET 내의 ID*VDS 제품이 소형을 유지하고 스위치에서 전력 손실이 낮게 유지된다.
스위칭 조절에서 중요한 컴포넌트는 DC 전압으로의 쵸퍼 백의 합성된 AC 출력을 "정류"하거나 컨버팅하는 데 필요한 정류기 기능이다. 부하에서 전압의 극성 반전이 일어나지 않도록, 정류기 다이오드는 스위칭된 인덕터와 부하의 직렬 경로에 배치되어 부하로부터 큰 AC 신호를 차단한다. 정류기는 하이-측 경로에 즉, 파워 또는 배터리 입력의 + 단자와 출력의 + 단자 사이, 또는 로우-측 경로, 즉 "그라운드" 리턴 경로에 위상적으로 배치될 수 있다. 정류기의 다른 기능은 전류가 컨버터로부터 부하로만 흐르도록 하고 방향을 거스르지 않도록 에너지 흐름의 방향을 조절하는 것이다.
스위칭 레귤레이터의 하나의 클래스에서, 정류기 기능은 P-N 접합 다이오드 또는 쇼트키(Schottky) 다이오드를 채용한다. 쇼트키 다이오드는 P-N 접합보다 낮은 방향 전압 강하, 일반적으로 700mV 대신 400mV를 보이고 그로 인해 전력을 덜 손실하므로 P-N 접합 이상 선호된다. 포워드 전도 동안, P-N 다이오드는 소수 캐리 어의 형태로 전하를 저장한다. 이들 소수 캐리어는 제거, 즉 추출되어야하거나 다이오드가 그 역-바이어스된 극성내의 전류를 차단할 수 있기 전에 자연적으로 재결합해야한다.
쇼트키 다이오드가 P-N 접합 대신 금속-반도체 인터페이스를 포함하기 때문에, 이상적으로 전도를 위해 소수 캐리어를 이용하지 않고 그리하여 P-N 접합 다이오드보다 전하를 덜 저장하게 된다. 덜 저장된 전하로, 쇼트키 다이오드는 그 단자를 가로지르는 전압의 극성을 보다 빠르게 변화시키도록 반응하고 더 높은 주파수에서 동작할 수 있다. 불행히 쇼트키 다이오드는 몇가지 주요한 단점을 가지고 있는데, 하나는 특히 고온에서 원하지 않는 상당한 양의 오프-상태 누출 전류를 보인다는 것이다. 결과적으로, 쇼트키 다이오드의 비교적 높은 오프-상태 누출 전류와 비교적 낮은 포워드 바이어스된 전압 강하 사이에는 불행히도 기본 트레이드 오프가 있다.
또한, 전도 동안 그 전압 강하가 더 낮을수록, 그 오프 상태에서 더 누출이 된다. 누출 전류는 또한 전류와 공통으로 + 전압을 보여, 누출 전류가 증가할수록, 전력 소실 또한 감소하여 쇼트키 다이오드가 보다 더 누출하도록 하고 보다 더 전력을 소실하도록 하여 온도를 높이는 것조차 일으킨다. 그러한 양의 피드백으로, 국지화된 가열은 더 뜨겁게 된 핫 스팟을 유발하고 스팟은 장치가 열이 달아나는 것으로 알려진 프로세스를 실패할 수 있는 그러한 높은 전류 밀도에 도달할 때까지 더 많은 누출을 "호그"할 수 있다.
쇼트키 다이오드의 다른 단점은 종래의 웨이퍼 제작 프로세스를 사용하고 제 작한 IC 안에 그것을 집적하는 것에 어려움이 있다는 것이다. 최상의 품질을 가진 쇼트키 다이오드용 금속은 IC 프로세스에서 일반적으로 사용가능하지 않다. 일부 일반적으로 사용가능한 금속은 너무 높은 전압 배리어, 즉 너무 높은 전압 강하를 보이는 반면에 다른 일반적으로 사용 가능한 금속은 너무 낮은 배리어 전위, 즉 너무 많은 누출 전류 허용을 보인다.
이들 제한에도 불구하고, 오늘날 여러 스위칭 레귤레이터가 정류를 위해 P-N 다이오드 또는 쇼트키 다이오드를 사용한다. 2-단자 장치로서, 정류기는 전도 시 컨트롤을 위해 게이트 신호를 필요로 하지 않는다. 일시적인 전하 저장소로 인한 전류는 제외하고, 정류기는 자연스럽게 역 전류를 방지하여, 에너지가 출력 커패시터로부터 흐를 수 없고 전기 부하가 컨버터 및 그 인덕터로 돌아간다.
전압 강하와 전도 손실을 감소시키도록, 파워 MOSFET가 스위칭 레귤레이터에서 쇼트키 정류 다이오드 대신 사용되곤 한다. 정류기로서 MOSFET의 동작은 쇼트키 다이오드와 더불어 MOSFET를 배치하는 것과 다이오드가 전도될 때 마다, 즉 다이오드의 전도와 동기하여 MOSFET를 턴온하는 것에 의해 달성되곤 한다. 그러한 애플리케이션에서, MOSFET는 종종 "동기 정류기"로 불린다.
동기 정류기 MOSFET가 낮은 온 저항을 가지고 쇼트키 다이오드보다 더 낮은 전압 강하를 가지도록 사이즈가 정해질 수 있으므로, 쇼트키 다이오드가 전도할 때, 전류는 다이오드에서 MOSFET 채널로 전환되고, "정류기" 내의 전체 전력 손실이 감소된다. 대부분의 파워 MOSFET는 파라스틱 소스-대-드레인 다이오드를 포함한다. 스위칭 레귤레이터에서, 이 내장 P-N 다이오드의 방향은 쇼트키 다이오드와 동 일한 극성이 되어야 한다. 즉, 캐소드 대 캐소드, 애노드 대 애노드. 실리콘 P-N 다이오드와 쇼트키 다이오드의 평행 조합이 "BBM(break-before-make)" 인터벌로 알려진 짧은 인터벌 동안에만 전류를 반송하므로, 동기 정류기 MOSFET 턴온 전에, 다이오드에서 평균 파워 손실이 낮고, 쇼트키 다이오드는 종종 전체적으로 제거된다.
레귤레이터의 진동 주기에 비해 트랜지스터 스위칭 이벤트가 비교적 빠르다고 가정하면, 스위칭 동안 파워 손실은 무시할 수 있거나 대안으로 고정된 파워 손실로 처리될 수 있다. 전체로, 저-전압 스위칭 레귤레이터에서 파워 손실은 전도와 게이트 드라이브 손실을 고려하는 것에 의해 예측될 수 있다. 그러나, 멀티-메가헤르츠 스위칭 주파수에서, 스위칭 파형 분석이 보다 중요해지고, MOSFET의 드레인 전압, 드레인 전류, 및 게이트 전압은 시간의 함수로 분석되어야 한다.
그러나, 동기 정류기 MOSFET는 쇼트키 또는 P-N 접합 다이오드와는 달리, 전류가 양 방향으로 흐르는 것을 허용하고, 역 전류가 흐르는 것과 효율을 저하시키고 파워 손실 및 히팅(heating)을 증가시키며 장치를 손상시킬 수 있는 원하지 않는 종류의 전도를 방지하도록 그 게이트 신호에 따라 정확한 타이밍으로 작동되어야 한다. 스위칭 속도를 낮추고 턴온 딜레이를 증가시키는 것에 의해, 효율은 DC/DC 스위칭 레귤레이터에서 개선된 견고성(robustness)을 위해 자주 트레이드될 수 있다.
상기 원칙을 적용하여, 본 인덕터-기반 DC/DC 스위칭 레귤레이터는 넓은 범위의 회로, 인덕터, 및 컨버터 토폴로지(topology)에서 실행된다. 광범위하게, 이들은 두개의 주요 토폴로지, 비-절연 및 절연 컨버터로 나뉠 수 있다.
가장 일반적인 절연 컨버터는 플라이백 컨버터와 포워드 컨버터를 포함하고, 트랜스포머 또는 결합된 인덕터를 필요로 한다. 더 높은 파워에서, 풀-브리지(full-bridge) 컨버터가 또한 사용된다. 절연 컨버터는 트랜스포머의 일차에서 이차까지의 와인딩 속도에 따라 입력 전압을 스텝-업 또는 스텝-다운할 수 있다. 복수의 와인딩을 구비한 트랜스포머는 입력보다 더 높은 전압과 더 낮은 전압 모두를 포함하는 복수의 출력을 동시에 생성할 수 있다. 트랜스포머의 단점은 단일-와인딩 인덕터에 비해 크다는 것과 원하지 않는 부유 인덕턴스를 경험하게 된다는 것이다.
비-절연 컨버터는 스텝-다운 벅 컨버터, 스텝-업 부스트 컨버터, 및 벅-부스트 컨버터를 포함한다. 벅 및 부스트 컨버터는 특히 메가 헤르츠 주파수 범위에서 동작 시, 2.2μH 또는 이하의 인덕터가 사용되는 경우 효율이 좋고 사이즈가 컴팩트하다. 그러한 토폴로지는 코일 당 하나의 조절된 출력 전압을 생성하고 상기 출력 전압을 조절하도록 MOSFET 스위치의 계속적인 온-타임 조절을 위하여 각 출력에 대한 분리 PWM 컨트롤러와 전용 컨트롤 루프를 필요로 한다.
휴대용 배터리 파워 애플리케이션에서, 동기 정류가 효율 향상을 위해 일반적으로 사용된다. 동기 정류를 채용한 스텝-업 부스트 컨버터는 동기 부스트 컨버터로 알려져 있다. 동기 정류를 채용한 스텝-다운 벅 컨버터는 동기 벅 컨버터로 알려져 있다.
비-동기 대 동기 벅 컨버터 동작
도 1A에 도시된 바와 같이, 종래 기술의 벅 컨버터(1)는 P-채널 또는 N-채널 파워 MOSFET(2), 인덕터(3), 출력 커패시터(4), 쇼트키 정류기 다이오드(5), 및 펄스-폭 변조(PWM) 컨트롤러(6)를 포함한다. 인덕터(3), MOSFET(2), 및 정류기(5)는 전압 Vx를 보이는 "Vx" 노드(종종 "Lx" 노드로 불림)로 여기서 불리는 공통 노드를 공유한다. 다이오드(7)는 MOSFET(2)에 기생하고 역바이어스 상태이며 벅 컨버터(1)의 정상 동작동안 오프 상태이다.
파워 MOSFET(2)의 스위칭 작용을 통해, Vx 노드는 MOSFET(2)가 온 (그리고 전류 IL( on ) 전도)일 때 Vbatt에서 MOSFET(2)가 오프(전류 IL ( off )가 정류기 다이오드(5)를 통해 재순환할 때)일 때 약간 그라운드 아래 사이에서 교호하는 전위를 보이는 "레일-대-레일(rail to rail)" 스위칭한다. Vx의 파형은 MOSFET(2)가 전도중일 때(커브 11) Vx가 표현 (Vbatt - I*RDS ( on ))으로 주어지고 MOSFET(2)가 오프일 때(커브 14) -Vf로 주어지는 도 1B의 그래프 10에 도시된다.
시간 t=12에서, ton 구간 후, 인덕터(3)는 전압 Vx를 네가티브로 구동하고, 이 포인트 Vx에서 컨버터(1)의 설계와 레이아웃에 따라 몇몇 전압 오버슈트와 원하지 않는 진동 또는 울림(13)을 보일 수 있다. 인터벌 toff 후, 시간 15에서, MOSFET(2)는 턴온되고, 다이오드(5)가 임의 저장된 전하로부터 회복된 후, Vx는 양의 전이(12)을 보이고 전체 사이클은 되풀이한다.
동기 벅 컨버터에서, 정류 다이오드(5)는 제 2 파워 MOSFET에 의해 대체된다. 도 2A에 도시된 바와 같이, 동기 벅 컨버터(20)는 하이-측 파워 MOSFET 스위치(22), 인덕터(23), 출력 커패시터(24), 및 비내장 병렬 다이오드(25)를 구비한 로우-측 동기 정류 MOSFET(21)를 포함한다. MOSFET(22,21)의 게이트는 BBM 회로(27)에 의해 구동되고, 출력 커패시터(24)를 가로질러 나타나는 컨버터의 출력에 의한 피드백 전압 VFB에 따른 PWM 컨트롤러(26)에 의해 컨트롤된다. BBM 작동은 Vbatt와 MOSFET(21,22)를 통한 그라운드 사이에서 쇼트되는 것을 방지하는 것이 요구된다.
하이-측 파워 MOSFET(22)의 스위칭 동작을 통해 Vx 노드가, 상기 MOSFET가 온(그리고 전류 IL( ON)를 전도)할 때 거의 Vbatt과 MOSFET가 오프(전류 IL ( Off )가 MOSFET(21)을 통해 정류할 때)일 때 약간 그라운드 이하 사이를 교호하는 전위를 보이는 레일-대-레일 스위칭하는 경우, 동기 레귤레이터(20) 내의 Vx에 대한 파형이 도 2B의 그래프 30에 도시된다. Vx는 MOSFET(22)가 전도 중일 때(커브 31) Vbatt-I*RDS1(on)과 일치하는 것으로 그래프 30에 도시된다.
시간 t=32에서, ton 구간 후, 인덕터(23)는 전압 Vx을 네가티브로 구동하고, 컨버터(20)의 설계와 레이아웃에 따라, 전압 -Vf 설정 전에, 몇몇 전압 오버슈트와 원하지 않는 진동 또는 울림(33)을 보일 수 있다. 시간 t=34 에서, BBM 타임 인터벌 tBBM(BBM 회로(27)에 의해 결정되는 것으로) 후, Vx는 동기 정류 MOSFET(21)를 전도하는 것에 의해 크기 (-I*RDS2( on ))로 감소되어 P-N 다이오드(25) 내의 손실에 비해 파워 손실이 감소된다.
시간 t=35에서, 하이-측 MOSFET(22)가 턴온되기 직전에, 동기 정류기 MOSFET(21)는 차단되고, Vx는 다이오드(25)를 가로지르는 포워드 전압 강하 -Vf(커브 36)으로 돌아간다. 인터벌 toff 후, MOSFET(22)는 턴온되고, P-N 다이오드(25)가 임의 전하 저장소로부터 회복된 후, Vx는 양의 전이(37)를 보인다. P-N 다이오드(25)의 회복에 따라, Vx는 전압 초과 스파이크(38)를 보일 수 있다. 다음 스파이크(38)와 후속 울림 Vx는 Vbatt-I*RDS1( ON )}에서 안정되고 전체 사이클을 반복한다.
하이-측 MOSFET(22)는 N-채널 또는 P-채널 MOSFET가 될 수 있다. 그라운드된 동기 정류기 MOSFET(21)는 보다 편리하게 N-채널 MOSFET로 실행될 수 있다. 컨버터의 정상 동작 동안 오프 및 역-바이어스 상태인 다이오드(28)는 하이-측 MOSFET(22)에 내재된 P-N 다이오드이다. 다이오드(28)는 정상 동작 하에서 도전되지 않으므로, 점선으로 도시된다. 동기 정류기 MOSFET(21)에 내재된 다이오드(25)는 하이-측 MOSFET(22)가 오프될 때마다 포워드-바이어스되지만, MOSFET(21)가 오프될 때만 실질적 전류를 반송한다. 쇼트키 다이오드는 MOSFET(21)와 병렬로 포함되지만 인덕턴스와 직렬이고 포워드-다이오드(25)로부터 전류를 충분히 빠르게 전환하도록 동작할 수 없다.
에너지가 배터리 또는 전원으로부터 DC/DC 컨버터로 흐르는 시간의 퍼센트(즉, 하이-측 MOSFET 스위치(22)가 온일 때와 인덕터(23)가 자화될 때 시간의 퍼센트)가 컨버터의 충격 계수D로 정의되면, 컨버터의 출력-대-입력 전압 비는 충격 계수에 비례한다. 즉,
Figure 112009072023142-PCT00001
이 수학식은 광범위한 전환비를 설명하지만, 벅 컨버터는 극도로 빠른 장치와 회로 응답 시간 없이 '0' 또는 단일한 전압 비에 원활하게 접근할 수 없다. 이들 팩터를 고려하면, 벅 컨버터의 충격 계수는 실제로 5% ~ 95%의 범위에 제한된다.
강제 다이오드 회복 동작 및 영향
다이오드 회복은 스위칭 레귤레이터에서 전기 노이즈와 파워 손실의 주요인이다. 도 2B의 그래프(30)에서, 높은 dV/dt 전압 전이(37)와 전압 오버슈트(38)는 다이오드(25)에 저장된 전하 때문에 발생한다. 이 현상은 정류기 전류 Irect 와 전압 Vx가 시간에 거슬러 플로팅되는 도 2C의 그래프(40)에서 보다 더 잘 설명된다. 시간 t 이전에, 삽입(41)에 도시된 바와 같이, 하이-측 MOSFET(22)는 오프이고, 로우-측 동기 정류기 MOSFET(21)는 온되어, 인덕터(23)를 통해 흐르는 전류 IL과 동일한 전류 Irect, 즉 IL= Irect인 전류 Irect를 반송한다. 이 인터벌 동안 Vx (동기 정류기 MOSFET(21)를 가로지르는 전압)는 Irect * RDS2 ( on )(커브 60)과 동일하다.
시간 t1에서, MOSFET(21)는 턴오프되고, P-N 접합 다이오드(25)는 혼자서 인덕터 전류 IL를 반송해야한다. 결과적으로, Vx는 절대 크기에서 -Vf(커브 61)로 증가한다. 이 BBM 인터벌 동안, 전하는 P-N 접합 다이오드(25)에 저장된다. 삽입(42)에 도시된 이 조건은 하이-측 MOSFET(22)가 다시 턴온될 때, 시간 t2까지 지속한다.
삽입(43)에 도시된 바와 같이, MOSFET(22)가 턴온된 순간, 컨트롤된 전류 소스처럼 포화된 영역에서 작동하고, 전류가 일정 비율로 증가하여, 큰 드레인 전압과 작은 게이트 전압을 가지고 바이어스된다. MOSFET(22) 내의 전류가 일정 비율로 증가하는 바와 같이, 인덕터(23) 내의 전류 퍼센트 증가와 Irect 전류에서 리니어 강하(커브 51)로 나타나는 바와 같이 정류기 다이오드(25)에서 전류 적재량 감소를 지원한다. 이 일정 비율의 증가 동안, 포워드-바이어스된 다이오드(25)를 가로지르는 전압의 절대값은 ΔVx에 의해 점자 감소하지만(커브 62), 다이오드(25)는 역 바이어스 상태이고, Vx는 아직 그라운드 이하이다.
전하가 P-N 다이오드(25) 안에 존재하지 않는 경우, 전류 Irect가 '0'에 도달하는 때, 시간 t2에서, 다이오드(25)는 턴오프되어 Irect는 네가티브로 가지 않게 된다. 그러나 P-N 다이오드(25)에 저장된 전하 때문에, 다이오드(25) 내의 전류 램프(커브 51)는 다이오드(25)의 캐소드 안으로 흐르는 전류를 가지고 극성을 역전하여 실질적으로 네가티브가 된다. 다이오드 내의 전하가 격감하고 재결합하는 바에 따라, 다이오드(25)를 가로지르는 전압이 '0'에 접근한다(커브 63).
시간 t6에서, 정류기 다이오드(25)를 가로지르는 전압은 극성을 역전하고 다 이오드 역 회복 전류가 그 피크(포인트 52)에 도달한다. Vx는 그 다음 삽입(44)에서 윤곽으로 나타내어진 바와 같이, 온-상태 저항 RDS1( on )을 가진 풀-온 조건으로 이제 바이어스된 하이-측 MOSFET(22)에 의해 전력을 공급받은 높은 dV/dt 슬루 속도(slew rate)(커브 64)로 빠르게 올라간다. 이 인터벌 동안, 하이-측 MOSFET(22)는 인덕터(23)를 통한 전류와 다이오드(25) 내의 역-회복 전류 모두를 공급해야 한다. 다이오드(25) 내의 역 전류는 다이오드가 역 바이어스되고 이론적으로 오프되더라도 전류가 P-N 접합 다이오드의 캐소드로 흐르는 것을 의미한다. 역-바이어스되는 동안(커브 53) 일시적으로 네가티브 전류를 전도하는 것에 의해, 다이오드(25)는 인터벌 Δtrr=t9-t6동안 수학식 2로 주어진 에너지 손실 Err을 생성한다.
Figure 112009072023142-PCT00002
Err은 실질적일 수 있다. 1A 또는 그 이상의 역 전류가 4W 이상의 동시에 일어나는 전력(Irr( peak )*Vbatt) 손실과 함께 발생한다. 이 역 전류가 Vbatt-연결된 하이-측 MOSFET(22)를 통해 공급되므로, 에너지 손실은 전류 손실을 통한 슈트와 유사하고 삼각 접근을 사용하는 것은 (2W)*Δtrr/T의 평균 전력 손실에 기여한다.
또한, 커브(63)의 영역에서 높은 dV/dt 때문에, Vx는 배터리 입력 전압 Vbatt를 오버-슈트한다. 이 오버슈트의 이유는 배터리가 전압 소스(101)로 표시되고, 전 류 소스(103)로 인덕터가 표시되고, 전압 소스(104)로 충전된 출력 커패시터가 표시되고, 컨트롤된 전류 소스(102)로 드레인 전류 I1을 가진 하이-측 MOSFET가 표시되고, 접합 커패시턴스(107)으로 회복 다이오드(105)가 표시되고, P-N 접합 다이오드(106)로 소수 캐리어 확산 커패시턴스가 표시되는 도 2D의 균등 회로(100)에 개략적으로 나타내어진다.
삽입(108)은 VDS1=(Vbatt-Vx)일 때 시간에 대하여 하이-측 MOSFET(102)의 드레인 전압 VDS1을 가진 I1에서의 변화를 추적한다. 예를 들어, 시간 t2에서, 하이-측 MOSFET는 오프이고 전류 I1은 '0'이다. 그 포화된 영역에서 동작하는 하이-측 MOSFET의 게이트 전압이 VG ( t3 )에서 VG ( t7 )까지 크기가 증가할수록(브라켓 109), 전류 I1의 크기는 드레인 전압 VDS1에 상당한 변화 없이 증가한다. 예를 들어, 시간 t6에서, Vx=0이고 드레인 전압은 전압 VDS1=Vbatt를 가진다(포인트 112). 이 시간 구간 동안 전압은 다이오드(105)가 아직도 저장된 전하를 포함하고 Vx가 변화하지 못하도록 하기 때문에 거의 일정하다. 시간 t7을 지나서, 그러나, 다이오드 "계속 구동"이고 전압은 빠르게 변화한다(커브 111).
다시 도 2C를 참조하면, 시간 t8에서 전압 오버슈트가 피크 전압 Vpeak(포인트 65)에 도달할 수 있다. Vpeak의 크기가 600mV 또는 Vbatt 보다 훨씬 클 경우, 순간적으로 하이-측 다이오드(28)를 포워드 바이어스하여 전하를 저장하고 노이즈와 추가 진동을 일으킨다(커브 66).
마지막으로, 시간 t9에서, 도 2C의 삽입 67에 도시된 바와 같이, Vx 전압은 Vbatt에서 안정화 되고(커브 67), 정류기 전류 Irect는 '0'이고(커브 54), 다이오드(25)의 역 회복이 완료된다. 다시 도 2D의 삽입 108을 참조하면, 포인트 113에서 하이-측 MOSFET(102)의 게이트는 바이어스 VG ( t8 )에 도달하고 MOSFET(102)는 그 리니어 영역에 진입하여(커브 110), 더 이상 컨트롤된 전류 소스로 행동하지 않는다. 리니어 영역(110)에서, 드레인 전류 I1과 드레인 전압 VDS1은 실질적으로 변화하지 않는다.
결과적으로, 다이오드 회복은, 하이-측 및 로우-측 MOSFET 모두가 일시적으로 오프되는 경우에 BBM 동작의 결과로서 동기 벅 컨버터에서 일어난다. 다이오드에 저장된 전하는 배터리 입력과 그라운드 사이에서 즉, 컨버터의 파워 입력을 가로지르는 전류 스파이크를 이끌어낸다. 이것은 파워 손실의 증가, 효율의 손실, 높은 dV/dt 슬루 속도, 전압 오버슈트, 노이즈 및 원하지 않는 링(ringing)과 진동 또한 일으킨다. 그러한 진동은 스위칭 레귤레이터의 최대 동작 주파수 또한 제한한다.
게이트 드라이브 손실
벅 컨버터 내의 파워 손실의 다른 요인은 MOSFET 게이트 커패시턴스의 충전과 방전에 기인한다. 게이트 드라이브 손실의 시작이 P-채널 MOSFET(122)가 드레인 -대 게이트 커패시턴스 CDG(커패시터 126), 게이트-대-소스 커패시턴스 CGS(커패시터 128), 및 드레인-대 소스 커패시턴스 CDS(커패시터 127)를 포함하는 도 3A의 벅 컨버터(120)에 개략적으로 표현된다.
MOSFET(142)를 턴온 및 오프하기 위하여, 소스-참조 게이트 드라이브(145)는 원하는 주파수에서 게이트 연결 CDG 및 CGS(커패시터 146,148)를 충전 및 방전하도록 전이 게이트 드라이브 전류iG(t)를 공급해야 한다. 보여지는 모든 MOSFET의 커패시터는 가변 전압이다. 드레인-대-게이트 커패시터(126)의 크기는 그 작은 신호 균등 값보다 실제 동작에서 더 크게 보이기 때문에 특히 중요하다. 본래 바이폴라 증폭기에서 "Miller" 효과로 알려진, 입력 커패시턴스 상에서의 이 증폭 효과는 컨버터(120)에서의 전압 게인의 결과이다. 이 전압 게인 Av(t)는 MOSFET(122)가 포화되고 프로그램가능 전류 소스와 같이 행동할 때 동작 조건 동안 일어난다. CDG 입력 커패시턴스는 스위칭 전이 동안 변화하는 이 게인에 비례하여 측정된다.
MOSFET(122) 내의 기생 커패시턴스가 게이트 드라이브와 스위칭 손실을 발생시키더라도, MOSFET의 커패시턴스의 구동을 위해 필요한 파워는 MOSFET 그 자체에서가 아니라 게이트 드라이버(125)에서 분명히 나타나고 배터리 입력 소스 Vbatt에 의해 공급되어야 한다. P-채널 장치로 구성된 공통-소스로부터 소스-추격 N-채널 장치로 하이-측 MOSFET를 변화시키는 것은 Miller 피드백 효과를 제거하지 못한다.
도 3B의 벅 컨버터(140)에서, 예를 들어, 하이-측 N-채널 MOSFET(142)는 드 레인-대-게이트 커패시턴스 CDG(커패시터 146), 게이트-대-소스 커패시턴스 CGS(커패시터 148), 및 드레인-대-소스 커패시턴스 CDS(커패시터 147)를 포함한다. MOSFET(142)를 턴 온 및 오프하기 위하여, 소스-기준 게이트 드라이버(145)는 원하는 주파수에서 게이트 연결 CDG 및 CGS(커패시터 146 및 148)를 충전 및 방전하도록 전이 게이트 드라이브 전류(iG(t))를 공급해야한다.
도시된 모든 MOSFET의 커패시터는 가변 전압이다.
N-채널 MOSFET(142)의 드레인이 고정된 전위 Vbatt에 바이어스되더라도, 게이트 드라이버(145)는 게이트 전위 VG가 스위칭 전이 동안 드레인 전위 VD에 대하여 변화하도록 전압 Vx로 플로팅하여야 한다. 결과적으로 입력 커패시턴스의 크기는 여전히 Miller 효과에 의해 증폭되고 게이트 드라이버(145)에 의해 구동되어야 한다. 여분의 커패시턴스를 구동하는 데 필요한 파워가 부트스트랩 커패시터(149)로부터 전송되고 이는 궁극적으로 Vx가 그라운드일 때마다 포워드-바이어스 부트스트랩 다이오드(150)을 통해 Vbatt로부터 공급된다.
게이트 드라이브 손실은 그러므로 장치가 N-채널 소스-추적 장치인지 또는 P-채널 공통-소스 설정 장치인지 관계없이 벅 컨버터 내의 하이-측 MOSFET 구동이 발생한다. 가변 전압 커패시터 내에서 파워 손실을 계산하는 것보다 파워 MOSFET의 게이트 구동 요건의 보다 정확한 측정은 도 3C에 도시된 게이트 충전 커브(160)이다. 그래프는 MOSFET의 게이트-대-소스 전압 VGS 대 그 전압에 게이트를 구동하는 데 필요한 전체 게이트 전하 QG의 플롯을 도시한다. 바이어스 조건, 전술된 Miller 효과, 및 비-리니어 커패시턴스의 변화를 고려하여, 게이트 전하 측정 방법은 결정된 게이트 드라이브 손실에서 커패시턴스 계산보다 더 유용한다.
게이트 충전 커브는 일정한 전류 소스 IG에 의해 구동되고 그 게이트를 구비한 파워 MOSFET를 사용하여 생성된다. 드레인 피드백으로 게이트의 효과를 적절하게 모델링하기 위하여, MOSFET는 Vbatt로부터 전력을 공급받는 전류-소스 또는 레지스터를 포함하는 부하를 구동한다. 장치는 오프 MOSFET와 '0' 게이트 바이어스(포인트 161)로 시작하고, 개시 시에는 그러나 MOSFET의 게이트를 구동하는 전류 소스 상에서 스위칭하는 것에 의해 특성화된다. 게이트 VGS 전압이 그 임계값으로 또는 그 이상 상승함에 따라, VGS( on )에서 트랜지스터는 부하 전류를 반송하는 적절한 트랜스 컨덕턴스를 가지고 드레인 전압은 강하하기 시작한다(커브 163).
dVDS/dt 전이 동안, 게이트-대-드레인 커패시턴스 CDG는 드레인과 게이트 단자에서 나오는 동일 및 반대 전하에 의해 충전되어야 한다. 일정한 게이트 전류가 CGD를 충전하므로, 게이트-대-소스 커패시터 CGS를 충전하는 것 이상 남아있지 않고, 결과적으로 게이트 전위는 일정하게 된다(커브 164). 게이트 전압 내의 이 평탄역은 전하 중립성을 만족시키기 위해 필요한 전하를 나타내고, 드레인-대-게이트 피드백, 즉, 전체 전이에 대한 Miller 효과를 양적으로 측정한다. 일단 드레인 전압이 준-상수 값으로 강하하면, MOSFET는 VDS=ID*RDS1이고, 게이트 전압VGS이 그 업워드 전이를 재점유하는 경우 그 리니어 영역으로 진입한다.
측정 시 게이트 전류가 일정한 크기 IG 이므로, 그래프(160)의 횡좌표는 리니어 관계 QG=IG*t에 의해 시간 "t"에서 게이트-전하 QG로 변경된다. 그래프 160에 도시된 바와 같이, 드레인 전압 VDS (t)과 게이트 전압 VGS (t)은 그 다음 게이트 전하에 대하여 플로팅될 수 있다. 도시된 바와 같이, 게이트를 특정 게이트 전압 162과 드레인 전압 165으로 구동하기 위해 필요한 게이트 전하 QG의 유일하고 특정한 양이 있다. 전하가 보존되므로, 그래프의 형상은 측정이 이루어지는 속도에 좌우되지 않는다. IG가 증가되면, 시간 t는 비례하여 감소되고 그래프(160)은 변함없다.
게이트 전압 VGS α=0을 가진 "오프"와 전위 VGS β의 게이트를 가진 "풀-온" 사이에서 스위칭하는 파워 MOSFET의 유효 입력 커패시턴스는 다음으로 주어진다.
Figure 112009072023142-PCT00003
여기서 QG β는 MOSFET가 오프에서 온, 즉 QG ( ON )으로 전이하기 위해 필요한 모든 전하의 합이고 그 다음 그 포화 영역ΔQDG를 통해 그리고 그 리니어 영역으로, 크기 ΔQDG( lin )에 의해,
또는 다음과 같이,
Figure 112009072023142-PCT00004
전하가 보존되므로, MOSFET의 게이트를 전압 VGS β로 구동하는 균등 커패시턴스 Ceq는 독립 경로이고, 이는 장치를 풀 온 상태로 바이어스하기 위해 필요한 파워가 드라이브 기술에 독립적인 것을 의미한다. 게이트-드라이브 파워 손실은 그러나 드라인 바이어스 Vbatt에 좌우되고, 이는 평탄구역 ΔQDG의 폭을 결정한다. 더 높은 Vbatt는 VDS의 더 큰 크기와 더 넓은 게이트 평탄 구역ΔQDG이다.
본질적으로, 그래프 160에서 ΔQDG 평탄구역(커브 164)은 큰 스케일의 MOSFET 스위칭 전이에서 측정된 것처럼 입력 커패시턴스 상에 작은-신호 Miller 피드백 효과를 나타내고, 전이에서 전체 에너지 손실에 대하여 정확히 설명한다. 전압 소스가 스위칭 동안 게이트에 전압을 공급하기 위해 사용된다 하더라도, 에너지와 파워 손실은 동일하게 남는다. ΔQDG를 일으키는 드레인 전압 전이를 최소화하는 것에 의해서만 임의의 주어진 파워 MOSFET에서 손실이 감소될 수 있다. 불행히, Vbatt는 DC/DC 컨버터로의 입력이므로, 게이트 드라이브 손실을 컨트롤하기 위해 가변으로 사용가능하지 않다.
실제 파워 손실은 전체 구간에 대한 스위칭 손실의 인터벌의 비례 관계에 좌 우된다. 1차 손실은 그러나 다음에 주어진 바에 따라 I2*RDS 전도 손실과 QG*VG 게이트 드라이브 손실을 포함한다.
Figure 112009072023142-PCT00005
DC/DC 컨버터에서, 충격 계수 D는 고정된 출력-대-입력 전환비를 유지하는 피드백에 의해 컨트롤된다. 고정 전압 입력 전압, 출력 전압 및 부하 전류에 대하여, 주파수만이 이들 2개의 손실 컴포넌트의 비중을 결정한다. 낮은 주파수에서 게이트 드라이브 손실이 지배한다. 높은 주파수에서 스위칭 손실이 지배한다.
더욱 나쁘게, MOSFET 장치 동작은 이들 손실 사이에서 피할 수 없는 트레이드 오프를 요구한다. 이 진성 트레이드 오프(intrinsic tradeoff)는 도 3D에 도시된 바와 같은 세로좌표와 횡좌표 축을 교환하는 것에 의해 그래프 160을 그래프 170으로 전환하는 것에 의해 가장 잘 이해될 수 있다. 도시된 바와 같이, QG 게이트 충전 커브는 오프 부분(161), 포화 부분(164), 및 QG가 증가하는 VGS와 비례하여 증가하는 그래프 160에서와 같은 리니어 영역(162)을 포함한다. 동일한 그래프 170 상에서, RDS 온-저항 커브는 증가하는 바이어스와 기울어지는 온 게이트 드라이브에 의존하는 쌍곡선을 보인다. 포화의 에지에서, 온-저항 RDS는 리니어 동작(커브 172)으로 빠르게 기울어지고(커브 171) 거의 VGS β의 게이트 바이어스에서 최소값에 도달 한다(커브 173).
온-저항과 게이트-전하의 트레이드 오프는 그들의 곱 QG*RDS로 보여지고 그래프 160에서 점선 커브로 도시된다. 두 항 모두가 손실에 기여하므로 QG*RDS 곱을 최소화하는 것은 최대 컨버터 효율과 최소 파워 손실을 나타낸다. 영역 174에서, QG*RDS 곱은 온-저항(171)이 강하하기 때문에 기울어진다. 영역 176에서 QG*RDS 곱은 QG가 감소하기 때문에 감소한다. 사이에서 최적 바이어스 조건(175)은 QG*RDS 곱이 최소가 될 때 존재한다. 실제 컨버터에서, VGS는 VGS가 배터리 입력 전압에 의해 변화하므로 이 최적 조건에서 유지될 수 없다. 본질적으로, QG*RDS 곱은 주어진 기술과 장치 설계에 대한 감도지수(figure-of-merit)이다. 장치와 프로세스의 재설계 없이, 그 동작에서 게이트 드라이브 손실을 감소시키는 유일한 방법은 장치 동작동안 최대 VDS를 제한하는 것이다. 불행히, 벅 및 동기 벅 컨버터는 스위칭, ΔQDS와 결합 게이트 드라이브 손실 최대화동안 하이-측 MOSFET를 가로질러 풀 배터리 입력 전압 Vbatt를 부과한다.
반대로, 동기 정류기 MOSFET는 전도 및 비 전도 상태 사이에서 임의의 상당한 드레인 바이어스로 변화하지 않아서 그 게이트 드라이브 손실은 Miller 효과와 초과 ΔQDS 평탄역에 의해 악화된다.
벅 컨버터 문제
전술된 바와 같이, 벅 컨버터는 그 정류기에서 전력 손실 때문에 저효율과 과도한 열을 보이고 있다. 쇼트키 다이오드는 과도한 누출과 열손실의 위험을 겪고 있다. 동기 정류는 종래의 비-동기 벅 컨버터에서 정류기 전도 손실과 가열 문제를 제거하지만 벅 컨버터의 모든 문제는 제거할 수 없다.
예를 들어 하이-측과 로우-측 파워 MOSFET에서 슈트-스루(shoot-through) 전도에 필요한 BBM 동작은 두 장치 모두가 잠시 오프되는 부동시간을 필요로 한다. 그 인터벌 동안, 동기 정류기 MOSFET에 병렬인 P-N 다이오드는 풀 인덕터 전류를 반송해야하고 그렇게 함으로써 전하를 저장한다. 이 저장된 전하는 컨버터의 입력을 가로지르는 전류 경로를 일으키는 강요된 다이오드 회복을 이끌고, 비-동기 벅 컨버터에서와 같은 높은 dV/dt 슬루 비(slew rate), 전압 오버-슈트, 진동, 및 노이즈를 일으킨다.
또한, 다이오드의 제거는 선택이 아니다. 도 4A의 회로(200)는 내장 병렬 다이오드(205), 인덕터(203), 및 출력 커패시터(204)로 하이-측 MOSFET(202)를 구성하는 제거된 정류기 다이오드를 구비한 벅 컨버터를 도시한다. 벅 또는 동기 벅 컨버터에서와는 달리 다이오드는 노드 Vx와 그라운드 사이에 존재하지 않는다. 회로(200) 동작의 결과 스위칭 파형이 도 4B의 그래프(210)로 도시된다. 일단 MOSFET(202)가 턴 온되는 경우 커브 215에 의해 도시된 바와 같이 MOSFET(202)를 가로지르는 전압이 Vx ≡ Vbatt을 의미하는 IL(t)*RDS ( on ) 뿐인 동안 드레인과 인덕터 전류는 선형으로 경사진다(211).
시간 t1에서, MOSFET(202)가 턴 오프될 때, Vx는 일정한 인덕터 전류(포인트 212)를 유지하기 위해 즉시 네가티브로 가는 전압 전이(커브 216)를 보인다. 정류기 없이, 노드 Vx에서 전압은 네가티브로 그라운드 이하로 오프 상태 MOSFET(202)를 가로지르는 VDS1이 그것을 항복으로 구동하는 다이오드의 애벌런치 항복 BVDSS1을 초과할 때까지 간다. 네가티브 Vx 전압은 그것이 전압 Vx=(Vbatt - BVDSS1)에 결정될 때까지 약하게 오버슈트하고 링한다. MOSFET(202)가 약하면, 즉, 강하지 않으면, 즉시 스냅 백 I-V 특성을 보이고 그 자체를 파괴한다. MOSFET(202)가 강하면, MOSFET(202)가 전도를 멈출 때 시간 t2에서 전류가 '0'으로 램프 다운할 때까지(커브 213) 항복 전압 BVDSS1을 유지할 것이다. 그 시간에, 인덕터(203)는 와이어처럼 행동하지만, 전류 소스와 Vx는 커브 219에 의해 도시된 바와 같이 포인트 218부터 커패시터 전압 Vout까지 점프업한다.
그러한 장치는 강건한 파워 MOSFET로 일컬어진다. 강건한 MOSFET는 MOSFET 내의 실리콘 반도체 또는 도체 물질이 과열로 용융하기 전에 흡수할 수 있는 에너지 Ej의 크기에 의해 평가된다. 열 파손은 내구성의 실패가 고려된다. 이 방식에서 파워 장치 동작은 댐핑되지 않은 유도성 스위칭 또는 UIS로 알려지고, 여러 솔레노이드와 자동차 애플리케이션에서 사용되는 모터 드라이브에서 공통이다. 에너지가 인덕터(203)로부터 다이오드(205) 안으로 덤프되기 때문에, UIS 동작은 매우 부족한 에너지 효율을 가진다. 그래서 벅 컨버터로부터 정류기 다이오드의 제거는 가변 옵션이 아니다.
불행하게도, 정류 다이오드를 남겨두는 것 또한 문제를 만드는데, 인덕터 전류가 단속되도록 하는 작은 부하 조건 하에서 특히 그렇다. 이 형상은 도 5A의 그래프 225에 도시된다. 높은 전류 IL( high )에서 벅 컨버터 동작에 대하여 인덕터 전류는 연속하는 업워드과 다운워드 램프를 교류하여 모두 '0' 이상인 최대 전류(포인트 227)와 최소(포인트 226)에 도달한다. 더 낮은 인덕터 전류 IL( mid )에서, 피크 전류(포인트 229)는 충분히 '0' 이상이지만 최소 값(포인트 228)이 '0'에 근접한다.
이 최소값 이하의 인덕터 전류 IL는 인덕터 전류가 비연속이 되도록 한다. 그러한 케이스에서 인덕터 전류는 양의 피크 전류(포인트 231)를 가지지만 포인트 230 및 232에서 '0'으로 끝을 잘라버린 최소 값을 가지게 되어, 다이오드 전도 시간이 이제 전체 구간 T의 작은 퍼센트에 제한되고, MOSFET(236)의 오프 타임보다 상이한 주파수와 듀티 팩터에서 실질적으로 전도한다. 비연속 전도는 컨버터의 출력에서 리플과 노이즈를 증가시킨다.
도 5B의 회로 235와 같은 약한 부하에서 동작하는 동기 벅 컨버터에서, 전류가 '0'에 도달하고 IL이 극성을 역전하기 전에 로우-측 MOSFET(237)를 턴오프하는 것에도 주의를 기울여야 한다. 동기 정류기 MOSFET이 너무 오래 온 상태이면, 인덕터 전류는 커브 233에 의해 도시된 바와 같이 방향을 역전할 것이다. 전류 역전은 인덕터 239 내의 전류가 부하 242로부터 후방으로 그리고 부하 241과 출력 커패시터 240으로부터 멀어지는 적절하지 않은 방향에서 에너지를 이동시키는 레귤레이터 안으로 그리고 효율을 경험하는 동안 컨버터 회로 안으로 흐르는 것을 의미한다.
회로 235는 그러므로 사이클의 일부로 흐르는 전류 IL ( forward )과 나머지에 대해 흐르는 IL( reverse )로 진동할 것이다. 일부 전기 부하 241는 AC 환경에서 적절히 동작하지 않는다. 그러나 동기 정류기 MOSFET 237의 감지 및 셔팅은 Vx 상의 노이즈 때문에, 그리고 인덕터(239)에서 작은 크기의 전류를 정확하게 측정할 용이한 방법이 없기 때문에 문제점이 있다. MOSFET(247)가 너무 늦게 닫히면, 인덕터 전류는 역전하고 에너지를 잃게 된다. 너무 일찍 닫히면, 다이오드(238)가 더 긴 시간 동안 전류를 반송하고 더 많은 전하를 저장해야 한다. 이 또한 동기 정류기가 닫히는 시간에 효율을 낮추고 노이즈를 생성하는 진동을 보인다.
또한, 매우 작은 부하에서 하이 측 MOSFET의 맞는 시간이 너무 짧아 전체 컨버터는 거의 인덕터 전류 흐름이 없는, 즉 거의 오프(off)로 가변 주파수에서 동작하도록 강요된다. 거의 오프 상태는 부하전류에 갑작스러운 변화에 반응하기 어렵게 만들고 특히 작은 부하 동작에서 불충분한 전이 조절로 이끌 수 있다.
요약
종래의 벅 및 동기 벅 스위칭 레귤레이터 모두는 효율, 노이즈, 안정성, 및 그 이상에 안좋은 영향을 미치는 그 회로 토폴로지에 내재하는 여러 제한을 겪고 있다. 필요한 것은 정류기 스위칭 및 전도 손실, 슈트-스루 전도, 저장된 전하 및 다이오드 회복, 높은 dV/dt 및 전압 오버슈트, 높은 게이트 구동 손실, 역 전류와 같은 문제점을 제거하거나 개량하는 대체 스텝-다운 토폴로지이다.
본 발명의 간단한 요약
본 발명에 따른 DC/DC 컨버터는 프리휠링(freewheeling) 스텝-다운 컨버터로 일컬어질 수 있다. 컨버터는 모두 입력 단자와 전원 단자 사이에서 직렬로 연결된 하이-측 MOSFET, 인덕터, 및 출력 커패시터를 포함한다. 프리휠링 클램프는 상기 인덕터에 병렬로 연결된 프리휠 MOSFET와 프리휠링 다이오드를 포함한다. 프리휠링 MOSFET는 상기 인덕터와 출력 커패시터 사이의 노드에 결합되는 그 애노드 ,및 하이-측 및 프리휠링 MOSFET의 게이트를 구동하도록 연결되는 BBM(break-before-make) 회로 노드에 결합되는 캐소드에 각각 연결되고; 펄스-폭 변조 회로는 BBM 회로를 구동하도록 연결된다. 상기 컨버터의 출력 단자는 상기 인덕터와 상기 출력 커패시터 사이의 노드에 연결된다. 부하는 컨버터의 출력단자로부터 전원을 공급받는다. 일반적으로, 피드백 회로는 펄스폭 변조 회로의 입력 단자와 출력 단자 사이에 연결된다. 선택적으로, 클램핑 다이오드가 전원 공급 단자와 하이-측 MOSFET와 인덕터 사이의 노드 사이에 연결될 수 있다. 클램핑 다이오드는 전원 공급 단자에 연결되는 애노드와 하이-측 MOSFET와 인덕터 사이의 노드에 연결되는 캐소드를 구비한다. 여러 실시예에서, 전원 공급 단자는 그라운드에 바이어스된다. 그라운드는 실제 그라운드 또는 임의의 다른 전압이 될 수 있는 회로 그라운드이고; Vbatt와 그라운드 사이의 전위차는 입력 DC 전압을 나타낸다.
본 발명의 컨버터는 다음에 따라 동작한다. 동작의 첫번째 단계에서, 하이-측 MOSFET는 온이고 입력 단자로부터 인덕터로 전류를 전도하고; 프리휠링 MOSFET는 오프이고 프리휠링 다이오드는 전류가 프리휠링 클램프를 통해 흐르지 못하도록 역-바이어스된다. 첫번째 단계에서, 인덕터가 자화된다. 동작의 두번째 단계에서, 하이-측 MOSFET가 턴 오프되고; 전류는 프리휠링 다이오드를 통해 순환하기 시작하고 결과적으로 인덕터의 입력 단자에서의 전압이 컨버터의 출력 전압 이하인 하나의 포워드-바이어스된 다이오드-강하와 동일한 레벨로 강하한다. 두번째 단계는 하이-측 MOSFET가 턴오프이지만 프리휠링 MOSFET가 아직 턴온 상태이므로, 제 1 BBM 인터벌로 일컬어진다. 동작의 세번째 단계에서, 프리휠링 MOSFET는 턴 온하고 프리휠링 다이오드로부터의 전류를 전환하여 인덕터를 가로지르는 전압을 프리휠링 MOSFET를 통과하는 전류와 온-저항의 수학적인 곱으로 강하하도록 감소시킨다. 이 전압 곱이 일반적으로 매우 작기 때문에, 인덕터의 입력 단자가 상기 세번째 단계 동안 컨버터의 출력 전압과 거의 동일하다. 동작의 네번째 단계 동안, 프리휠링 MOSFET는 다시 턴오프되고 인덕터의 입력 단자에서의 전압은 컨버터의 출력 전압 이하인 하나의 포워드-바이어스된 다이오드-강하와 같은 레벨로 상승한다. 네번째 단계는 프리휠링 MOSFET가 턴오프이지만 하이-측 MOSFET가 아직 턴온 상태이므로, 제 2 BBM 인터벌로 일컬어진다. 인덕터의 입력단자에서 전압이 제 2, 제 3 및 제 4 단계 동안 컨버터의 출력 전압에 근접하므로, 비교적 작은 전류가 이들 단계 동안 부하로 흐른다. 제 4 단계 이후, 하이-측 MOSFET는 다시 턴온되고 사이클은 반복된다.
본 발명의 프리휠링 스텝-다운 컨버터의 장점은 여러가지이다. 예를 들어, 컨버터는 종래의 벅 또는 동기 벅 컨버터보다 더 부드러운 다이오드 회복과 더 적은 전압 오버 슈트 및 노이즈를 경험하게 된다. 프리휠링 다이오드에 공급되는 다이오드 회복 전류는 그라운드로 흐르지 않는 대신에 출력 커패시터와 부하로 흐른다. 그래서 프리휠링 스텝-다운 컨버터에서 다이오드 회복 전류도 부하에 에너지를 공급하고 그에 의해 컨버터 효율을 향상시킨다. 프리휠링 스텝-다운 컨버터는 작은-부하 동작 동안 독특한 장점 또한 제공한다. 이 조건에서, 부하가 타깃 값에서 출력 전압을 유지하기에 너무 작은 전류를 끌어오면, 프리휠링 스텝-다운 컨버터는 인덕터가 계속해서 부하 또는 출력 커패시터 내의 전류의 극성에 영향을 미치지 않고 프리휠링 클램프 내의 전류를 재순환하도록하고 하이-측 MOSFET가 오프 상태로 남아있는 조건에서 연장된 구간동안 작동할 수 있다. 인덕터 전류를 평균 부하 전류보다 크게 유지하는 것에 의해, 과도 하중 동안 조절이 상당히 향상된다.
도 1A는 종래의 벅 스위칭 레귤레이터(A)를 개략적으로 나타낸 회로도,
도 1B는 벅 스위칭 레귤레이터 내의 스위칭 파형을 도시한 그래프,
도 2A는 종래의 동기 벅 스위칭 레귤레이터의 회로도,
도 2B는 동기 벅 스위칭 레귤레이터 내의 스위칭 파형을 도시한 그래프,
도 2C는 다이오드가 역 회복 파형을 강요 받는 동안의 파형을 도시한 그래프,
도 2D는 강제 다이오드 회복 조건의 균등 회로도,
도 3A는 공통-소스 설정된 파워 MOSFET 내의 게이트-구동-비례 스위칭 손실에 기여하는 구성요소를 도시한 회로도,
도 3B는 소스 다음 설정된 파워 MOSFET 내의 게이트-구동-비례 스위칭 손실에 기여하는 구성요소를 도시한 회로도,
도 3C는 게이트 전하의 함수로 VCS 및 VDS를 도시한 그래프,
도 3D는 온-저항과 게이트-전하 사이의 트레이드 오프(trade-off)를 도시한 그래프,
도 4A는 정류기 없는 벅 컨버터 내의 비댐핑 유도성 스위칭을 도시한 회로도,
도 4B는 도 4A의 벅 컨버터 내의 파형의 그래프,
도 5A는 낙은-부하 동작 동안 벅 컨버터 내의 비연속 전도를 도시한 그래프,
도 5B는 동기 벅 컨버터 내의 전류 역전을 도시한 회로도,
도 6 은 본 발명에 따른 프리휠링 스텝-다운 컨버터의 회로도,
도 7A-7D는 자화된 인덕터(도 7A), 정류기 다이오드 프리휠링(도 7B), MOSFET 프리휠링(도 7C), 및 정류기 다이오드 프리휠링(도 7D)을 포함하는 프리휠링 스텝-다운 컨버터의 동작-모드를 도시한 회로도,
도 8A-8D는 인덕터 노드에서 전압 Vx(도 8A), 인덕터 전류 IL (도 8B), 하이-측 MOSFET와 프리휠링 클램프 사이의 전류 핸드-오프(도 8C), 및 인덕터를 가로지르는 전압 VL(8D)을 포함하는 프리휠링 스텝-다운 컨버터의 파형을 도시한 그래프,
도 9A는 프리휠링 스텝-다운 컨버터에서 강요된 다이오드 회복 동안 중첩되는 전류와 전압 파형을 도시하는 도면,
도 9B는 종래의 벅 컨버터에 대하여 균등한 회로도,
도 9C는 프리휠링 스텝-다운 컨버터에 대하여 균등한 회로도,
도 10A는 종래의 벅 및 프리휠링 스텝-다운 컨버터 내의 게이트 전하의 함수로 게이트 전압과 드레인 전압 사이의 비를 나타내는 그래프,
도 10B는 종래의 벅 및 프리휠링 스텝-다운 컨버터에서 온-저항/게이트-전하 트레이드 오프를 나타낸 그래프,
도 11A는 경 부하 조건하의 프리휠링 스텝-다운 컨버터의 균등한 회로도,
도 11B는 경 부하 동작 동안 프리휠링 스텝-다운 컨버터내의 전압과 전류의 파형을 도시한 드래프,
도 12A는 P-채널 하이-측 MOSFET 및 P-채널 프리휠링 MOSFET를 구비한 프리휠링 스텝-다운 컨버터의 회로도,
도 12B는 N-채널 하이-측 MOSFET 추가 및 P-채널 프리휠링 MOSFET를 구비한 프리휠링 스텝-다운 컨버터의 회로도,
도 12C는 P-채널 하이-측 MOSFET 및 고정된 레일 드라이브를 구비한 N-채널 프리휠링 MOSFET를 구비한 프리휠링 스텝-다운 컨버터의 회로도, 및
도 12D는 P-채널 하이-측 MOSFET 및 전하-펌프 플로팅 드라이브를 구비한 N-채널 프리휠링 MOSFET를 구비한 프리휠링 스텝-다운 컨버터의 회로도이다.
도 6 은 본 발명에 따라 만들어진 프리휠링 스텝-다운 컨버터와 스위칭 전압 레귤레이터의 일 실시예를 도시한다. 도시된 바와 같이, 컨버터(250)는 하이-측 파 워 MOSFET(251), 인덕터(252), 출력 커패시터(253), 다이오드(258)와 프리휠링 파워 MOSFET(257)를 포함하는 프리휠링 클램프(256), BBM 회로(261) 및 펄스폭 변조(PWM) 컨트롤러(260)를 포함한다. 컨버터(250)의 출력 단자로부터의 피드백 VFB를 이용하여, PWM 컨트롤러(260)의 동작은 온-타임 MOSFET(251,257)가 지정된 출력 전압 VOUT을 조절하도록 컨트롤한다. DC/DC 컨버터에 대한 피드백 회로는 예를 들어 각각 2007년 8월 8일 출원되고 그 전체에 참조로 여기 결합되는 미국 특허 출원 번호 제11/890,818호, "High-Efficiency DC/DC Voltage Converter Including Down Inductive Switching Pre-Regulator And Capacitive Switching Post-Converter," 및 제11/890,856호, "High- Efficiency DC/DC Voltage Converter Including Up Inductive Switching Pre-Regulator And Capacitive Switching Post-Converter,"에 설명되고 기술 분야에 잘 알려져 있다.
출력 전압 VOUT은 입력 전압, 부하 전류, 및 온도의 특정 범위 이상 조절된다. 이에 대한 컨버터(250)는 스위칭 전압 레귤레이터이다. 모든 스위칭 전압 레귤레이터는 또한 전압 컨버터로 고려될 수 있다(역이 반드시 참일 필요는 없음). 스위칭 레귤레이터와 스위칭 컨버터 사이를 구분하기 위한 노력은 없다.
컨버터(250)에서, 하이-측 MOSFET(251)는 BBM 회로(261)를 구비한 게이트 드라이브 회로 내에 적절한 변화를 가지는 P-채널 MOSFET 또는 N-채널 MOSFET가 될 수 있다. 다이오드(255)는 선택적이고 그 캐소드가 양의 입력 Vbatt에 연결되면 MOSFET(251)에 내장될 수 있다. 그렇듯이, 다이오드(253)는 컨버터(250)의 정상 동 작 동안 역전된 상태이다.
프리휠링 MOSFET(257)는 BBM 회로(261)를 구비한 게이트 구동 회로 내에 적절한 변화를 가지는 P-채널 MOSFET 또는 N-채널 MOSFET가 될 수 있다. 바람직한 실시예에서, 프리휠링 다이오드(258)가 존재하고 그 애노드가 출력 VOUT에 연결되면 프리휠링 MOSFET(257)에 병렬이다. 다이오드(258)는 MOSFET(251)에 내장된다. 동시에 그들은 전도 시 전류Ifw를 반송하는 프리휠링 클램프(256)를 포함한다.
컨버터(250)의 정상 동작 동안, 프리휠링 다이오드(258)는 하이-측 MOSFET(251)의 전도 조건에 따라 역-바이어스와 포워드-바이어스 사이를 교류한다. 바람직한 실시예에서, 프리휠링 MOSFET(257)는 MOSFET(257)은 그 저-저항에서 "온" 상태일 경우 프리휠링 다이오드(258) 안에서 MOSFET(257)의 채널을 통해 흐르는 전류의 상당한 부분을 전환하고 결과적으로 MOSFET가 전도하지 않을 때보다 클램프(256)를 가로질러 더 낮게 전압 강하하는 충분하게 낮은 온-저항을 가진다.
다이오드(254)는 선택적이고 프리휠링 스텝-다운 컨버터의 동작에 필요하지 않다. 정상 동작하에서 Vx 노드에 연결되는 캐소드를 가지고, 다이오드(254)는 역 바이어스 및 비-전도 상태이다. 다이오드(254)의 존재는 MOSFET(251 및 257)을 모놀리식(monolithic)하게 집적하는 구조물이 될 수 있다.
설명한 바와 같이, 출력 전압 VOUT은 스위칭 기간에 비례하는 하이-측 MOSFET(251)의 온-타임에 의해 컨트롤 되고, 그에 의해 벅 컨버터에 의해 이전에 설명된 동일한 전압 전환 방정식인 아래 수학식 1과 같다.
Figure 112009072023142-PCT00006
여기서 T는 PWM(260) 내의 클럭 또는 램프 제너레이터의 기간이고, Vin은 배터리가 전력을 공급받거나 임의의 다른 전원, DC/DC 컨버터, AC/AC 어댑터, 또는 실행 컨버터(250)에 사용되는 컴포넌트의 지정된 동작 전압 범위 내의 파워 소스의 출력에 의해 전력을 공급받는 입력 분류 Vbatt이다.
ton < T 이므로, 프리휠링 컨버터(250)의 출력 전압은 그 입력 전압보다 더 낮을 필요가 있어, 그리하여 레귤레이터는 엄격하게 Vbatt와 그라운드 사이에 제한된 양의 출력을 가진 스텝다운 컨버터가 된다. MOSFET 스위칭의 속도 제한은 몇 메가헤르츠까지로 PWM 클락 주파수에 대하여 5% 와 95% 사이의 듀티 팩터를 거의 제한한다. 그 이상, 듀티 팩터 범위는 컨트롤 루프 내의 진행 지체 때문에 좁아진다.
PWM 컨트롤러(260)는 고정된 주파수에 제한되지만, 변화하는 주파수로, 예를 들어 고정된 온-타임 및 가변 오프 타임 또는 PWM과 가변-주파수 모드 사이의 교류로 또한 동작될 수 있다. 출력 커패시터(253)를 최대 전압으로 충전한 다음 최소 값으로 감소하도록 하고, 그 다음 그 사이클을 반복하는 것에 의해, 히스테리시스 모드에서도 동작될 수 있다. 가변 주파수 또는 시스테리시스 동작은 동작에 전류를 덜 사용하는 반면에 일반적으로 고정된 주파수 PWM 동작과 비교된 바와 같이 증가된 출력 리플을 보인다.
프리휠링 스텝-다운-컨버터 동작
전술된 바와 같이, 레귤레이터의 출력으로부터의 피드백 VFB를 이용하여, PWM 컨트롤러(260)의 동작은 온-타임 MOSFET(251,257)가 지정된 출력 전압 VOUT을 조절하도록 컨트롤한다.
프리휠링 스텝-다운 컨버터의 동작의 원리는 하이-측 MOSFET(251)의 온타임으로 인덕터(252) 내의 전류를 컨트롤하는 것과 인덕터(252)와 병렬인 저-저항 프리휠링 MOSFET(257)을 가진 인덕터 전류 IL을 분로하는 것에 의해 인덕터(252)의 Vx 노드에서 전압 과다를 컨트롤하는 것이고, 상기 프리휠링 MOSFET는 하이-측 MOSFET(251)의 위상 밖에서 전도한다. 도 8A-8D에 도시된 파형을 가지는, 프리휠링 스텝-다운 컨버터에 대한 동작 시퀀스가 도 7A-7D에 도시된다.
도 7A의 회로 265에 도시된 동작의 제 1 단계는, 하이-측 MOSFET(251)이 온이고 전류 IHS=IL를 전도하는 경우, 프리휠링 MOSFET(257)는 오프이고, 프리휠링 다이오드(258)는 역 바이어스되어 프리휠링 클램프(256)(Ifw)을 통한 전류는 '0'과 같아 진다. 하이-측 MOSFET(251)이 전도하는 동안, Vx(도 8A에 커브 281로 도시됨)는 Vx = (Vbatt-IL*RDS1)과 같고, 거의 Vbatt와 같다. 프리휠링 전류 없이, 그 다음 IHS=Ix=IL=IOUT 이다. 인덕터 전류 IL은 값 291로 사이클을 시작하고 도 8B에 도시된 바와 같이 값 292로 램프 업 한다. 인덕터 전류 IL은 도 8C에 도시된 하이-측 MOSFET 전류 IHS(값 296,297 각각)와 또한 동일하다.
이 사이클 동안 출력 전압 VOUT은 커패시터(253)에 공급하는 인덕터 전류 IL에 의해 컨트롤된다. 사이클당 출력 커패시터(253)에 전달되는 전하 dQ(쿨롱으로)는 그러면,
Figure 112009072023142-PCT00007
그리고, dVc= dQc/C이므로, 출력 커패시터의 전압 dVc에서 증가 변화가 다음에 의해 주어진다.
Figure 112009072023142-PCT00008
결과적으로, MOSFET(251)의 온-타입 ton은 임의의 한 사이클 동안 부하와 출력 커패시터에 전달되는 전하의 양을 결정한다. 도 8D의 그래프 300에 도시된 바와 같이, 인덕터(252)를 가로지르는 인덕터의 전압(커브 301)은 VL = ((Vbatt - IL*RDS1) -VOUT) ≡ (Vbatt - VOUT)로 주어지고, RDS1은 하이-측 MOSFET(251)의 온-저항이다.
도 7B의 회로 266은 프리휠링 스텝-다운 컨버터(250)의 동작에서 제 2 단계를 도시한다. 도 8A에 도시된 바와 같이, MOSFET(251)가 시간 ton에서 닫히자 마자, Vx는 출력 또는 VOUT-Vf 이하인 하나의 포워드-바이어스된 다이오드-강하 Vf와 동일한 레벨로 즉시 강하한다. 도 8D에 도시된 바와 같이, 이 전이(커브 302)는 인덕터(252)를 가로지르는 전압 VL의 극성을 역전하지만 Vx를 종래 벅 컨버터에서와 같이 그라운드 이하로 구동하지 않는다.
프리휠링 다이오드(258)가 인덕터(252)를 통해 전류를 반송하는 것에 의해 셀프-타이밍 전압-클램프 및 전류-분로로 작용하므로 MOSFET(251,257) 모두는 예를 들어 BBM 인터벌 동안 오프 상태인 임의 시간에 프리휠링 MOSFET(257)내의 전도 시간이 덜 중요하다. 이 단계 동안, 인덕터(252)내의 인덕터 전류 IL(도 8B의 전류 292)과 크기가 동일한 하이-측 MOSFET(251) 내의 전류 IHS(도 8C의 전류 297)는 프리휠링 클램프(256)으로 넘겨진다(도8C의 전류 298).
보다 자세하게, 일단 MOSFET(251)가 오프이고 IHS = IX = 0이면, 프리휠링 클램프(256)는 인덕터(252)를 통해 풀 전류를 반송하여 IL ≡ Ifw 이다. 따라서, 출력 단자(Iout)에서 전류가 거의 '0'이고 Vx 노드에서 전류(Ix) 또한 거의 '0'이기 때문에 인덕터(252)는 전압 VOUT 또는 Vx를 이 기간동안 변화하도록 할 수 없다. 인덕터(252)를 통한 전류가 분로되었기 때문에, 인덕터(252)는 임의의 다른 회로 소자에 전류를 공급할 수 없거나 출력 단자 또는 Vx 핀 상의 전압이 이동하도록 할 수 없다. 도 8A에 도시된 바와 같이, 이 조건은 BBM 회로(261)에 의해 결정된 바와 같 이, 구간 tBBM의 BBM 인터벌(283)동안 지속한다.
동작의 제 3 단계에서, 도 7C에 도시된 바와 같이, BBM 인터벌(283) 후, 프리휠링 MOSFET(257)은 턴온하고 다이오드로부터 전류를 전환하여, 전도 프리휠링 클램프(256)를 가로지르는 전압 강하(304)를 -Vf에서 -IL*RDS2로 감소시키는데, 여기서 RDS2는 MOSFET(257)의 온-저항이다. 이 시간 동안, Vx는 거의 Vx는 거의 VOUT과 같다. PWM 컨트롤 하에서, MOSFET(257)은 도 7D에 도시된 바와 같이 구간 tBBM 동안 제 4 단계의 동작에서 턴오프되고 그 시간동안, 다이오드(258)는 인덕터 전류 IL을 반송한다.
시간 T에서, 클럭의 기간, 사이클은 하이-측 MOSFET(251)의 턴온, Vx의 ~VOUT에서 ~Vbatt으로 점프, 인덕터(252)를 가로지르는 극성의 양의 값으로의 리턴, 및 프리휠링 클램프(256)의 도 8C에 도시된 하이-측 MOSFET(251)(포인트 296)로 그 전류 Ifw(포인트 299)를 되돌리는 것을 반복한다.
프리휠링 컨버터(250)의 동작을 종래의 벅 또는 동기 벅 컨버터와 비교하면, 일부 주목할 만한 차이가 발생한다. Vx 노드는 공급 레일 밖으로 절대 나오지 않지만 (MOSFET 온-저항 무시) 입력 전압 Vbatt와 출력 전압 VOUT(그라운드 아님) 사이에서 전이한다. 더 작은 전압 범위(Vbatt-VOUT)는 게이트 전하와 게이트 구동 손실을 감소시키고 강요된 다이오드 회복 동안 다이오드(258) 상의 스트레스를 낮춘다.
또한, 벅 컨버터에서와 달리, 프리휠링 컨버터(250)에서, 인덕터(252)는 그 전류 IL을 출력 단자와 커패시터(253)으로 하이-측 MOSFET(251)이 온이고 전도중일 때에만 운반한다. 프리휠링 단계 동안, 하이-측 MOSFET가 오프일 때(제 2, 3, 4 위상 위에서), 인덕터 전류는 연속적으로 유지되고 부하와 상호작용하지 않고 극성 반전과 부하 내에서 노이즈 관련 이슈를 회피한다.
감소된 다이오드 회복 스트레스 및 손실
도 8D의 그래프 300은 인덕터(252)를 가로지르는 전압 VL을 도시한다. 개시된 프리휠링 스텝-다운 컨버터에서, VL 또한 프리휠링 다이오드(258)과 프리휠링 MOSFET(257)을 가로지르는 전압이다. 도 8D에 도시된 파형은 그러므로 강제 다이오드 회복, 즉, BBM 인터벌을 따르는 큰 전압 전이를 가져오는 임의의 전이 동안 의미있다.
그러한 케이스는 BBM 인터벌(305) 이후 즉시 발생하고, 시간 T에서, 인덕터 전압 VL은 전이(306)에서 오르고 포워드 전류가 다이오드(258)에서 흐른 후 즉시 P-N 다이오드(258)를 가로지르는 ~Vbatt의 역 바이어스를 부과한다. 그러하듯이, 일부 다이오드 회복 스트레스는 제 4 단계의 동작의 결말에서 기대된다.
도 9A의 그래프 340은 이 동작 영역을 확장하여, 시간에 대하여 플로팅된 다이오드 회복 전류 파형 IPN을 도시한다. IPN의 파형은 다이오드(258)를 통하는 포워 드-바이어스 전류(커브 341)로 시작하고, 하이-측 MOSFET(251)가 다시 턴온하는 경우 고정된 dI/dt의 영역(커브 342), 피크 역 전류(포인트 343), 및 마지막으로 저장된 전하 소실과 같은 역 전류 내의 붕괴(커브 344)와 같은 종래의 벅 컨버터에서 강제 다이오드 회복 동안 전류의 파형과 유사하다. 종래의 벅 및 개시된 프리휠링 컨버터에 대하여 동일한 전류 파형을 가정하면, 다이오드 회복 동안 다른 회로 토폴로지의 결과로, 상응하는 전압 파형은 실질적으로 상이하다.
도 9B의 균등한 회로도에 도시된 바와 같이, 다이오드 회복 동안 종래의 벅 또는 동기 벅 컨버터(380)는 Vbatt에서 양의 단자(385)에 연결된 하이-측 MOSFET를 대표하는 제어된 전류 소스(381), 역 회복 하의 그라운드-연결 다이오드(386)(다이오드(386)가 P-N 다이오드(387)와 커패시터(388)의 병렬 결합으로 표시되는 경우), 인덕터 전류(IL)를 나타내는 고정된 전류 소스(382), 전압 Vc=VOUT으로 충전된 컨버터의 출력 커패시터를 나타내는 전압 소스(383), 및 부하(384)를 포함한다.
다이오드 회복 전 포워드-바이어스 조건 아래서, 다이오드(387)는 전도하고 포워드 바이어스 Vf는 다이오드(387)를 가로질러 발전한다. 다이오드(387)의 애노드가 그라운드이므로, 포워드-바이어스 하에서, 전압 Vx는 그래프 340 내의 커브 346으로 도시되는 바와 같이 그라운드 이하이다.
회복(386) 하의 다이오드(386)는 커패시터(388)과 P-N 다이오드(387)의 병렬 결합으로 표시된다. 커패시터(388)는 임의의 소수 캐리어 전하 저장소 없이 전압-의존 접합 커패시터 Cj(Vx)를 표시한다. P-N 다이오드(387)는 포워드 바이어스된 후 즉시 또는 포워드 바이어스 동안 P-N 접합 다이오드 내에 저장된 소수 캐리어와 관련된 확산 커패시턴스를 대표한다. 전체 전류 Irect는 공핍과 확산 커패시턴스 모두 안의 임의의 전류와 함께 전도 전류를 포함하거나,
Figure 112009072023142-PCT00009
이다.
치환 전류(Cj*dVj/dt)는 접합 전압으로 넓어지거나 좁아지는 공간 전하 또는 공핍 영역을 야기하는 접합 커패시턴스를 충전 또는 방전한다. 재결합 전류는 반도체 물질의 소수 캐리어 수명에 따르는 소수 캐리어의 정상 재결합을 설명한다. 추출 전류는 공핍 영역 안으로 확산하고 접합의 외부로 전송되는, 즉 다수 캐리어가 되는 소수 캐리어를 설명한다.
접합을 가지는 내부 피드백 종류를 포함하는 이 방정식의 복잡함은 접합 바이어스가 전류에 영향을 미치고 전류가 접합 바이어스에 영향을 미치는 것이다. 이 효과는 커브 347에 도시된 바와 같이 장치로부터 소수 캐리어가 이동하는 동안에도 접합을 가로지르는 전압을 다소 일정하게 유지하는 것이다. 결국, 마지막 소수 캐리어가 제거되듯, 전압 Vx ( rect )는 높은 dV/dt 슬루 비에서 빠르게 -Vf에서 Vbatt 까지 오른다. 전압은 오버슈트하고(포인트 349), 링하고(커브 350), 마지막으로 Vx=Vbatt로 결정한다.
벅 토폴로지의 중요한 측면은 하이-측 전류 소스(381)과 회복하는 다이오드(386)이 정류기 다이오드(386)의 역전 회복 동안 전원(385)을 본질적으로 쇼트한다는 것이다. 회복은 다이오드 회복에 대하여 극도로 심한 바이어스 조건인 전류를 공급하는 거의 풀 배터리 입력 전압으로 발생한다. 반대로 도 9C의 프리휠링 스텝-다운 컨버터는 중간 회복 조건을 보인다.
도 9C의 균등한 회로도에 도시된 바와 같이, 다이오드 회복 동안 프리휠링 스텝-다운 컨버터(400)는 Vbatt에서 양의 단자(405)에 연결된 하이-측 MOSFET를 대표하는 제어된 전류 소스(401), 역 회복 하의 출력-연결 다이오드(406)(P-N 다이오드(407)와 커패시터(408)의 병렬 결합으로 표시됨), 인덕터 전류(IL)를 나타내는 고정된 전류 소스(402), 전압 Vc=VOUT으로 충전된 컨버터의 출력 커패시터를 나타내는 전압 소스(403), 및 부하(404)를 포함한다.
다이오드 회복 전 포워드-바이어스 조건 아래서, 다이오드(407)는 전도하고 그것을 가로질러 포워드 바이어스 Vf를 발전한다. 그런데 다이오드(407)의 애노드가 그라운드되지 않으나 대신에 출력 전압에 묶이므로, 포워드-바이어스 하에서 전압 Vx는 벅 컨버터 내의 것과 같이(커브 346) 그라운드 이하가 아니지만, 그래프 340 내의 커브 360에 도시된 바와 같이 출력전압(즉, Vx=(VOUT-Vf)) 이하로 강하한 하나의 포워드-전압이다.
벅 컨버터의 경우에서와 같이, 접합 커패시턴스(408)와 확산 커패시턴스는 다이오드(406)가 회복하는 동안 Vx 전압을 세미-상수로 유지하지만(커브 361), 후 에 다이오드 회복을 구동하는 네트 바이어스는 (Vbatt-VOUT)일 뿐이고 벅 컨버터에서와 같이 풀 입력 전압이 아니다. 더 낮은 부가 전압으로, 다이오드 회복은 더 낮은 슬루 비(커브 362), 더 작은 오버 슈트(포인트 363), 및 최소 링(커브 364)을 가지고 더 부드럽다.
더 부드러운 회복과 더 작은 오버 슈트에 더해 다른 장점은, 하이-측 MOSFET(401)에 의해 다이오드(406)에 공급되는 다이오드 회복 전류 Ifw는 그라운드로 흐르지 않고 출력 커패시터(403) 및 부하(404)로 흐른다. 그래서 프리휠링 스텝-다운 컨버터에서 다이오드 회복 전류는 부하에 에너지를 공급하고 그에 의해 컨버터 효율을 향상시킨다.
감소된 게이트 구동 손실
프리휠링 스텝-다운 컨버터의 다른 이익은 그것의 감소된 게이트 전하와 게이트 구동 손실이다. Vx가 (+Vbatt ≡ IL*RDS1)의 최대 값과 (+VOUT- Vf)의 최소 사이에서만 변화하기 때문에 하이-측 MOSFET(251)를 가로지르는 드레인-대-소스 전압 스윙 ΔVDS1은 거의 (+Vbatt - VOUT)이다. 이 더 낮은 전압 스윙의 장점은 Miller 효과에서 감소와 더 낮은 게이트 전하 손실이다. 이 이익은 그래프 440이 2개의 게이트 전하 커브-프리휠링 스텝-다운-컨버터에 대한 커브 QG(B)와 종래의 벅 컨버터에 대한 커브 QG(A)를 포함하는 도 10A에 도시된다.
도시된 바와 같이, 벅 컨버터에 대한 게이트 전하-커브 QG(A)는 영역 441,442,443을 가지는 드레인-대-소스 전압 커브에 상응하는, 컷-오프 영역, 포인트 449에서 끝나는 ΔQGD 평탄 영역, 및 평탄 영역 너머 리니어 영역(450)을 포함한다. 드레인-대-소스 전압 커브의 컷오프 영역(441)에서, VDS는 Vbatt와 동일하다. 드레인-대-소스 전압 커브의 리니어 영역 443에서 VDS는 IL*RDS1과 동일하다.
반대로, 프리휠링 스텝-다운-컨버터에 대한 게이트 전하-커브 QG(B)는 영역 444,445,446을 가지는 드레인-대-소스 전압 커브에 상응하는, 컷-오프 영역, 포인트 447에서 끝나는 ΔQGD 평탄 영역, 및 평탄 영역 너머 리니어 영역(448)을 포함한다. 드레인-대-소스 전압 커브의 컷오프 영역(444)에서, VDS는 (Vbatt-VOUT), 즉, 입력과 출력 전압 사이의 차이와 같다. 드레인-대-소스 전압 커브의 리니어 영역(443)에서, VDS는 종래의 벅 컨버터와 같이, IL*RDS1와 같다.
프리휠링 스텝-다운 컨버터에서 드레인 전압은 더 작은 영역 이상 스윙하므로, ΔQGD 평탄역의 폭은 비례하여 감소된다. 이 장점은 x-축 상의 게이트 바이어스 VGS에 대항하는 y-축 상의 MOSFET'의 게이트 전하(커브 466,467), 온-저항(커브 465), 및 QG*RDS 곱셈의 곱(커브 468,469)을 플로팅하는 도 10B에 보다 분명히 도시된다. 그래프 450에 도시된 바와 같이, 오프 영역 내의 포인트 462까지, 두 컨버터 내의 하이-측 MOSFET는 동일한 게이트-전하(461)를 나타낸다. 포인트 462를 지나 서, 피드백 효과는 프리휠링 스텝-다운 컨버터의 더 작은 Miller 효과 전하(463)에 비교하여 벅 컨버터가 추가 전하 ΔQGD 크기(464)를 나타내도록 한다. 더 높은 게이트 바이어스 때문에, 양 MOSFET는 균등 슬로프로 리니어 증가하는 게이트 전하 466과 467을 보인다.
보다 정확한 비교를 위해, 두 애플리케이션 회로 내의 MOSFET 리니어-영역 게이트 전하 466,467는 저항(465)에 의해 프리휠링 및 벅 토폴로지에 대한 성능 지수 커브(468,469)를 가져오도록 표준화될 수 있다. 벅 컨버터의 성능지수 커브(469)는 QG*RDS1의 최소값을 가지고, 프리휠링 스텝-다운-컨버터의 성능 지수 커브(468) 보다 상당히 높다. MOSFET의 구조와 컨버터의 입력 및 출력 전압에 따라, 프리휠링 스텝-다운 컨버터는 유사 조건 하에서 동작하는 종래의 벅 컨버터에 비해 80%까지 게이트 구동 손실을 용이하게 감소시킬 수 있다.
불연속 제거와 인덕터 전류 역전
프리휠링 스텝-다운-컨버터는 또한 도 11A의 균등 회로도 500에 도시된 바와 같이 작은-부하 동작 동안 독특한 장점을 제공한다. 도시되는 바와 같이, 작은 부하 조건 동안, 부하(508)가 타깃 값에서 VOUT을 유지하기 위해 작은 전류를 끌어다니는 경우, 프리휠링 스텝-다운 컨버터는, 하이-측 MOSFET(505)가 오프 상태로 있고(그리고 그리하여 오픈 회로로 보임) 인덕터(504)가 부하(508) 내의 또는 출력 커패시터(507) 내의 전류의 극성에 영향을 미치지 않고 프리휠링 클램프(501)에서 그 전류의 재순환을 계속하는 것에 의해, 조건 안에서 확장된 구간 동안 동작할 수 있다.
시간 동안 MOSFET(505)가 오프되고 Ix=0일 때, 부하는 배터리 입력으로부터 컷오프되고 인덕터(504) 내의 전류 IL은 온-상태 MOSFET(502)를 통해 우선 전도하여 포워드-바이어스된 다이오드(503)를 분로한다. IL=Ifw 이므로, 인덕터 전류는 커패시터(507)과 부하(508)를 포함하는 출력(506) 안으로 흐르지 못한다. 즉, I1=0이다. I1=0이므로, 부하 회로(506)는 나머지 컨버터(500)로부터 본질적으로 컷오프되고 출력 커패시터(507)는 요구되는 바와 같이 전류 Iout을 부하(508)에 공급한다.
유도성 전류 재순환의 연장된 기간 동안, 인덕터 또는 배터리로부터 출력 회로(506)로 에너지가 전송되지 않고, 출력 전압 VOUT은 커패시터(507)가 방전되듯 점차 감쇄할 것이다. 출력 전압 VOUT에서 이 감소는 도 11B의 그래프 515에서 커브 516으로 도시된다. 커브 518로 도시된 전압 Vx는 프리휠링 MOSFET 전도 동안 아래 수학식 10과 같으므로 출력 전압을 트래킹한다.
Figure 112009072023142-PCT00010
이 시간 동안, 인덕터와 프리휠링 MOSFET 전류 Ifw=IL 는 크기에서 약간 감소한다(그래프 520의 커브 523). 출력 전압 VOUT이 너무 낮게 늘어지면, 이 조건은 비 교기 또는 많은 다른 수단에 의해 검출될 수 있다. 그래프 515에 도시된 바와 같이, VOUT이 포인트 517에서 한계 VOUT(min)에 도달하는 경우, 컨트롤 회로는 출력 전압이 지정된 조절 밖으로 나간 것을 검출한다.
일단 이 조건이 검출되면, 프리휠링 MOSFET(502)는 그 다음 턴오프되고 하이-측 MOSFET(505)는 잠시 턴온되어, 커브 521에 의해 표시되는 전압으로 Vx를 구동하고, 그 특정 전압 범위 VOUT(max)의 고단에서 전압(커브 518)로 VOUT을 가져오고 커패시터(507)를 리프레시한다.
이 인터벌 동안, 인덕터 전류는 I3=IL 에 의해, 부하(508)와 출력 커패시터(507)로 반송되므로 Ifw = 0이다. 일단 VOUT이 커브 518에 의해 표시되는 조건에 도달하면, 인덕터 전류 IL과 같은 프리휠링 전류 Ifw를 가지고, 컨버터는 균등 회로도(500)에 도시된 프리휠링 상태로 리턴하고, 하이-측 MOSFET(505)는 턴온되고, 프리휠링 MOSFET(502)는 턴온된다.
실질적인 인덕턴스가 출력 회로(506)에 존재하지 않으므로, 저항성 부하(508), 전류 Iout 및 출력 전압 Vc=VOUT 극성을 역전하는 것에 의한 임의의 수단 없이 τout=RC 의 시간 상수를 가지고 지수적으로 감쇄한다. 유사하게, 존재하는 접합 커패시턴스 만으로, 프리휠링 분로와 전압 클램프(501)는 계속해서 인덕터 전류 IL을 전도하고, 이는 τfw = L/R의 시간 상수를 가지고 지수적으로 감쇄한다. 이 절 연 프리휠링 회로 내에 존재하는 상당한 커패시턴스 없이, 인덕터 전류 IL이 극성을 역전하는 것에 의한 수단이 존재하지 않는다.
LC-탱크를 형성하고 진동을 일으키는 충분한 파라스틱 및 접합 커패시턴스가 있더라도, 인덕터 전류가 결국 방향을 역전하더라도, 컨버터의 효율에는 아무런 영향이 없다. 작은 부하 동작에서, 정상 동작에서와 같이, 인덕터 전류가 프리휠링 할때마다, 프리휠링 회로가 하이-측 MOSFET(505) 내의 또는 출력 회로(506) 내의 전류 또는 전압에 영향을 미치지 않도록, I1=0 이고 I3=0이다.
대안으로, IL이 그 방향을 역전하는 조건에 도달할 때마다, 극성이 검출될 수 있고 프리휠링 MOSFET(502)는 셧-오프될 수 있다. 그러나, 임의 이벤트에서 I3=0 이므로, 전류 IL의 극성은 출력 회로(506) 상에 영향이 없고, 컨버터의 저-부하 동작과 무관하다.
이론적으로, IL이 역 방향으로 흐르면, MOSFET(505)가 다시 턴온 될 때 전류 스파이크를 야기할 수 있다. 이 전류 스파이크를 방지하는 하나의 수단은 다시 MOSFET(505)를 턴온하기 전에 IL이 정상 방향, 즉 Vx 노드에서 VOUT 노드로 돌아와 진동할 때까지 기다리는 것이다. IL이 역 방향으로 흐를지라도, 그러나, 그 크기는 매우 작고 결과 전류 스파이크는 무시해도 좋을 것이다.
프리휠링 스텝-다운-컨버터 MOSFET 게이트-드라이브 고려 사항
실제로, 프리휠링 스텝-다운-컨버터 내의 하이-측 MOSFET 및 프리휠링 MOSFET는 임의 조합의 N-채널 및 P-채널 장치를 포함할 수 있다.
도 12A에 도시된 모든 P-채널 실시예에서, 프리휠링 스텝-다운-컨버터(530)는 하이-측 P-채널 MOSFET(531), 프리휠링 P-채널 MOSFET(532), 인덕터(533) 및 출력 커패시터(534)를 포함한다. 프리휠링 MOSFET(537)에 병렬인 프리휠링 다이오드(536)는 하이-측 MOSFET(531)가 오프일 때마다 포워드-바이어스 및 전도되고, 하이-측 MOSFET(531)이 온일 때마다 거꾸로 역-바이어스 및 비전도 상태로 남는다.
개략도(530)에 도시된 바와 같이, 하이-측 MOSFET(531)은 입력 전압 Vbatt에 의해 전력을 공급받는 CMOS 게이트 버퍼(535)에 의해 구동된다. 버퍼(535)의 출력이 Vbatt 일 때, 그러면 MOSFET(531)의 게이트-대-소스 전압 VGS1은 '0'과 같고, MOSFET(531)는 오프된다. 버퍼(535)의 출력이 그라운드일 때, MOSFET(531)의 게이트 바이어스 VGS2는 Vbatt와 같고 MOSFET(531)은 풀-온 및 전도된다. 하이-측 MOSFET(531)의 온-저항은 VOUT 값에 따라 좌우되지 않는다. MOSFET(531)과 병렬인 다이오드(539)는 역 바이어스 및 비-전도 상태로 남는다. (여기 사용된 바와 같이, 달리 표시되지 않으면 주어진 MOSFET에 게이트 버퍼에 의해 제공되는 VGS1은 하이 게이트 전압을 지정하고 VGS2는 로우 게이트 전압을 지정한다.)
또한, 회로(530)에서, 프리휠링 MOSFET(532)는 인덕터(533)과 병렬로 연결되는 내장 P-N 다이오드(536)을 구비한 P-채널 트랜지스터(537)를 포함한다. 컨버 터의 입력 전압 Vbatt에 의해 전력을 공급받은 게이트 드라이브 버퍼(538)는 레일-대-레일 신호로 MOSFET(537)를 구동한다. 버퍼(538)의 출력이 Vbatt일 때, 그러면 MOSFET(537)의 게이트 바이어스 VGS1가 양의 게이트 바이어스 Vbatt - VOUT > 0 과 같다. MOSFET(537)이 P-채널 MOSFET 이므로 양의 게이트 바이어스가 그것을 턴오프 한다. 버퍼(538)의 출력이 그라운드이고, Vx ≡ VOUT일 때, 그러면 MOSFET(537)의 게이트 바이어스 VGS2는 -VOUT과 같고 MOSFET(537)은 온 및 전도된다.
프리휠링 P-채널 MOSFET(537)의 온-저항은 전압 VOUT에 좌우된다. VOUT이 거의 Vbatt이면, 그라운드된 게이트로, MOSFET(537) 상에 임프레스된 VGS의 크기는 크고 그 저항은 낮다. 반대로, VOUT이 거의 그라운드이면, VGS2 = -VOUT 이므로, MOSFET(537)이 완전히 강화되지 않고 그 온-저항이 하이가 될 것이다. 매우 낮은 출력 전압 컨버터에 대하여, 예를 들어 VOUT=0.9V, 게이트 드라이브는 프리휠링 MOSFET(537)를 불충분하게 턴온 할 수 있다.
도 12B에 도시된 보완하는 다음 실시예에서, 프리휠링 스텝-다운 컨버터(560)는 하이-측 N-채널 MOSFET(561), 프리휠링 P-채널 MOSFET(567), 인덕터(563), 및 출력 커패시터(564)를 포함한다. 프리휠링 MOSFET(567)에 병렬인 프리휠링 다이오드(566)는 하이-측 MOSFET(561)가 오프일 때마다 포워드-바이어스 및 전도되고, 반대로 하이-측 MOSFET가 온일 때마다 역-바이어스 및 비전도 상태로 남 는다.
개략도(560)에 도시된 바와 같이, 하이-측 MOSFET(561)는 MOSFET(561)가 오프일 때마다 전압 Vboot으로 충전되는 부트스트랩 커패시터(570)에 의해 전력을 공급받는 부트스트랩 전력 CMOS 게이트 버퍼(565)에 의해 구동된다. 그 시간 동안, Vx는 거의 VOUT과 같고, Vboot는 전압 (Vbatt-VOUT-Vf)으로 충전하고, 여기서 Vf는 부트스트랩 다이오드(571)를 가로지르는 포워드 전압 강하이다. 버퍼(565)의 출력이 하이 일 경우, 그 출력은 (Vx + Vboot)의 전압으로 바이어스되어 그 다음 VGS1 = Vboot 이고, MOSFET(561)는 온이 된다. 하이-측 MOSFET(561)의 온-저항은 VOUT 값에 따라 좌우된다. VOUT이 로우이면, 즉, 그라운드에 더 가까우면, VOUT은 크고 MOSFET(561)가 그것의 온 상태에서 완전 강화된다. 반대로 VOUT이 배터리 전위보다 더 가까이 하이 이면, Vboot는 N-채널 MOSFET(561)를 완전 강화시키기에 불충분할 수 있다.
하이-측 N-채널(561)을 턴오프하기 위해, 그 게이트는 Vx 보다 더 음이거나 같은 전위로 바이어스되어야 한다. 도시된 바와 같이, 버퍼(565)의 출력이 로우일 경우, 그 다음, 버퍼(565)가 플로팅 Vx 노드에 기준이 되기 때문에, 게이트 바이어스 VGS1 = 0 이고, N-채널 MOSFET(561)가 오프 및 비전도가 된다. MOSFET(561)과 병렬인 다이오드(569)는 역 바이어스 및 비-전도 상태로 남는다.
컨버터(530)에서와 같이 컨버터(560)에서, 프리휠링 MOSFET(562)는 인덕터(563)에 병렬인 내장 P-N 다이오드(566)을 구비한 P-채널 트랜지스터(567)를 포 함한다. 또한 Vbatt에 의해 전력을 공급받은 게이트-버퍼(568)는 풀 배터리 전압 범위와 동일한 바이어스 범위로 MOSFET(567)를 구동한다. 버퍼(568)의 출력이 Vbatt일 경우, 그러면 VGS1≡0, '0' 게이트 바이어스가 P-채널 MOSFET(567)를 턴오프한다. 버퍼(568)의 출력이 그라운드고 Vx≡VOUT일 경우, 그러면 게이트 바이어스 VGS2=-Vbatt이고, MOSFET(567)는 온 및 전도 상태가 된다.
P-채널 MOSFET(567)의 온-저항은 전압 VOUT에 좌우된다. VOUT이 거의 Vbatt이면, 그라운드된 게이트로, MOSFET(567) 상에 임프레스된 VGS의 크기는 크고 그 저항은 낮다. 반대로, VOUT이 거의 그라운드이면, VGS2 = -VOUT 이므로, 장치가 완전히 강화되지 않고 그 온-저항이 하이가 될 것이다. 매우 낮은 출력 전압 컨버터에 대하여, 예를 들어 VOUT=0.9V, 게이트 드라이브는 프리휠링 MOSFET(567)를 불충분하게 턴온 할 수 있다.
도 12C 및 12D에 도시된, 프리휠링 스텝-다운 컨버터(600,630)의 보상 MOSFET 실시예는 게이트 버퍼(605,635)에 의해 레일-대 레일 구동되는 P-채널 하이-측 MOSFET(601과 631)을 채용한다. 하이-측 MOSFET(601,631)의 온-저항은 출력 전압 VOUT 에 따라 좌우되지 않는다.
컨버터(600,630) 내의 N-채널 프리휠링 MOSFET(607,637)은 그들의 게이트 드라이브가 상이하다. 도 12C에 도시된 컨버터(600)에서, N-채널 프리휠링 MOSFET(607)는 VOUT-전력 공급 게이트 버퍼(608)에 의해 레일-대-레일 구동된다. MOSFET(607)의 게이트를 그라운드하는 것이 그것을 턴오프한다. 버퍼(608)의 출력이 Vbatt로 바이어스되는 경우, MOSFET(607)는 다음과 같이 행동하고 VOUT이 Vbatt에 너무 가깝지 않으면 저-저항을 보인다. VOUT이 Vbatt에 너무 가까우면, 게이트 바이어스는 MOSFET(607)에 낮은 온-저항을 제공하는 것이 불충분할 수 있다.
N-채널 프리휠링 MOSFET를 위한 게이트 드라이브의 강화된 실시예가 도 12D에 도시되고, 여기서 게이트 버퍼(638)는 하이-측 MOSSFET(631)가 온 및 전도 상태일 때마다, 로우-측 MOSFET(643)를 턴 온하는 것에 의해 거의 풀 배터리 전압 Vbatt으로 충전된 전하-펌프 커패시터(640)에 의해 전력이 제공된다. 이 시간 동안, 다이오드(642)는 포워드 바이어스하고 커패시터(640)를 전압 Vcp=(Vbatt-Vf)로 충전하고, 여기서 Vf는 다이오드(642)를 가로지르는 포워드 전압 강하이다. 이 시간동안, MOSFET(644)는 오프이고 다이오드(645)는 역 바이어스된다.
프리휠링 MOSFET(637)를 턴온하기 위해, 전하 펌프 MOSFET(643)는 하이-측 MOSFET(631)와 조화를 이뤄 턴오프된다. 전하 펌프 커패시터(640)와 게이트 버퍼(638)의 음의 단자를 출력 전압 VOUT를 기준으로 MOSFET(644)가 턴온된다. 즉각적으로, 커패시터(640)의 양의 단자가 (Vcp+VOUT)의 전위로 가정하여 프리휠링 N-채널 MOSFET(637)상의 게이트 바이어스는 그러면 VGS=Vcp≡Vbatt의 관계에 의해 주어진다. 게이트 버퍼(638)와 N-채널 프리휠링 MOSFET(637)은 VOUT에 기준이 되므로, MOSFET(637)의 온-저항은 VOUT의 값에 독립적이다. 하이-측 P-채널 MOSFET(631)와 같이 프리휠링 N-채널 MOSFET(637)는 그러므로 VOUT 값에 좌우되지 않는 낮은 온 저항을 가진다.
이게 관하여, 컨버터(630)는 여기 개시되는 스텝-다운 프리휠링 컨버터와 전압 레귤레이터를 포함하는 파워 MOSFET 토폴로지와 게이트 드라이브의 바람직한 실시예를 나타낸다.
다음 표는 프리휠링 스텝-다운 스위칭 레귤레이터의 성능 장점을 요약하고 그들을 장점이 적은 종래 기술의 벅 및 동기 벅 컨버터와 비교하는 것이다.
Figure 112009072023142-PCT00011
본 발명의 특정 실시예가 설명되지만 이들 실시예는 설명이고 제한하지 않는다. 많은 추가 및 대안 실시예가 본 설명으로부터 당업자에게 명백할 것이다.

Claims (22)

  1. DC/DC 컨버터에 있어서,
    입력 단자와 전원 공급 단자 사이에 직렬로 연결되는 하이-측(high-side) MOSFET, 인덕터, 및 출력 커패시터;
    상기 인덕터와 병렬로 연결되는 프리휠링(freewheeling) MOSFET를 포함하는 프리휠링 클램프;
    상기 하이-측 및 프리휠링 MOSFET의 게이트 각각을 구동하도록 연결되는 BBM(break-before-make) 회로;
    상기 BBM 회로를 구동하도록 연결되는 펄스폭 변조 회로; 및
    상기 인덕터와 상기 출력 커패시터 사이의 노드에 결합되는 출력 단자를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 프리휠링 MOSFET와 병렬인 프리휠링 다이오드를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 프리휠링 다이오드는 상기 프리휠링 MOSFET 내부의 진성 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 프리휠링 다이오드는 상기 입력 단자와 상기 공급 단자 사이에서 전류 흐름을 차단하도록 직접적으로 연결되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 BBM 회로는 상기 하이-측 MOSFET와 프리휠링 MOSFET의 게이트를 각각 구동하도록 연결되는 출력 단자를 구비한 BBM 버퍼, 상기 입력 단자에 연결되는 상기 BBM 버퍼의 제 1 공급 단자, 상기 전원 공급 단자에 연결되는 상기 BBM 버퍼의 제 2 공급 단자를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 하이-측 MOSFET 및 프리휠링 MOSFET 각각은 P-채널 MOSFET를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 하이-측 MOSFET는 P-채널 MOSFET를 포함하고, 상기 프리휠링 MOSFET는 N-채널 MOSFET를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 BBM 회로는 상기 하이-측 MOSFET의 상기 게이트를 구동시키도록 연결되는 출력 단자를 구비하는 제 1 BBM 버퍼, 상기 입력 단자에 제 2 다이오드를 통해 연결되는 상기 제 1 BBM 버퍼의 제 1 공급 단자, 상기 하이-측 MOSFET와 상기 인덕터 사이의 공통 노드에 결합되는 상기 제 1 BBM 버퍼의 제 2 공급 단자, 상기 제 1 BBM 버퍼의 상기 제 1 및 제 2 공급 단자 사이에 연결되는 부트스트랩 커패시터을 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 하이-측 MOSFET는 N-채널 MOSFET를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 BBM 회로는 상기 프리휠링 MOSFET의 상기 게이트를 구동하도록 연결된 출력 단자를 구비한 제 2 BBM 버퍼, 상기 입력 단자에 연결되는 상기 제 1 BBM 버퍼의 제 1 공급 단자, 상기 전원 단자에 연결되는 상기 제 1 BBM 버퍼의 제 2 공급 단자를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 프리휠링 MOSFET는 P-채널 MOSFET를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 BBM 회로는 상기 프리휠링 MOSFET의 상기 게이트를 구동시키도록 연결되는 출력 단자를 구비한 제 1 BBM 버퍼, 상기 입력 단자에 제 2 다이오드를 통해 연결되는 상기 제 1 BBM 버퍼의 제 1 공급 단자, 제 3 MOSFET를 통해 상기 전원 공급 단자에 연결되고 제 4 MOSFET를 통해서 상기 인덕터와 상기 출력 커패시터 사이의 공통 노드에 연결되는 상기 제 1 BBM 버퍼의 제 2 공급 단자, 상기 제 1 BBM 버퍼의 상기 제 1 및 제 2 공급 단자 사이에 연결되는 부트스트랩 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 프리휠링 MOSFET는 N-채널 MOSFET를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 BBM 회로는 상기 하이-측 MOSFET의 상기 게이트를 구동하도록 연결되는 출력 단자를 구비한 제 2 BBM 버퍼, 상기 입력 단자에 연결되는 상기 제 1 BBM 버퍼의 제 1 공급 단자, 상기 전원 공급 단자에 연결되는 상기 제 1 BBM 버퍼의 제 2 공급 단자를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 하이-측 MOSFET는 P-채널 MOSFET를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  16. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 단자에서 상기 펄스폭 변조 회로의 입력 단자로 연장하는 피드백 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 컨버터.
  17. 제 1 DC 전압을 제 2 DC 전압으로 전환하는 방법에 있어서,
    컨버터의 입력 단자와 인덕터의 제 1 단자 사이에 직렬로 연결되는 제 1 스위치와 상기 인덕터의 상기 제 1 단자와 제 2 단자 사이에 결합되는 제 2 스위치를 포함하는 회로를 제공하는 단계;
    상기 제 1 DC 전압을 상기 컨버터의 상기 입력 단자에 연결하는 단계;
    상기 인덕터를 자화시키도록 상기 제 1 스위치를 패쇄하는 단계;
    상기 제 1 스위치가 폐쇄되는 동안 상기 제 2 스위치를 오픈으로 유지하는 단계;
    상기 제 1 스위치를 오픈하는 단계;
    상기 제 1 스위치를 오픈한 후, 상기 제 2 스위치와 상기 인덕터를 통해 프리휠링 전류가
    흐르도록 상기 제 2 스위치를 폐쇄하는 단계; 및
    상기 인덕터의 상기 제 2 단자에 결합되는 상기 컨버터의 출력 단자에서 상기 제 2 DC 전압을 취득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 DC/DC 전압 컨버팅 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치와 병렬로 다이오드를 연결하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버팅 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 1 스위치를 오픈한 후 상기 제 2 스위치를 패쇄하기 전에 제 1 BBM 인터벌이 패스하도록 허용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버팅 방법.
  20. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치를 오픈하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버팅 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치를 오픈한 후 상기 제 1 스위치를 다시 폐쇄하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버팅 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치를 오픈한 후 상기 제 2 스위치를 다시 폐쇄하기 전에 제 2 BBM 인터벌이 패스하도록 허용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 전압 컨버팅 방법.
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