CN108900083B - 功率转换器及相关系统 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例公开了一种功率转换器以及相关系统，其中所述功率转换器包括：控制器以及功率转换电路，所述功率转换电路用于将输入电源的输入功率转换为负载的输出功率，所述输入电源为与所述功率转换器连接的外加电源；所述控制器，用于控制所述第一开关元件的通断，以实现所述输入电源和所述电感元件之间的通断；在所述功率转换周期中所述第一开关元件被导通之前，控制导通所述单向导通电路，使得所述单向导通电路和所述电感元件之间形成闭合回路，以在所述第一开关元件被导通之前完成对所述第一二极管的反向恢复，并降低所述第一二极管的反向恢复损耗。采用本发明实施例，能够解决现有技术中二极管的反向恢复损耗大等问题。

Description

功率转换器及相关系统
技术领域
本发明涉及电子电路技术领域，尤其涉及功率转换器及相关系统。
背景技术
在通信直流供电系统中采用DC-C(direct current-common)直流配电系统进行配电。考虑到节约成本以及降低设计的复杂度，目前DC-C配电系统中常采用升降压(buck-boost)拓扑来实现直流供电功能。如图1示出buck-boost拓扑，该拓扑的工作原理为：Q1闭合，电源的输入电压Vin让电感L存储能量；Q1断开，电感L经过二极管D1释放能量，向负载提供输出电压Vout，如此周而复始，实现输入电压Vin到输出电压Vout的转换。然而在实践中发现，在Q1导通瞬间，二极管D1会承受Vin+Vout的电压。在D1反向恢复过程中，会将该电压直接施加到Q1上进行散热消除，这将产生较大的反向恢复损耗。
为解决反向恢复损耗大的问题，现有技术中提出buck-boost拓扑电路工作在以下三种模式：第一种，断续模式。如图2A示出在断续模式下电感L的电流示意图。如图2A，在断续模式下电感L在功率转换周期T结束之前，电流将下降到0A，从而使得二极管D1在Q1导通之前即可完成反向恢复，避免高压下的反向恢复损耗。其中，所述功率转换周期T也可称为电压转换周期，指电感从Q1闭合开始存储电能，到Q1断开电感释放电能，直至下一次Q1闭合为止的时长，即相邻两次Q1闭合时的时长。
第二种，临界模式。如图2B示出在临界模式下电感L的电流示意图。如图2B，在临界模式下电感L在功率转换周期T结束时，电流刚好下降到0A，同样可使得二极管D1在Q1导通之前即可完成反向恢复，避免高压下的反向恢复损耗。
第三种，最小电流过0的连续模式。具体的，本实施例中，将二极管D1替换为场效应管，以实现同步整流的效果，可获得小于0的电流(即反向电流)。如图2C示出在连续模式下电感L的电流示意图。如图2C，在连续模式下电感L在功率转换周期T结束之前，电流下降到0A以下，从而使得D1通过反向电流直接完成反向恢复，避免高压下的反向恢复损耗。
然而在实践中发现，上述三种模式下均存在相同的缺陷：在负载较大的情况下，电感电流的平均值较大，实现电感电流过0非常困难，需满足电感电流的最大值达到平均值的两倍及以上。且在电感电流过0的实现过程中，会给电感带来极大的铜损和磁损，电感容易被损坏。同时会给Q1带来极大的关断损耗。基于上述分析，上述三种模式比较适合小功率转换；当所需转换的输出功率(或电压)较大时，采用上述三种模式所带来的电感损耗以及关断损耗，远远超过了D1的反向恢复损耗。因此，现有技术中仍然存在二极管D1的反向恢复损耗较大的问题。
发明内容
本发明实施例公开了功率转换电路以及相关装置，能够解决现有技术中二极管的反向恢复损耗较大等问题。
第一方面，本发明实施例公开提供了一种功率转换器，包括控制器以及功率转换电路，所述功率转换电路用于将输入电源提供给所述功率转换器的输入功率转换为负载的输出功率，所述输入电源为与所述功率转换器连接的外加电源，所述负载为与所述功率转换器连接的输出负载；
所述功率转换电路包括电感元件、第一开关元件、第一二极管以及单向导通电路，所述电感元件分别与所述第一开关元件以及所述第一二极管连接，所述单向导通电路与所述电感元件并联，所述控制器分别与所述第一开关元件和所述单向导通电路连接，所述输入电源通过所述第一开关元件与所述电感元件连接；其中，
所述控制器，用于控制所述第一开关元件的通断，以实现所述输入电源和所述电感元件之间的通断，进而通过所述电感元件将所述输入电源提供给所述输入电源的输入功率转换为所述负载的输出功率；
所述控制器，还用于在所述功率转换周期中所述第一开关元件被导通之前，控制导通所述单向导通电路，使得所述单向导通电路和所述电感元件之间形成闭合回路，以在所述第一开关元件被导通之前完成对所述第一二极管的反向恢复，并降低所述第一二极管的反向恢复损耗；其中，所述功率转换周期为所述第一开关元件相邻两次被断开，或者相邻两次被导通时之间的时间长度。
在一些可能的实施方式中，所述控制器还用于在所述功率转换周期中所述第一开关元件被导通之后，且在所述功率转换周期中所述第一开关元件被断开之前，控制断开所述单向导通电路，使得所述电感元件将所述输入电源的输入功率转换为所述负载的输出功率，不被所述单向导通电路损耗。
在一些可能的实施方式中，所述功率转换电路为升降压buck-boost拓扑电路，
所述控制器还用于在所述输入电源的输入电压大于或等于第一电压的情况下，控制断开所述第一开关元件，导通所述单向导通电路，使得所述单向导通电路和所述电感元件之间形成闭合回路，降低端电压，提升所述功率转换电路的抗压能力；其中，所述端电压为所述开关元件两端的电压，和/或，所述第一二极管两端的电压。
在一些可能的实施方式中，所述单向导通电路与所述电感元件并联磁耦合。
在一些可能的实施方式中，所述控制器，还用于控制所述单向导通电路为低阻抗电路，以导通所述单向导通电路；或者，控制所述单向导通电路为高阻抗电路，以断开所述单向导通电路。
在一些可能的实施方式中，所述单向导通电路支持正向电流导通，反向电流截止；其中，所述正向电流为所述电感元件在所述输入电源的激励下所产生的电流，所述反向电流为与所述正向电流方向相反的电流。
在一些可能的实施方式中，所述功率转换电路支持在连续模式下工作，且流过所述电感元件的最小电流大于0。
在一些可能的实施方式中，所述单向导通电路包括相互连接的第二开关元件和第二二极管；其中，
所述控制器，用于控制所述第二开关元件的通断，以对应控制断开或导通所述单向导通电路。
在一些可能的实施方式中，所述第二开关元件包括以下中的任一项：开关、三极管、场效应管、继电器以及二极管。
在一些可能的实施方式中，所述功率转换电路包括以下中的任一项：降压buck拓扑电路、升压boost拓扑电路、升降压buck-boost拓扑电路、正激式拓扑电路、反激式拓扑电路、隔离式拓扑电路以及非隔离式拓扑电路。
在一些可能的实施方式中，所述第一开关元件包括以下中的任一项：开关、三极管、场效应管、继电器以及二极管。
第二方面，本发明实施例提供了一种通信系统(具体可为通信直流供电系统)，包括射频拉远单元RRU以及为所述RRU供电的功率转换器；所述功率转换器为如上所述第一方面所描述的功率转换器。
通过实施本发明实施例，能够解决现有技术中二极管的反向恢复损耗较大等问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1是现有技术提供的一种buck-boost拓扑电路的示意图。
图2A-2C是现有技术提供的几种电感的电流示意图。
图3A是本发明实施例提供的一种功率转换器示意图。
图3B是本发明实施例提供的一种应用场景示意图。
图4是本发明实施例提供的一种buck-boost拓扑电路示意图。
图5A-图5B是本发明实施例提供的两种电感的电流示意图。
图5C-图5E是本发明实施例提供的几种工作时序图。
图6A-图6C是本发明实施例提供的另几种buck-boost拓扑电路示意图。
图7是本发明实施例提供的一种buck拓扑电路示意图。
图8是本发明实施例提供的一种boost拓扑电路示意图。
图9是本发明实施例提供的一种正激式拓扑电路示意图。
图10是本发明实施例提供的一种反激式拓扑电路示意图。
图11是本发明实施例提供的一种功率转换装置的示意图。
图12是本发明实施例提供的一种通信系统的示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明的附图，对本发明实施例中的技术方案进行详细描述。
申请人在提出本申请的过程中还发现：采用buck-boost拓扑电路来实现直流供电，如图1示出的buck-boost拓扑电路中，在发生雷击时，电源的输入电压Vin会被瞬间冲击到一个很高的电压，此时电路中Q1和D1两端承受的电压为Vin+Vout，容易导致电路元件(具体可为Q1和D1)损坏。为防止电路元件被损坏，这将对电路元件的选取要求较高，特别是Q1和D1元件。这无疑将增加电路的设计成本。
因此，现有技术中存在二极管D1的反向恢复损耗较大、电路元件的要求较高、发生雷击时电路元件的抗压能力较弱导致元件被损坏等问题。
为解决上述问题，本申请提出一种功率转换器及相关系统。下面首先介绍本申请提供的一种功率转换器，请参见图3A。如图3A所示的功率转换器300包括：控制器200以及功率转换电路。所述功率转换电路包括电感元件L1、第一开关元件Q1、第一二极管D1以及单向导通电路100。其中，所述电感元件L1、所述第一开关元件Q1以及所述第一二极管D1中的任意两个元件电性连接。以所述电感元件L1为例，所述电感元件L1可分别与所述第一开关元件Q1以及所述第一二极管D1电性连接。所述单向导通电路100并联在所述电感元件L1两端。所述控制器200分别与所述第一开关元件Q1和所述单向导通电路100连接。其中，所述功率转换电路用于将输入电源提供给所述功率转换器300的输入功率转换为负载的输出功率。所述输入电源为与所述功率转换器连接的外加电源，所述负载为与所述功率转换器连接的输出负载。所述输入电源通过所述第一开关元件Q1与所述电感元件L1连接。具体的，
所述控制器200，用于控制所述第一开关元件Q1的通断，以实现所述输入电源和所述电感元件L1之间的通断，进而通过所述电感元件L1将所述输入电源提供给所述功率转换器300的输入功率转换为所述负载的输出功率；
所述电感元件L1，用于在预设的功率转换周期中将所述输入电源提供给所述功率转换器的输入功率传递并转换到所述负载中；所述功率转换周期为所述第一开关元件相邻两次被断开，或者相邻两次被导通时之间的时间长度；
所述控制器200，还用于在预设的功率转换周期中所述第一开关元件Q1被导通之前，控制导通所述单向导通电路100，使得所述单向导通电路100和所述电感元件L1之间形成闭合回路，以在所述第一开关元件L1被导通之前完成对所述第一二极管D1的反向恢复，并降低所述第一二极管D1的反向恢复损耗。
具体的，在所述功率转换周期中第一开关元件Q1导通之前，通过控制器200控制导通所述单向导通电路100，此时所述电感元件L1和所述单向导通电路100形成闭合回路，使得在Q1导通之前完成了针对所述第一二极管的反向恢复，降低了第一二极管两端的反向恢复电压，从而降低了所述第一二极管的反向恢复损耗。
所述功率转换周期可指：第一开关元件Q1闭合，给电感元件L1充电使得L1存储能量，到第一开关元件Q1断开，电感L1充当电源释放能量，直至下一次Q1再闭合之间的时间差值。即是，相邻两次第一开关元件Q1闭合/导通时之间的时间差，或者相邻两次第一开关元件Q1断开时之间的时间差。
在一些实施例中，所述控制器200还用于在目标时长内控制断开所述单向导通电路100，使得所述电感元件L1不经过所述单向导通电路将所述输入电源的输入功率传递并转换到所述负载中，以避免所述单向导通电路的功率损耗。其中，所述目标时长为在所述功率转换周期内所述第一开关元件Q1被导通之后，到所述第一开关元件被断开之前的预设时长。所述预设时长大于等于0。即是，在所述功率转换周期内所述第一开关元件Q1被导通后，且在所述功率转换周期内所述第一开关元件Q1被断开前之间的任意时刻，通过所述控制器200可控制断开所述单向导通电路100，以使得通过所述电感元件L1将所述输入电源的输入功率(或输入电压)传递/转换为所述负载的输出功率(或输出电压)，不被所述单向导通电路100损耗。
在一些实施例中，在发生雷击时，所述输入电源提供给所述功率转换器300的输入电压大于或等于第一电压时，通过所述控制器控制断开所述第一开关元件Q1，并控制导通所述单向导通电路100，使得所述电感元件L1和所述单向导通电阻100之间形成闭合的回路，以降低端电压，提升所述功率转换电路(具体可为电路中的元件，如Q1和D1)的抗压能力。其中，所述端电压可为所述第一开关元件Q1两端的电压，和/或，所述第一二极管D1两端的电压。所述第一电压为用户侧或系统侧自定义设置的，例如500伏特(V)等，本申请不做限定。
需要说明的是，本申请中利用单向导通电路来提升功率转换电路的抗压能力，应用在升降压buck-boost拓扑电路中效果较佳。即在buck-boost拓扑电路中防雷效果较好。
在一些实施例中，所述单向导通电路与所述电感元件并联、且磁耦合(具体可为电感耦合)。
在一些实施例中，所述电感元件还可包括/串联其他元件，例如电阻等等。所述单向导通电路100并联或者并联磁耦合在所述电感元件以及与所述电感元件串联的其他元件两端。
在一些实施例中，所述单向导通电路100需满足以下特性：正向电流导通、反向电流截止。其中，所述正向电流是指从所述电源流向所述电感元件的电流，也可指所述电感元件在所述电源的激励下所产生的电流。所述反向电流是指与所述正向电流方向相反的电流。
在一些实施例中，所述正向电流是相对所述电感元件而言的，即所述单向导通电路100支持所述电感元件的正向电流续流/导通，所述电感元件的反向电流截止。
在一些实施例中，所述功率转换电路可支持工作在最小电感电流大于0的连续模式下，避免现有技术中最小电感电流过0，给电感元件带来的磁损和铜损等问题。其中，所述最小电感电流大于0的连续模式具体将在下文进行详细阐述。
在一些实施例中，所述单向导通电路100可支持工作在正向电流的连续模式下，所述正向电流的最小电流值大于0。关于所述正向电流可参见前述实施例中的相关介绍，这里不再赘述。
在一些实施例中，所述单向导通电路100可根据实际需要被配置为低阻抗电路或高阻抗电路，以实现所述单向导通电路的导通或断开。示例性地，在所述控制器200的控制下可将所述单向导通电路100配置为低阻抗电路，以导通所述单向导通电路。在所述控制器200的控制下可将所述单向导通电路100配置为高阻抗电路，以断开所述单向导通电路。
在一些实施例中，所述单向导通电路可包括以下中的任一项或多项的组合：二极管、三极管、开关、场效应管、继电器、或者其他用于实现高低阻抗电路的元器件。示例性地，所述单向导通电路100包括相互电连接的第二二极管D2以及第二开关元件Q2。其中，所述第二二极管支持单向导通，具体支持正向电流导通、反向电流截止的特性。通过所述控制器200可控制所述第二开关元件Q2的通断，进而控制所述单向导通电路的通断(即断开或导通)。具体的，在所述控制器的控制下所述第二开关元件导通，此时所述单向导通电路被配置为(视为)低阻抗电路，所述单向导通电路导通。在所述控制器的控制下所述第二开关元件断开，此时所述单向导通电路被配置为高阻抗电路，所述单向导通电路断开、不连接。
本申请中，所述高阻抗电路可指电路阻抗大于或等于预设阻抗的电路，所述预设阻抗为用户侧或系统侧自定义设置的，例如10kohm(欧姆)等等。所述低阻抗电路可指电路阻抗小于预设阻抗的电路，也可指电路电流和流过电感元件L1的最大电流相等的电路，此时该电路两端的电压小于或等于设定电压(如1V)。
在一些实施例中，所述第一开关元件以及所述第二开关元件均为用于实现电路的通断，其具体可包括但不限于开关、二极管、三极管、场效应管、继电器以及其他用于实现电路通断的元器件等等。
在一些实施例中，所述电感元件L1可包括但不限于单一电感、耦合电感、扼流圈、变换器或者其他用于实现电感功能的相关元器件。
在一些实施例中，所述第一二极管D1可为体二极管，例如在实际应用中所述第一二极管可为硅型Mos管、或者其他包括有体二极管/寄生二极管的元件等，本申请不做限定。
在一些实施例中，所述功率转换电路可为隔离式电路以及非隔离式电路。其中，隔离式电路是指输入端和输出端电气不相通，可通过磁耦合的方式传递能量，输入输出端完全电气隔离的电路。非隔离式电路是指输入端和输出端电气相同，没有隔离的电路。
在一些实施例中，所述功率转换电路可包括但不限于降压buck拓扑电路、升压boost拓扑电路、升降压buck-boost拓扑电路、正激式拓扑电路、反激式拓扑电路以及其他用于功率/电压转换的拓扑电路等等。
如图3B，是本申请提出所述功率转换器的一种可能的应用场景。具体的，所述功率转换电路可应用在功率转换器300中，所述功率转换器也可称为通信电源、DC-DC(directcurrent-direct current)电源、DC-DC转换器以及DC-DC配电系统等。这里的电源是指将其他形式的能转换为电能的装置。特别的，应用在无线通信系统中，所述功率转换器300可为射频拉远单元(radio remote unit，RRU)供电，具体可为RRU的功率放大器或三次电源供电，本申请不做详述。如图3B中，将电网输出的电流可先经过交流变直流(alternatingcurrent-direct current，AC-DC)转换器10，以将电网输出的交流电流转换为直流电流。然后，再经过直流变直流(direct current-direct current，AC-DC)20(即本申请的所述功率转换器300)为射频拉远单元30的功率放大器进行配电。即，在通信直流供电系统中可采用DC-DC转换器(功率转换器300)进行配电。
通过实施本发明实施例，能够解决现有技术中二极管反向恢复损耗大、电路元件的要求较高、发生雷击时电路元件的抗压能力较弱导致元件被损坏等问题。
为方便理解，本申请下文主要以所述功率转换电路为buck-boost、buck以及boost等拓扑电路为例，详细阐述本申请中的相关实施例。
第一个实施例：buck-boost拓扑电路
如图4示出一种buck-boost拓扑电路。如图4中，以所述第一开关元件为场效应管Q1、所述电感元件为电感L1为例，所述单向导通电路100和所述电感L1并联。所述电路还包括第一电容C1以及第二电容C2。本实施例中，所述单向导通电路100可在低阻抗电路和高阻抗电路之间来回切换配置，即所述单向导通电路100可支持在导通或断开之间来回切换，以实现对应的功能。具体的，在所述单向导通电路被配置为低阻抗电路时，此时可导通所述单向导通电路。若所述低阻抗电路中的阻抗可忽略不计，可视为所述电感L1两端短路，电感L1中的电流全部经过所述低阻抗电路流回所述电感L1中，不会存在电感能量的损失。在所述单向导通电路被配置为高阻抗电路时，此时可断开所述单向导通电路。若所述高阻抗电路中的阻抗较高，可视为所述高阻抗电路开路，电感L1中的电流经过第一开关元件Q1或第一二极管D1流通，向负载提供对应的输出电压/输出功率。
在一些实施例中，所述buck-boost拓扑电路可工作在最小电感电流大于0的连续模式下。具体如图5A和5B示出两种在该模式下电感L1的电流示意图。具体的，在某个功率转换周期T内，Q1导通，电源输入电压Vin向电感L1充电，电感L1存储能量。在一定时间后，Q1断开电感L1充当电源，释放能量，向负载提供Vout的输出电压。
其中，为解决二极管D1反向恢复损耗大的问题，在所述功率转换周期T中所述第一开关元件Q1导通之前，通过控制器导通所述单向导通电路。示例性地，通过控制器将所述单向导通电路配置工作为低阻抗电路，即通过控制器将所述单向导通电路控制工作在低阻抗状态下，以实现所述单向导通电路的导通。此时第一开关元件Q1断开，电感L1充当电源角色，释放能量，图示中此时电感L1的电流路径：A点->电感L1->B点->单向导通电路->A点。本例中，正向电流即为电流从B点经过单向导通电路流向A点的电流。由于此时单向导通电路100导通(或为低阻抗电路)，如果不考虑该电路上的阻抗，可认为该单向导通电路为短路电路，即A点和B点的电势相同，此时输出电压Vout施加在D1两端，使得D1在Q1导通之前能够完成反向恢复，输入电压Vin施加在Q1两端。相对于现有技术Q1和D1两端的电压Vin+Vout均有所降低。相应地，也优化及减小了D1的反向恢复损耗。
示例性地，以所述第一开关元件Q1为N型场效应管为例，如图5C示出控制器控制第一开关元件Q1以及单向导通电路100的工作时序图。如图5C中，Q1在高电平信号下导通，在低电平信号下断开。相应地，单向导通电路在高电平信号下断开，即此时所述单向导通电路被配置为高阻抗电路，电路工作在高阻抗状态。单向导通电路在低电平信号下导通，即此时所述单向导通电路被配置为低阻抗电路，电路工作在低阻抗状态。
需要说明的是，在实际应用中随着所述第一开关元件Q1的选型(具体为选用的元件以及元件的型号)不同，控制第一开关元件Q1的工作时序图也可不同。相应地，随着单向导通电路中元件选型以及电路连接方式不同，控制所述单向导通电路的工作时序图也可不同，具体可根据实际电路图确定，本申请不做详述。本申请中，所述高电平信号和所述低电平信号是相对的，即所述高电平信号的电平值大于所述低电平信号的电平值。例如，本申请中所述高电平信号可为电平为1的信号，所述低电平信号可为电平为0的信号等，本申请不做详述。
可理解的，结合图5A和5B，在Q1导通之前，通过控制器控制导通所述单向导通电路，例如控制所述单向导通电路工作为低阻抗电路，如图5B示出此时电感L1的电流示意图。其中，图5B中所述功率转换周期中电流保持不变的时段为Q1导通前所述单向导通电路被配置为低阻抗电路的时间，到Q1被导通时之间的时间段。即，图5B中所述功率转换周期中电流保持不点的时段为Q1导通前导通所述单向导通电路时，到Q1导通时之间的时段。如果考虑低阻抗电路中的电阻大小，则如图5A示出此时电感L1的电流示意图。
在一些实施例中，为保证单向导通电路的可靠工作，在所述第一开关元件Q1导通之后，且在所述第一开关元件Q1被导通之前，可通过控制器控制断开所述单向导通电路100。例如，在Q1被导通之前，可通过控制器将所述单向导通电路100配置为高阻抗电路，即通过控制器控制所述单向导通电路工作为高阻抗电路，以实现单向导通电路的断开。具体如图5C中，所述单向导通电路配置为高阻抗电路的时间点C需在E点之后，F点之前。即断开所述单向导通电路的时间点C在E点之后，F点之前。其中，E点是指所述功率转换周期中Q1导通的时间点。F点为所述功率转换周期中Q1断开的时间点。
在一些实施例中，所述单向导通电路支持正向电流导通、反向电流截止。具体的，在Q1导通后，所述单向导通电路处于导通(或仍配置工作为低阻抗电路)的情况下，由于单向导通电路的单向导通性能，并不影响电源给电感L1存储能量，电路正常工作。
在一些实施例中，为解决发生雷击时存在的电路元件要求高、电路元件的抗压能力较弱等问题，可通过配置所述单向导通电路为高阻抗电路或低阻抗电路进行解决。具体的，在所述输入电源提供给所述功率转换器的输入电压大于或等于第一电压时，通过控制器立即断开所述第一开关元件Q1，进一步地通过控制器控制导通所述单向导通电路。例如，通过所述控制器控制所述单向导通电路工作为低阻抗电路，不考虑低阻抗电路的阻抗大小，电感L1两端短路，此时Q1承受Vin的输入电压，D1承受Vout的输出电压。相比于现有技术中Q1和D1均承受电压Vout+Vin而言，降低了Q1和D1两端承受的端电压，提升了电路元件(具体可为Q1和D1)的抗压能力。
在所述输入电源提供给所述功率转换器的输入电压小于第一电压(恢复正常)后，功率转换电路(本例为buck-boost电路)可重新恢复按照所述功率转换周期的工作原理，控制将电源的输入功率转换为负载的输出功率。具体参见图5D示出一种控制器控制电源开关Q1和单向导通电路100的工作时序图。如图5D中，在t1发生雷击，输入电源的输入电压Vin高于第一电源，则断开Q1，通过控制器在低电平信号下导通所述单向导通电路，或者在低电平信号下将所述单向导通电路配置工作为低阻抗电路，以降低Q1和D1两端的端电路，保护电路元件Q1和D1不被损坏。在t2时刻，输入电源的输入电压Vin恢复正常，此时控制器可重新恢复之前每个功率转换周期T内的工作时序图，便于有效地控制Q1的通断以及单向导通电路的通断(或单向导通电路工作为高阻抗电路或低阻抗电路)，实现更好的功率转换。
需要说明的是，在解决发生雷击时存在的电路元件要求较高、电路电路元件的抗压能力较弱等问题中，功率转换电路(本例中为buck-boost拓扑电路)中所述单向导通电路可为双向导通电路，即在单向导通电路中并不限定工作电流的方向，不论是正向电流还是反向电流均可导通所述单向导通电路。
在一些实施例中，所述单向导通电路由以下元件中的至少一项组成：二极管、开关、三极管、场效应管、继电器以及其他用于实现高阻抗电路和低阻抗电路来回切换配置的电路元件。示例性地，下面示出三种可能的单向导通电路的实现方式。
第一种实现方式中，如图6A示出一种buck-boost拓扑电路的示意图。如图6A中，所述单向导通电路由二极管D2以及场效应管Q3组成。其中，Q3中的二级管为体二极管。其中，Q1和Q3可通过控制器控制其元件的通断，所述控制器控制Q1和Q3的工作时序图可参见前述图5C所示，图5C中单向导通电路的工作时序图即为Q3的工作时序图，图示为低电平信号导通，高电平信号断开。关于此种情况下如何通过控制器控制Q1和Q3的通断来实现将输入电源提供给功率转换器的输入功率(本申请也可称为输入电源的输入功率)转换为负载的输出功率、解决二极管D1的反向损耗大以及发生雷击时容易出现电路元件损耗等，可参见前述实施例中的相关阐述，这里不再赘述。
在实际应用中，图6A中单向导通电路中的场效应管Q3也可用其他具有控制电路通断的元件替代，例如开关等。以开关为例，所述开关的工作时序图也可为图5C中单向导通电路的工作时序图，低电平信号导通，此时单向导通电路导通，单向导通电路被配置工作为低阻抗电路。高电平断开，此时单向导通电路断开，单向导通电路被配置工作为高阻抗电路。
第二种实现方式中，如图6B示出又一种buck-boost拓扑电路的示意图。如图6B中，所述单向导通电路包括二级管D2、场效应管Q3以及电感L2。其中，关于场效应管Q3以及第一开关元件Q1如何控制可参见前述实施例中的相关阐述。本例中，新增了电感L2，L2具体可为小电感，例如几毫亨的电感等等。在Q3导通时，L2可与Q1或D1中的寄生电容产生谐振，从而使得Q两端的电压下降到0V，在让Q1导通实现Q1的零电压导通，更好地解决了D1反向恢复损耗的问题。具体可参见图5E所示，在Q1导通之前通过谐振可实现Q1两端的电压从Vin+Vout下载到0V，实现零电压开通。
第三种实现方式中，如图6C示出又一种buck-boost拓扑电路的示意图。如图6C中，所示单向导通电路包括二极管D2、场效应管Q3以及耦合电感L2。本例中，所述单向导通电路和电感L1并联磁耦合，图示L1和L2完全同向磁耦合(电感耦合)。关于场效应管Q3以及第一开关元件Q1如何控制可参见前述实施例中的相关阐述。本例中，在Q3导通时，通过电感L2续流来实现电感L1两端(即AB两端)短路，压降为0，以达到前述实施例中相同的效果。
其中，关于本发明实施例未示出或未描述的内容可参见前述实施例中的相关阐述，这里不再赘述。
第二个实施例：buck拓扑电路
如图7示出一种buck拓扑电路。如图7中，以所述第一开关元件为开关Q1、所述电感元件为电感L1为例，所述单向导通电路100和所述电感L1并联。可选的，所述电路还包括第一电容C1以及第二电容C2。本实施例中，所述单向导通电路100同样可根据实际需求在断开和导通之间来回切换，以实现对应的功能。具体的，为解决二极管D1反向恢复损耗大的问题，在每个功率转换周期T中所述第一开关元件Q1被导通之前，通过控制器可导通所述所述单向导通电路，使得在Q1导通之前完成针对D1的反向损耗。示例性地，通过控制器可将所述单向导通电路配置工作为低阻抗电路，以实现所述单向导通电路的导通。在所述单向导通电路被配置工作为低阻抗电路时，可视为电感L1两端短路，L1中的电流经过所述低阻抗电路流回所述电感L1中，此时电感L1的电流路径：A点->电感L1->B点->单向导通电路->A点。此外，由于此时单向导通电路100导通(或为低阻抗电路)，如果不考虑该电路上的阻抗，可认为该单向导通电路为短路电路，即A点和B点的电势相同，此时输出电压Vout施加在D1两端，使得D1在Q1导通之前能够完成反向恢复。相对于现有技术D1两端的电压Vin+Vout有所降低，从而优化及减小了D1的反向恢复损耗。
其中，关于单向导通电路的具体电路示意图以及通过控制器如何控制单向导通电路以及Q1工作可对应参见前述实施例中的相关介绍。此外，本实施例中未示出或未描述的部分可参见前述第一个实施例中的相关介绍，这里不再赘述。
第三个实施例：boost拓扑电路
如图8示出一种boost拓扑电路。如图8中，以所述第一开关元件为开关Q1、所述电感元件为电感L1为例，所述单向导通电路100和所述电感L1并联。可选的，第一电容C1以及第二电容C2。本实施例中，所述单向导通电路100同样可根据实际需求在断开和导通之间来回切换，以实现对应的功能。具体的，在所述单向导通电路导通或被配置工作为低阻抗电路时，可视为电感L1两端短路，L1中的电路经过所述低阻抗电路流回所述电感L1中，此时电感L1的电流路径：A点->电感L1->B点->单向导通电路->A点。由于此时单向导通电路100导通(或为低阻抗电路)，如果不考虑该电路上的阻抗，可认为该单向导通电路为短路电路，即A点和B点的电势相同，此时输入电压Vin施加到Q1两端、输出电压Vout施加在D1两端，使得D1在Q1导通之前能够完成反向恢复。相对于现有技术Q1和D1两端的电压Vin+Vout有所降低，从而优化及减小了D1的反向恢复损耗。
其中，关于单向导通电路的具体电路示意图以及通过控制器如何控制单向导通电路以及Q1工作可对应参见前述实施例中的相关介绍。此外，本实施例中未示出或未描述的部分可参见前述第一个实施例中的相关介绍，这里不再赘述。
第四个实施例：正激式拓扑电路
如图9示出一种正激式拓扑电路。如图9中，以所述第一开关元件为开关Q1、所述电感元件为电感L1为例，所述单向导通电路100和所述电感L1并联。可选的，所述电路还包括第一电容C1、第二电容C2以及二极管D2。本实施例中，所述单向导通电路100同样可根据实际需求在断开或导通之间来回切换，以实现对应的功能。具体的，通过控制器控制所述单向导通电路导通时，例如通过控制器控制所述单向导通电路被工作为低阻抗电路，以实现所述单向导通电路的导通。此时可视为电感L1两端短路，L1中的电流经过所述低阻抗电路(具体为所述单向导通电路)流回所述电感L1中，此时电感L1的电流路径：A点->电感L1->B点->单向导通电路->A点。由于此时单向导通电路100导通(或为低阻抗电路)，如果不考虑该电路上的阻抗，可认为该单向导通电路为短路电路，即图示中A点和B点的电势相同。此时输入电压Vin施加到Q1两端、输出电压Vout施加在D1两端，使得D1在Q1导通之前能够完成反向恢复。相对于现有技术Q1和D1两端的电压Vin+Vout有所降低，从而优化及减小了D1的反向恢复损耗。
其中，关于单向导通电路的具体电路示意图以及通过控制器如何控制单向导通电路以及Q1工作可对应参见前述实施例中的相关介绍。此外，本实施例中未示出或未描述的部分可参见前述第一个实施例中的相关介绍，这里不再赘述。
第五个实施例：反激式拓扑电路
如图10示出一种反激式拓扑电路。如图10中，以所述第一开关元件为开关Q1、所述电感元件为电感L1为例，所述单向导通电路100和所述电感L1并联。所述电路还包括第一电容C1以及第二电容C2。本实施例中，所述单向导通电路100同样可根据实际需求在断开和导通之间来回切换，以实现对应的功能。具体的，在所述单向导通电路导通或被配置工作为低阻抗电路时，如果不考虑该电路上的阻抗，可认为该单向导通电路为短路电路，即图示中A点和B点的电势相同。此时输入电压Vin施加到Q1两端、输出电压Vout施加在D1两端，使得D1在Q1导通之前能够完成反向恢复。相对于现有技术Q1和D1两端的电压Vin+Vout有所降低，从而优化及减小了D1的反向恢复损耗。
其中，关于单向导通电路的具体电路示意图以及通过控制器如何控制单向导通电路以及Q1工作可对应参见前述实施例中的相关介绍。此外，本实施例中未示出或未描述的部分可参见前述第一个实施例中的相关介绍，这里不再赘述。
通过实施本发明实施例，能够解决现有技术中二极管反向恢复损耗大等问题。
基于前述实施例，下面介绍本申请涉及的功率转换装置以及相关系统。请参见图11，是本发明实施例提供的一种功率转换装置400。图示的功率转换装置用于将输入电源的输入功率转换为负载的输出功率，所述功率转换装置包括：相互连接的驱动控制电路202，欠过压保护电路204以及功率转换电路206。其中，所述驱动控制电路202用于控制所述功率转换电路中开关元件(例如第一开关元件)的通断，以实现所述功率转换电路的功率转换。所述欠过压保护电路204用于在输入电源的输入电压出现过压或欠压的情况下，通过所述驱动控制电路控制所述功率转换装置中的开关元件断开，以保护所述功率转换装置。具体的，在该输入电压大于或等于第一阈值的情况下，可确定出现了过压现象/情况。在该输入电压小于或等于第二阈值的情况下，可确定出现了欠压现象/情况。所述第一阈值和所述第二阈值可为用户侧或系统侧自定义设置的，本申请不做限定。
其中，所述驱动控制电路202具体可为前述实施例中的控制器，所述功率转换电路206具体可为前述实施例中的功率转换电路，具体可参见前述实施例转换的相关介绍，这里不再赘述。
请参见图12，是本发明实施例提供的一种通信系统500。如图12，所述通信系统500包括射频拉远单元RRU 502以及为所述射频拉远单元RRU供电的功率转换器504。其中，所述功率转换器具体可为RRU的功率放大器或三次电源供电，本申请不做详述。所述功率转换器504包括控制器以及功率转换电路，所述功率转换电路用于将输入电源提供给所述功率转换器的输入功率转换为负载的输出功率，所述输入电源为与所述功率转换器连接的外加电源，所述负载为与所述功率转换器连接的输出负载；
所述功率转换电路包括电感元件、第一开关元件、第一二极管以及单向导通电路，所述电感元件分别与所述第一开关元件以及所述第一二极管连接，所述单向导通电路与所述电感元件并联，所述控制器分别与所述第一开关元件和所述单向导通电路连接，所述输入电源通过所述第一开关元件与所述电感元件连接；其中，
所述控制器，用于控制所述第一开关元件的通断，以实现所述输入电源和所述电感元件之间的通断，进而通过所述电感元件将所述输入电源提供给所述功率转换器的输入功率转换为所述负载的输出功率；
所述控制器，还用于在预设的功率转换周期中所述第一开关元件被导通之前，控制导通所述单向导通电路，使得所述单向导通电路和所述电感元件之间形成闭合回路，以在所述第一开关元件被导通之前完成对所述第一二极管的反向恢复，并降低所述第一二极管的反向恢复损耗；其中，所述功率转换周期为所述第一开关元件相邻两次被断开，或者相邻两次被导通时之间的时间长度。
在一些可能的实施例中，所述控制器还用于在所述功率转换周期中所述第一开关元件被导通之后，且在所述功率转换周期中所述第一开关元件被断开之前，控制断开所述单向导通电路，使得所述电感元件将所述输入电源的输入功率转换为所述负载的输出功率，不被所述单向导通电路损耗。
在一些可能的实施例中，所述功率转换电路为升降压buck-boost拓扑电路，
所述控制器还用于在所述输入电源提供给所述功率转换器的输入电压大于或等于第一电压的情况下，控制断开所述第一开关元件，导通所述单向导通电路，使得所述单向导通电路和所述电感元件之间形成闭合回路，降低端电压，提升所述功率转换电路的抗压能力；其中，所述端电压为所述开关元件两端的电压，和/或，所述第一二极管两端的电压。
在一些可能的实施例中，所述单向导通电路与所述电感元件并联磁耦合。
在一些可能的实施例中，所述控制器还用于控制所述单向导通电路为低阻抗电路，以导通所述单向导通电路；或者，控制所述单向导通电路为高阻抗电路，以断开所述单向导通电路。
在一些可能的实施例中，所述单向导通电路支持正向电流导通，反向电流截止；其中，所述正向电流为所述电感元件在所述输入电源的激励下所产生的电流，所述反向电流为与所述正向电流方向相反的电流。
在一些可能的实施例中，所述功率转换电路支持在连续模式下工作，且流过所述电感元件的最小电流大于0。
在一些可能的实施例中，所述单向导通电路包括相互连接的第二开关元件和第二二极管；其中，所述控制器，用于控制所述第二开关元件的通断，以对应控制断开或导通所述单向导通电路。
在一些可能的实施例中，所述第二开关元件包括以下中的任一项：开关、三极管、场效应管、继电器以及二极管。
在一些可能的实施例中，所述功率转换电路包括以下中的任一项：降压buck拓扑电路、升压boost拓扑电路、升降压buck-boost拓扑电路、正激式拓扑电路、反激式拓扑电路、隔离式拓扑电路以及非隔离式拓扑电路。
在一些可能的实施例中，所述第一开关元件包括以下中的任一项：开关、三极管、场效应管、继电器以及二极管。
在一些实施例中，所述功率转换器也可为电源模组，或者其他功率转换装置、电源装置等，本申请不做限定。在实际应用中，所述功率转换装置可为大功率电源(其所提供的功率大于或等于预设功率)，例如BMP电源等。这里的电源是指将其他形式的能转换为电能的装置。
关于本发明实施例中未示出或未描述的部分，可参见前述所述功率转换电路实施例中的相关描述，这里不再赘述。
本发明实施例中电路的元件可以根据实际需要进行顺序调整、合并和删减。本发明实施例中的电路，可以通过通用集成电路，例如CPU(Central Processing Unit，中央处理器)，或通过ASIC(Application Specific Integrated Circuit，专用集成电路)等来实现。
以上所揭露的仅为本发明较佳实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分流程，并依本发明权利要求所作的等同变化，仍属于发明所涵盖的范围。

Claims (12)

1.一种功率转换器，其特征在于，包括控制器以及功率转换电路，所述功率转换电路用于将输入电源提供给所述功率转换器的输入功率转换为负载的输出功率，所述输入电源为与所述功率转换器连接的外加电源，所述负载为与所述功率转换器连接的输出负载；
所述功率转换电路包括电感元件、第一开关元件、第一二极管以及单向导通电路，所述电感元件分别与所述第一开关元件以及所述第一二极管连接，所述单向导通电路与所述电感元件并联，所述控制器分别与所述第一开关元件和所述单向导通电路连接，所述输入电源通过所述第一开关元件与所述电感元件连接；其中，
所述控制器，用于控制所述第一开关元件的通断，以实现所述输入电源和所述电感元件之间的通断，进而通过所述电感元件将所述输入电源提供给所述功率转换器的输入功率转换为所述负载的输出功率；
所述控制器，还用于在预设的功率转换周期中所述第一开关元件被导通之前，控制导通所述单向导通电路，使得所述单向导通电路和所述电感元件之间形成闭合回路，使得所述电感元件内的正向电流经过所述单向导通电路回流，以在所述第一开关元件被导通之前完成对所述第一二极管的反向恢复，并降低所述第一二极管的反向恢复损耗；其中，所述功率转换周期为所述第一开关元件相邻两次被断开，或者相邻两次被导通时之间的时间长度；
其中，所述单向导通电路支持正向电流导通，反向电流截止；所述正向电流为所述电感元件在所述输入电源的激励下所产生的电流，所述反向电流为与所述正向电流方向相反的电流。
2.根据权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制器，还用于在所述功率转换周期中所述第一开关元件被导通之后，且在所述功率转换周期中所述第一开关元件被断开之前，控制断开所述单向导通电路，使得所述电感元件将所述输入电源的输入功率转换为所述负载的输出功率，不被所述单向导通电路损耗。
3.根据权利要求1所述的功率转换器，其特征在于，所述功率转换电路为升降压buck-boost拓扑电路，
所述控制器，还用于在所述输入电源提供给所述功率转换器的输入电压大于或等于第一电压的情况下，控制断开所述第一开关元件，导通所述单向导通电路，使得所述单向导通电路和所述电感元件之间形成闭合回路，降低端电压，提升所述功率转换电路的抗压能力；其中，所述端电压为所述开关元件两端的电压，和/或，所述第一二极管两端的电压。
4.根据权利要求2所述的功率转换器，其特征在于，所述功率转换电路为升降压buck-boost拓扑电路，
所述控制器，还用于在所述输入电源提供给所述功率转换器的输入电压大于或等于第一电压的情况下，控制断开所述第一开关元件，导通所述单向导通电路，使得所述单向导通电路和所述电感元件之间形成闭合回路，降低端电压，提升所述功率转换电路的抗压能力；其中，所述端电压为所述开关元件两端的电压，和/或，所述第一二极管两端的电压。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的功率转换器，其特征在于，所述单向导通电路与所述电感元件并联或磁耦合。
6.根据权利要求1-4中任一项所述的功率转换器，其特征在于，
所述控制器，还用于控制所述单向导通电路为低阻抗电路，以导通所述单向导通电路；或者，控制所述单向导通电路为高阻抗电路，以断开所述单向导通电路。
7.根据权利要求1-4中任一项所述的功率转换器，其特征在于，所述功率转换电路支持在连续模式下工作，且流过所述电感元件的最小电流大于0。
8.根据权利要求1-4中任一项所述的功率转换器，其特征在于，所述单向导通电路包括相互连接的第二开关元件和第二二极管；其中，
所述控制器，用于控制所述第二开关元件的通断，以对应控制断开或导通所述单向导通电路。
9.根据权利要求8所述的功率转换器，其特征在于，所述第二开关元件包括以下中的任一项：开关、三极管、场效应管、继电器以及二极管。
10.根据权利要求1-4中任一项所述的功率转换器，其特征在于，所述功率转换电路包括以下中的任一项：降压buck拓扑电路、升压boost拓扑电路、升降压buck-boost拓扑电路、正激式拓扑电路、反激式拓扑电路、隔离式拓扑电路以及非隔离式拓扑电路。
11.根据权利要求1-4中任一项所述的功率转换器，其特征在于，所述第一开关元件包括以下中的任一项：开关、三极管、场效应管、继电器以及二极管。
12.一种通信系统，其特征在于，包括射频拉远单元RRU以及为所述RRU供电的功率转换器；
所述功率转换器为如上权利要求1-11中任一项所述的功率转换器。
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