CN110829835A - 用于降压衍生开关模式电源的三象限电桥 - Google Patents

用于降压衍生开关模式电源的三象限电桥 Download PDF

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Abstract

某些器械和相关方法关联到应用于降压衍生电源转换器输出电感器的三象限电桥(TQB)。TQB在第一种模式中的运行是这样的：当电源转换器的高端开关导通时，TQB配置结合第一输出电感器电流和第一受控电流传导到负载；TQB配置控制第一受控电流，使负载上的负电压瞬变降至最小。TQB在第二种模式中的运行是这样的：当电源转换器的高端开关断开时，TQB配置用于从负载分流出第二受控电流并使第二受控电流通过输出电感器循环；TQB配置用于控制第二受控电流，使电源转换器输出上的正电压瞬变降至最小。

Description

用于降压衍生开关模式电源的三象限电桥
技术领域
本发明涉及一种用于降压衍生开关模式电源的三象限电桥。
背景技术
某些器械和相关方法关联到应用于降压衍生电源转换器输出电感器的三象限电桥(TQB)。TQB在第一种模式中的运行是这样的：当电源转换器的高端开关导通时，TQB配置用于导通第一受控电流结合第一输出电感器电流传导到负载；TQB配置用于控制第一受控电流，使负载上的负电压瞬变降至最小。TQB在第二种模式中的运行是这样的：当电源转换器的高端开关断开时，TQB配置用于从负载分流出第二受控电流并使第二受控电流通过输出电感器循环；TQB配置用于控制第二受控电流，使电源转换器输出上的正电压瞬变降至最小。
发明内容
各种不同的示例可实现一项或多项优势。例如，某些TQB操作可改进电源稳定性，尤其是在瞬变步阶加载事件期间。在某些情况下，各类TQB操作可在输出电容减小的情况下提供经改进的性能，从而减小成本和尺寸。在某些典型电源转换器应用中，生成的输出电压可包括对于额定输出电压的更低电压偏差，并可包括持续时间较少的电压偏差。某些实施可提供较之于现代计算设备负载的要求而言更高的下冲和/或过冲裕度。
附图说明
图1描绘了具有典型集成三象限电桥的典型开关模式电源电路。
图2描绘了提供三象限电桥集成控制的典型开关模式电源控制器。
图3A描绘了具有典型集成三象限电桥的开关模式电源电路的支持模式切换波形。
图3B描绘了具有典型集成三象限电桥的开关模式电源电路的转移模式切换波形。
图3C描绘了典型转移模式。
图4描绘了一组典型波形，图解说明对步阶瞬态加载事件期间通过三象限电桥(TQB)电流施加的控制。
图5描绘了一组典型波形，图解说明对步降瞬态卸载事件期间通过三象限电桥(TQB)电流施加的控制。
图6描绘了典型旁路开关VGS电压控制电路。
图7描绘了接通时间控制电路上的典型旁路开关。
图8描绘了典型总计旁路开关VGS电压和接通时间控制电路。
图9描绘了典型TQB支持模式控制方法。
图10描绘了典型TQB转移模式控制方法。
图11描绘了TQB控制系统的方框图。
具体实施方式
图1描绘了具有典型集成三象限电桥的典型开关模式电源电路。开关模式电源电路100包括旁路开关105。旁路开关105由场效应晶体管(FET)Q3和Q4构成。一组TQB驱动线110可控制旁路开关105。旁路驱动电路115驱动TQB驱动线。开关模式控制器120可控制旁路驱动电路115。开关模式控制器120可控制开关模式驱动电路125。开关模式驱动电路125驱动高端FET Q1和低端FET Q2。高端FET Q1和低端FET Q2驱动输出电感器L1。输出电感器L1支持输出电容器C1和输出负载ILOAD。输出电容器C1可表示输出电容器组合。开关模式控制器120接收电流检测信号IT、IB和IL。
IB可以是流通经过旁路开关的旁路电流。在某些操作中，旁路电流IB可以是正的，且为帮助负输出电压瞬变升压的支持电流。而在另一些操作中，旁路电流IB可以是负的，且作为循环电流帮助电流从因接收开关模式电源过剩电流而上升的输出电压瞬变中转移出来。
开关模式控制器120还接收电压检测信号VIN(例如：输入体电压供应)和VOUT(例如：输出电压供应)。在各个实例中，开关模式控制器120接收电压错误信号VERR,后者(例如)可反映VOUT和稳定基准电压之间的差异。参照图1，开关模式控制器120控制根据接收电流和电压信号的函数，控制输出PWM信号和BP1/BP2信号(例如：传递至驱动器125、115的信号)。驱动器125、115响应相关PWM信号和BP1/BP2信号的接收，生成相关输出栅极控制信号DRV-H/DRV-L和DRV-BP1/DRV-BP2。在各个实例中，驱动器115可以与旁路开关105集成/封装，以使两者形成单一封装集成电路装置。在某些示例中，驱动器可以是与旁路开关105相分离的部件，致使两者成为电路100的离散元件。
在步阶瞬变或者ILOAD上的加载事件期间，于高端FET开关Q1激活导通(例如：“升压模式”)的情况下，可经由TQB控制线路110控制旁路开关105，将额外电流IB(此时IB>0)从VIN处引出，此时IB与输出电感器L1并联。额外电流IB可以有利地支持输出电压供应VOUT，从而极大地减小输出电压供应VOUT上的负电压瞬变(下冲)。例如，在升压模式期间，开关模式控制器120可将Q1、Q3和Q4设定为导通状态，从而允许电流IB和IL两者均可在VOUT处提供电力。
相反地，在步降瞬变或者ILOAD上的卸载事件期间，于FET开关Q1断开(例如：“沉降模式”)的情况下，可经由TQB控制线路110控制旁路开关105，将输出电感器电流IL的一部分通过旁路开关105重新引导出来，而不是通过负载ILOAD。可以有利地将旁路电流IB(此时IB<0)转移出负载和输出电压供应VOUT,从而极大地减小输出电压供应VOUT上的正电压瞬变。例如，在沉降模式期间，开关模式控制器120可将Q2和Q1设定为高阻抗(断开)状态(或者Q2处于导通/激活状态)，从而通过使电流IL流通经过旁路开关105，帮助电流IB转移出负载。
在某些示例中，沉降模式下可以至少有两种选项。在第一种选项中，Q2导通，Q3和Q4也导通。在此情况下，一部分能量在旁路分支中耗散，而一部分电流通过低端FET Q2流回地面。在此情况下，电感器上地电压可能近似为VOUT。在第二种选项中，Q1和Q2都断开(例如：高阻抗模式)，这样电感器电流IL可以在Q3、Q4和L1形成的环路内部流通，至少有一部分能量(取决于Q3和Q4的导通电阻)耗散，且其余部分最终进入负载。在此第二种选项中，(例如)不会有任何(或者可忽略量的)电流经由Q1或Q2流回电源或地面。
在各个实例中，可以由FET Q3和Q4的栅极到源极电压VGS来控制旁路电流IB的数值。可应用各类方法来控制VGS。例如，可以参照图6，说明适合于控制通过FET Q3和Q4的电流的VGS控制方法。
在某些完成的示例中，可应用各种方法动态检测旁路电流IB。可以结合旁路电流检测，应用开关模式控制器120之类控制器的电流检测方法，决定(例如：通过计算)流动经过输出电感器L1和/或FET Q3和Q4的电流。输出电感器电流IL作为输入供应电流减旁路电流IB的函数，一经决定(例如)，即可开启错误的过电流保护(OCP)关断事件。
在各个实例中，可将Q3和Q4视为电流源。各类操作模式可在线性操作区域中利用Q3和Q4，使其作为电流源发挥作用。例如，可以由开关模式控制器120执行控制操作，从而控制TQB转换器中的旁路电路。于此透露各类方法，用以调节相电流检测以及减小瞬变事件之后的电压瞬变结尾。各个示例可配置提供给负载的最优电流电平(例如：电流不过大，也不过小)。
在某些实例中，控制器可能接收不到IB、IL和/或IT。例如，由于IT＝IB+IL，如果采用集成电流检测方法，则由功率级可以检测到IT，由旁路可以检测到IB。在离散直流电阻电流检测中，可以检测到IL和IB；这样，在某些实例中，无法将IL和IB提供/输入至控制器。在某些实例中，可以将IB和IL/IT输入至控制器，具体取决于电流检测方法。
在某些示例中，诸如图1中低端开关Q2之类的低端开关可以作为(例如)续流整流器得到实施。在某些示例中，于举例来说而不是限制的情况下，续流整流器可包括同步整流器、肖特基二极管、高速整流器、普通整流器和/或各类晶体管固有的体二极管(例如：FET)。
图2描绘了具有三象限电桥集成控制的典型开关模式电源控制器。该典型开关模式控制器120含有降压调整控制电路205。该降压调整控制电路205从开关模式控制器120正在控制的开关模式电源100输出处接收电压检测信号VOUT(图1)。降压调整控制电路205从大容量电源处接收电压检测信号VIN(图1)。降压调整控制电路205接收电流检测信号IT(图1)。降压调整控制电路205处理电压检测信号VOUT、VIN和电流检测信号IT，以生成驱动信号D。在描绘的实例中，降压调整控制电路205生成内部基准电压信号VREF。在某些实例中，降压调整控制电路205从外部接收基准电压信号VREF，以使用户可以决定输出电压供应VOUT的数值。在图1和图2的描绘实例中，基准电压信号VREF的数值被预先决定并内部生成至降压调整控制电路205。
由逻辑电路210接收驱动信号D。逻辑电路210还接收正向馈电驱动信号D-FF和旁路开关补偿驱动信号D-bypass。逻辑电路210将正向馈电驱动信号D-FF、驱动信号D和旁路开关补偿驱动信号D-bypass组合在一起，生成PWM信号，提供给开关模式电源电路(例如：图1中的开关模式电源电路100)高端和低端FET开关(例如：图1中的FET开关Q1和Q2)。
在某些实例中，逻辑电路210可将所有信号组合在一起(D、D-FF和D-bypass)，生成最终占空比信号D_final以决定PWM信号。在某些典型示例中，最终占空比信号D_final(带所有调节)可进入驱动器125的PWM生成器，且驱动器125转而生成HS(Q1)和LS(Q2)栅极控制信号。在某些实例中，全套驱动器125和开关Q1和Q2可以统称为SMPS块。在举例来说而不是限制的情况下，某些示例可以组合逻辑210中的占空比信号D_final，且逻辑210的输出可以是PWM信号。
正向馈电电路215生成正向馈电驱动信号D-FF。正向馈电电路215从大容量电源处接收电压检测信号VIN。正向馈电电路215接收降压调整控制电路205生成的基准电压信号VREF。对适合于某些示例的正向馈电电路的实例加以说明，例如图1中的项目118，由Babazadeh等人于2012年11月7日提交的第13/670868号美国专利申请，后者的标题是“带非线性正向馈电校正的切换调整器控制”，且通过引用，吸纳了前述申请的全部内容。
由旁路开关补偿控制器220生成旁路开关补偿驱动信号D-bypass。旁路开关补偿控制器220从开关模式控制器120正在控制的开关模式电源100输出处接收输出电压供应检测信号VOUT。旁路开关补偿控制器220接收逻辑210生成的PWM信号。在某些实例中，旁路开关补偿控制器220可接收驱动信号D，而不是逻辑210生成的PWM信号。旁路开关补偿控制器220接收旁路电流检测信号IB；该信号可指示(例如)旁路电流IB，如图1所示。旁路开关补偿控制器220接收电流检测信号IT(图1)；该信号可指示馈电负载的负载需求。旁路开关补偿控制器220接收基准电压信号VREF。旁路开关补偿控制器220处理输入信号(例如：描绘实例中的输出电压供应VOUT和旁路电流IB)，产生旁路开关补偿驱动信号D-bypass和一组旁路信号BP1和BP2并为旁路驱动器115所接收，从而生成旁路驱动信号DRV-BP1、DRV-BP2。旁路驱动信号DRV-BP1和DRV-BP2可以是通向旁路开关的栅极到源极电压驱动信号(VGS)，例如：旁路开关105之类旁路开关的FET Q3和Q4栅极上的VGS。
在各类瞬变加载实例中，旁路开关105之类的旁路开关可以在降压调整控制电路205控制的控制回路之外。旁路开关补偿控制器220可补偿旁路开关的作用。例如，旁路开关补偿控制器220可包括增益因数Kg的内生决定。在各类实例中，可决定作为旁路电流IB和脉冲宽度调制(PWM)函数的Kg。在各类实例中，增益因数Kg可以是栅极到源极电压驱动信号(VGS)和PWM的函数；其中的VGS被施加于(例如)各类旁路开关的FET Q3和Q4栅极到源极。
作为旁路开关补偿驱动信号D-bypass函数的PWM信号会收缩(例如：减小占空比)或扩展(例如：增大占空比)。收缩或扩展的量可取决于通过旁路开关105施加于负载的额外充电的量。例如，如果应用旁路电流IB给输出充电(例如：IB>0)，则在旁路开关断开之后可能需要添加总占空比并扩展脉冲。在另一个实例中，于TQB为沉降模式的情况下，可能需要在旁路开关断开之后收缩定期脉冲。可将增益因数(收缩时Kg<1，扩展时Kg>1)应用于占空比校正，其中：
Kg＝f(VGS,PWM)
在某些实例中，旁路开关补偿控制器220可基于查找表或公式生成旁路开关补偿驱动信号D-bypass。查找表或公式/函数可应用PWM信号来决定采用模式(例如：参照图3A和3B的支持模式或转移模式)。查找表或公式/函数可应用旁路电流IB的数值和/或VGS的数值来决定旁路电流的强度。查找表或公式/函数可应用输出电压供应VOUT来控制旁路电流IB的时距。在各类实例中，可应用增益因数Kg来校正旁路开关补偿驱动信号D-bypass。
图3A描绘了具有典型集成三象限电桥的开关模式电源电路的支持模式切换波形。在支持模式下，参照图1和图3A，在ILOAD上步阶瞬变加载事件期间，于FET开关Q1激活导通的情况下(例如：“升压模式”)，可经由TQB控制线110激活导通旁路开关105，在与输出电感器L1并联的情况下，通过旁路开关105将附加电流IB(此时IB>0)从VIN处引出。附加电流IB可有利地支持输出电压供应VOUT，从而极大地减小其上的下冲(负)电压瞬变。通过旁路开关105的电流IB的量可取决于施加于FET Q3和Q4的栅极到源极电压VGS。如图3A中的描绘，电流IB结合电感器电流IL，产生通向输出负载的总电流IT。
图3B描绘了具有典型集成三象限电桥的开关模式电源电路的转移模式切换波形。在转移模式下，参照图1和图3B，在ILOAD上阶跃瞬变卸载事件期间，于FET开关Q1断开的情况下(例如：“沉降模式”)，可经由TQB控制线110激活导通旁路开关105，通过旁路开关105而非负载ILOAD，重新引导一部分输出电感器电流IL。可将旁路电流IB(此时IB<0)有利地转移出负载和输出电压供应VOUT，从而极大地减小输出电压供应VOUT上的正电压瞬变(过冲)。通过旁路开关105的电流IB的量可取决于施加于FET Q3和Q4的栅极到源极电压VGS。如图3B中所描绘，从电感器电流IL中减去电流IB，产生通向输出负载的总电流IT。在此情况下，低端Q2可能处于导通状态。
图3C描绘了典型转移模式。在图3C中描绘的典型场景中，Q1和Q2处于关状态(例如：高阻抗模式下)，且电感器电流IL在Q3、Q4和L1形成的环路内部流通。在此情形下，开关电阻会耗散掉一些能量或电力，因此电流电平会降落。在此实例中，IT可能基本为零(例如：由于IL和IB可能等量反向)。
如图3A和3B所示，开关模式控制器120可加/减旁路开关105中检测到的旁路电流IB，来自/通向通过高端开关FET Q1和/或低端开关FET Q2的电流IT。在各类示例中，控制器可基于控制器施加于FET Q3和Q4的VGS来估计旁路电流IB。旁路电流IB的估计量可以是FETQ3和Q4电阻与电源电压VIN的函数。例如，可由查找表或方程式(单独或组合)(例如：IB＝f(VGS))来决定旁路电流IB。在某些示例中，可决定作为施加VGS函数的FET电阻，也可以通过查找表或方程式(单独或组合)加以决定。在各类实例中，可从FET Q3和Q4其一或两者上的电流镜处测量旁路开关105中的旁路电流IB。
图4描绘了一组典型波形，图解说明对步阶瞬态加载事件期间通过三象限电桥(TQB)电流施加的控制。一组波形400包括(参照图1)开关模式电源电路中的总电源电流IT(t)、电容器电流IC(t)和输出电压供应VOUT(t)；该电路可以是具有集成TQB的开关模式电源电路100(图1)，也可以是旁路开关105(图1)。
步阶瞬态加载事件可以是负载电流的突然极大阶跃提高。在图4中描绘了开关模式电源对于步阶瞬态加载的反应，此时负载阶跃在t0发生。
如一组典型波形400所描绘，受控旁路开关105接通旁路电流IB(t)405。将旁路电流405加入电感器电流IL(t)，产生总电流IT(t)。受控旁路开关105接通旁路电流405，产生受控数量的旁路接通时间TB。如电容器电流IC(t)波形中所描绘，电容器C 1(图1)至少接收旁路电流405中的部分415。如输出电压供应VOUT(t)波形中所描绘，输出电压对供应瞬变步阶负载的负电容器电流作出响应，发生降落。在没有旁路开关105的情况下，输出电压供应VOUT降落(例如)△V1min。在具有旁路开关105的情况下，输出电压供应VOUT降落(例如)△V2min。相应地，将旁路电流IB(t)405加入总电流IT(t)可有利地减小瞬变响应420的大小。
可以调节旁路接通时间TB的受控数量，以尽量减小瞬变响应420。在某些示例中，可以控制旁路电流405的IB大小，以尽量减小瞬变响应420。可以通过控制TQB中FET上栅极到源极电压VGS，来控制旁路电流405的IB大小；例如：如图1所示旁路开关105中的FET Q3和Q4。可单独实施对于旁路接通时间TB的控制，也可以结合对旁路电流405的IB大小的控制予以进行，从而控制瞬变响应420。两个受控参数-旁路接通时间TB和IB大小，可以是步阶瞬变加载电流大小的函数，例如：ILOAD(图1)。可以(例如)通过函数或者查找表决定两个受控参数(例如：通过开关模式控制器120)。在各类实例中，可以预先决定受控参数，例如固定值。
图5描绘了一组典型波形，图解说明对步降瞬态卸载事件期间通过三象限电桥(TQB)电流施加的控制。一组波形500包括(参照图1)开关模式电源电路中的总电源电流IT(t)、电容器电流IC(t)和输出电压供应VOUT(t)；该电路可以是具有集成TQB的开关模式电源电路100(图1)，也可以是旁路开关105(图1)。
步降瞬态卸载事件可以是负载电流的突然极大阶跃降低。在图5中描绘了开关模式电源对于步降瞬态卸载的反应，此时负载阶跃在t0发生。
如一组典型波形500所描绘，受控旁路开关105接通旁路电流IB(t)505。从电感器电流IL(t)510中减去旁路电流505，产生总电流IT(t)。受控旁路开关105接通旁路电流505，产生受控数量的旁路接通时间TB。如电容器电流IC(t)波形中所描绘，电容器C 1(图1)至少接收旁路电流505中的部分515。如输出电压供应VOUT(t)波形中所描绘，输出电压对供应瞬变步阶负载的过剩电容器电流作出响应，产生升高。在没有旁路开关105的情况下，输出电压供应VOUT升高(例如)△V1max。在具有旁路开关105的情况下，输出电压供应VOUT升高(例如)△V2max。相应地，将旁路电流IB(t)505加入总电流IT(t)可有利地减小瞬变响应520的大小。
图6描绘了典型旁路开关VGS电压控制电路。VGS电压控制电路600包括误差放大器U 1。误差放大器U 1产生误差电压VERR。误差电压VERR出自输出电压VOUT和基准电压信号VREF之间的差异，这两者都耦合至误差放大器U 1的输入。VGS作为误差电压VERR的函数，可由公式或者查找表决定。在某些实例中，可由公式或者查找表决定作为电力函数的VGS，例如：f(VERR、IT)。
在某些实例中，可从该电路处去除R1和R2，且可通过查看VOUT-VREF数值来了解U1。在各类实例中，图6中所示电路可能在控制器120内部，因而旁路开关控制器和驱动器之间可能有通信。在某些示例中，控制器可以命令方式决定VGS的等级，而驱动器可创立这一等级并施加于开关Q3/Q4。
图7描绘了典型旁路开关接通时间控制电路。旁路开关接通时间控制电路含有误差放大器U 1。误差放大器U 1产生误差电压VERR。误差电压VERR出自输出电压VOUT和基准电压信号VREF之间的差异，这两者都耦合至误差放大器U 1的输入。误差电压VERR耦合至由比较器U2和U3以及上拉电阻R3构成的窗口比较器。
当误差电压VERR低于预定VERRHI阈值且高于预定VERRLO阈值时，可经由开关/栅极SW1断开固定VGS。当误差电压VERR高于预定VERRHI阈值或低于预定VERRLO阈值时，可经由开关/栅极SW1导通固定VGS。
各类示例可通过控制输出电压VOUT的斜率，控制旁路开关的接通时间。例如，当输出电压VOUT达到预定斜率时，固定VGS会导通。在某些实例中，当输出电压VOUT达到拐点时，可以关断VGS信号。在某些实例中，接通时间可以是恒定预定时间。
图8描绘了典型总计旁路开关VGS电压和接通时间控制电路。总计旁路开关VGS电压和接通时间控制电路800含有误差放大器U 1。误差放大器U 1产生误差电压VERR。误差电压VERR出自输出电压VOUT和基准电压信号VREF之间的差异，这两者都耦合至误差放大器U 1的输入。
误差电压VERR和电源电流IT耦合至f()功能块805的输入。f()功能块805基于函数f(VERR、IT)产生输出。f()功能块805的输出被馈送给开关SW1的输入。g()功能块810的输出控制开关SW1。g()功能块810基于函数g(VERR、VERRHI、VERRLO)产生输出(例如)。g()功能块810接收输入VERR、VERRHI、VERRLO。相应地，典型总计旁路开关VGS电压和接通时间控制电路800可控制通向各个旁路开关的VGS电压信号VGS(t)的大小和接通时间。
图9描绘了典型TQB支持模式控制方法。例如，可在旁路开关补偿控制器220(图2)内采用TQB支持模式方法900。TQB支持模式方法900从过程块905开始。在过程块905处，方法900控制输出电压VOUT。输出电压VOUT可以是开关模式电源的输出，例如开关模式电源电路100(图1)。继续执行判定块。在判定块910处，方法900决定输出电压供应VOUT上的初期负瞬变。如果输出电压供应VOUT上没有初期负瞬变，则执行跳回过程块905。如果其上有初期负瞬变，则继续执行判定块915。在判定块915处，过程决定高端开关的状态，例如高端开关Q 1(图1)。如果高端开关未导通，则执行跳回过程块905。如果高端开关已导通，则继续执行过程块920，此时TQB支持模式控制方法900开始提供通过旁路开关的附加电流。
在过程块920处，方法900决定对于通过旁路开关的旁路电流的控制量，以缓解输出电压供应VOUT上的负瞬变。旁路电流的决定量与可施加于旁路开关中FET上控制栅极的控制电压VGS相关联，例如：FET Q 3和Q 4(图1)。参照图6-8，于举例来说而不是限制的情况下，说明适合决定施加于旁路开关中FET上控制栅极的旁路电流IB和相关VGS数量的各类查找表、公式和/或函数。过程块920一经完成后，继续执行过程块925。
在过程块925处，方法900将预定VGS从过程块920施加到旁路开关内FET的控制栅极，以控制旁路电流IB。继续执行过程块930。在过程块930处，方法900控制输出电压供应VOUT。继续执行判定块935。
在判定块935处，如果输出电压VOUT已达到拐点(例如)，则它将不再降落，但开始趋平，准备好产生初期正电压偏移，然后继续执行过程块940。在过程块940处，方法900关断通向旁路开关的控制电压VGS。旁路开关处控制电压VGS的这一去除会终止通过旁路开关的支持旁路电流IB。然后退出方法900。
如果判定块935处的输出电压VOUT未达到拐点，则将继续执行判定块945。在判定块945处，过程决定高端开关的状态。如果高端开关未导通，则执行跳转至过程块940以关断旁路开关并退出方法900。如果高端开关已导通，则执行跳回过程块930。相应地，块930、935和945的执行向方法900提供等待功能，等待鉴定达到输出电压VOUT上拐点或者高端开关关断，以便通过断开旁路电流来终止支持模式。
有一点会得到认可，即：在判定块910和935处，可以采用各类其他检测方法。例如，参照图6-8的说明，当输出电压VOUT降落到低于预定阈值或者预定误差电压VERR阈值时，判定块910和935会产生肯定的结果。
在某些实例中，步骤920反映了VGS控制。在某些操作模式下，步骤920和925为可选或者已去除，即意味着旁路已接通且VGS固定。因此，其一选项中的方法步骤可包括就用固定VGS接通旁路和直接进入步骤930(例如：跳过或去除步骤920和925)。
图10描绘了典型TQB转移模式控制方法。可采用TQB转移模式方法1000，例如：在旁路开关补偿控制器220内(图2)。TQB转移模式方法1000从过程块1005处开始。在过程块1005处，方法1000控制输出电压供应VOUT。输出电压供应VOUT可以是开关模式电源的输出，例如：开关模式电源100(图1)。继续执行判定块1010。在判定块1010处，方法1000决定输出电压VOUT上的初期正瞬变。如果输出电压VOUT上没有初期正瞬变，则执行跳回过程块1005。如果输出电压VOUT上有初期正瞬变，则继续执行判定块1015。在判定块1015处，过程决定高端开关的状态，例如：高端开关Q 1(图1)。如果高端开关未断开，则执行跳回过程块1005。如果高端开关已断开，则继续执行过程块1020，此时TQB转移模式控制方法1000开始转移通过旁路开关的电流，使之离开电源输出。
在过程块1020处，方法1000决定通过旁路开关的旁路电流控制量，以缓解输出电压VOUT上的正瞬变。决定的旁路电流的量关联可施加于旁路开关中FET上控制栅极的控制电压VGS，例如：FET Q 3和Q 4(图1)。参照图6-8，于举例来说而不是限制的情况下，说明适合决定施加于旁路开关中FET上控制栅极的旁路电流IB和相关VGS数量的各类查找表、公式和/或函数。过程块1020一经完成后，继续执行过程块1025。
在过程块1025处，方法1000将预定VGS从过程块1020施加到旁路开关内FET的控制栅极，以控制旁路电流IB。继续执行过程块1030。在过程块1030处，方法1000控制输出电压VOUT。继续执行判定块1035。
在判定块1035处，如果输出电压VOUT已达到拐点(例如)，则它将不再上升，但开始趋平，准备好产生初期负电压偏移，然后继续执行过程块1040。在过程块1040处，方法1000关断通向旁路开关的控制电压VGS。旁路开关处控制电压VGS的这一去除会终止通过旁路开关的流通旁路电流IB。然后退出方法1000。
如果判定块1035处的输出电压VOUT尚未达到拐点，则将继续执行判定块1045。在判定块1045处，过程决定高端开关的状态。如果高端开关未断开，则执行跳转至过程块1040以关断旁路开关并退出方法1000。如果高端开关已断开，则执行跳回过程块1030。相应地，块1030、1035和1045的执行向方法1000提供等待功能，等待鉴定达到输出电压VOUT上拐点或者高端开关导通，以便通过断开旁路电流来终止转移模式。
有一点会得到认可，即：在判定块1010和1035处，可以采用各类其他检测方法。例如，参照图6-8的说明，当输出电压VOUT上升到高于预定阈值或者预定误差电压VERR阈值时，判定块1010和1035会产生肯定的结果。
在某些实例中，步骤1020反映了VGS控制。在某些操作模式下，步骤1020和1025为可选或者已去除，即意味着旁路已接通且VGS固定。因此，其一选项中的方法步骤可包括就用固定VGS接通旁路和直接进入步骤1030(例如：跳过或去除步骤1020和1025)。
图11描绘了旁路开关控制系统的方框图。可以在各类旁路开关补偿控制器中采用旁路开关控制系统1100，例如：图2中的旁路开关补偿控制器220。旁路开关控制系统1100含有控制器1105。控制器1105在运行中经由数据/控制总线耦合至随机存取存储器(RAM)1110。RAM 1110可促进控制器1105的基本功能。控制器1105在运行中耦合至非易失性随机存取存储器(NVRAM)1115。NVRAM 1115含有程序存储器1120。程序存储器可提供控制器1105预编程执行说明。
控制器1105接收PWM信号。逻辑电路可生成PWM信号，例如逻辑电路210(图2)。控制器1105可应用PWM信号来鉴定通向旁路开关的控制信号。例如，在瞬变步阶加载事件期间，控制器1105可仅在PWM信号已激活的情况下导通旁路开关。类似地，在瞬变步降卸载事件期间，控制器1105可仅在PWM信号取消激活的情况下导通旁路开关。
控制器1105接收基准电压信号VREF。控制器可以应用基准电压信号VREF来决定(例如)：输出电压和/或误差电压何时低于预定阈值。在某些实例中，模拟至数字转换器ADC1125可读取基准电压信号VREF。在描绘的实例中，ADC 1125对模拟输入信号进行取样，并将其转换成数字。ADC取样并转换的模拟输入信号包括可指示输出负载电流的输出电压VOUT、旁路电流IB和总电流IT。
控制器1105生成旁路开关补偿驱动信号D-bypass，这可以是一个占空比校正信号。占空比校正信号可以结合正向馈电校正信号和降压调整PWM输出信号，以缓解输出电压瞬变偏移。控制器1105通过数字至模拟转换器DAC 1130生成TQB旁路信号BP1和BP2。在某些示例中，可以实施DAC 1130和/或与控制器1105集成。相应地，控制器1105依据输入VOUT、IB、IT和/或VREF决定TQB校正值，并将一数字值写入DAC 1130，以控制TQB支持或者TQB转移电流。控制器1105生成启用信号EN。启用信号EN可以导通和断开旁路开关。
尽管已经参照图表说明了各类示例，仍可以采用其他示例。例如，可以采用模拟至数字转换器ADC和/或数字至模拟转换器DAC，在模拟或数字域中决定旁路电流IB。带各类TQB的降压调整电路的各类控制方法可有利地采用正向馈电控制调节，可采用电流检测方法和过电流保护(OCP)和/或实现快速瞬变响应。
各类实例可包括带三象限电桥(TQB)配置的降压衍生电源(BDPS)的操作方法。操作方法可包括提供BDPS。BDPS可包括经配置后提供输入电压源的输入终端、经配置后驱动负载的输出终端、电耦合至输入终端和输出终端之间的电感器、电耦合至输入终端和输出终端之间且在运行时可以选择性地将输入终端接入中间开关节点的主开关、电耦合至中间开关节点的整流器以及在中间开关节点和输出终端之间电气连接且并联电感器的旁路开关(例如)。
该方法可包括提供控制器，在运行时控制主开关和旁路开关，经配置后提供脉冲宽度调制(PWM)信号以控制主开关。该方法可包括步阶瞬变加载事件期间致使BDPS进入升压模式，该模式同时包括激活导通主开关和旁路开关。该方法可包括：作为对降低负载电流时退出升压模式的响应，执行占空比校正，该校正包括负载电流降低之后于PWM信号下一周期中施加于主开关的PWM信号的占空比调节。在某些实例中，响应退出升压模式而进行的PWM信号占空比调节包括：在下一周期中，按预定量提高施加于主开关的PWM信号的占空比。在某些实例中，响应退出升压模式而进行的PWM信号占空比调节包括：在下一周期中，按预定量降低施加于主开关的PWM信号的占空比。在各类示例中，该方法包括：在升压模式下，将通过旁路开关的旁路电流IB与通过电感器的电感器电流IL相结合，以支持输出终端处的输出电压VOUT。
在某些示例中，旁路开关包括具有第一控制栅极的第一半导体开关(Q3)和第二控制栅极的第二半导体开关(Q4)，其中的第一和第二半导体开关以反串联方式连接。在某些实例中，占空比校正的执行包括施加增益因数(Kg)以执行PWM信号的收缩和扩展至少其一。在某些实例中，该方法包括：按照旁路开关的预定电流特性，通过向旁路开关施加栅极到源极电压(VGS)，在升压模式下调节通过旁路开关的旁路电流IB。该方法可包括：通过改变旁路开关的接通时间(TB)，在升压模式下调节通过旁路开关的旁路电流IB。该方法可包括：对作为旁路开关栅极到源极电压(VGS)函数的通过旁路开关之旁路电流IB作出估计。该方法可包括：通过应用旁路开关之电流镜执行集成电流检测，从而检测通过旁路开关之旁路电流IB。
在某些示例中，该方法可包括：在步降瞬变卸载事件期间，致使BDPS进入沉降模式，该模式同时包括激活导通旁路开关和取消激活主开关。该方法可包括退出沉降模式。该方法可包括：响应负载电流提高时沉降模式的退出，调节于负载电流提高之后PWM信号下一周期中施加于主开关的PWM信号的占空比。在某些实例中，响应退出沉降模式的PWM信号占空比调节包括在下一周期中按预定量提高施加于主开关的PWM信号占空比。
在某些实例中，响应退出沉降模式的PWM信号占空比调节包括在下一周期中按预定量降低施加于主开关的PWM信号占空比。在各类示例中，该方法包括：在沉降模式下，至少一部分电感器电流IL流通经过旁路开关。
尽管已描述了若干示例，却可以认识到这一点：可作出各种不同的修改。例如，在下述各种情况下可以获得有利的结果：按不同的顺序执行公布技艺的步骤；按不同的方式结合使用公布系统的部件；部件得到其他部件的补充使用。因而在以下要求范围内考虑相应的其他示例。

Claims (20)

1.一种具有三象限电桥(TQB)配置的降压衍生电源(BDPS)的操作方法，该方法包括：
提供该BDPS，包括：
一输入终端，配置用于提供输入电压源；
一输出终端，配置用于驱动负载；
一电感器，电耦合至一中间开关节点和输出终端之间；
一主开关，电耦合至输入终端和中间开关节点之间，运行时选择性地将输入终端接入中间开关节点；
一续流整流器，电耦合至中间开关节点；以及
一旁路开关，电连接于中间开关节点和输出终端之间，且与电感器并联；
提供一控制器，运行时控制主开关和旁路开关，配置用于提供脉冲宽度调制(PWM)信号以控制主开关；
在步阶瞬变加载事件期间，使BDPS进入升压模式，该模式包括同时激活导通主开关和旁路开关；
退出升压模式；以及
响应负载电流降低时升压模式的退出，执行占空比校正，包括在负载电流降低之后PWM信号的下一周期中调节施加于主开关的PWM信号的占空比。
2.如权利要求1所述之方法，还包括：在升压模式下，将通过旁路开关的旁路电流IB与通过电感器的电感器电流IL相结合，以支持输出终端处的输出电压VOUT。
3.如权利要求1所述之方法，其中执行占空比校正还包括：施加增益因数(Kg)以执行PWM信号的收缩和扩展至少其一。
4.如权利要求1所述之方法，还包括：按照旁路开关的预定电流特性，通过向旁路开关施加栅极到源极电压(VGS)，在升压模式下调节通过旁路开关的旁路电流IB。
5.如权利要求1所述之方法，还包括：通过改变旁路开关的接通时间(TB)，在升压模式下调节通过旁路开关的旁路电流IB。
6.如权利要求1所述之方法，还包括：作为旁路开关栅极到源极电压(VGS)函数，对通过旁路开关的旁路电流IB作出估计。
7.如权利要求1所述之方法，还包括：通过应用旁路开关的电流镜执行集成电流检测，检测通过旁路开关的旁路电流IB。
8.如权利要求1所述之方法，还包括：
在步降瞬变卸载事件期间，使BDPS进入沉降模式，该模式包括同时激活导通旁路开关和取消激活主开关；
退出沉降模式；以及响应负载电流提高时沉降模式的退出，在负载电流提高之后PWM信号的下一周期中，调节施加于主开关的PWM信号的占空比。
9.如权利要求8所述之方法，还包括：在沉降模式下，至少有一部分电感器电流IL流通经过旁路开关。
10.如权利要求1所述之方法，其中的控制器包括降压调整控制电路，配置用于生成驱动信号D，驱动信号D根据输入电压源、输出终端处的输出电压、以及等于通过电感器的电感器电流IL和通过旁路开关的旁路电流IB之和的总电流IT当中的至少三者之一生成。
11.如权利要求10所述之方法，其中的控制器还包括一逻辑电路、一正向馈电电路和一旁路开关补偿控制器；运行耦合生成PWM信号以驱动主开关和续流整流器，生成旁路信号BP1、BP2至少其一以驱动旁路开关。
12.如权利要求11所述之方法，其中的逻辑电路：
运行耦合至正向馈电电路以接收正向馈电驱动信号D-FF，正向馈电驱动信号D-FF作为输入电压源VIN和基准电压VREF的函数；
运行耦合至降压调整控制电路以接收驱动信号D；
运行耦合至旁路开关补偿控制器以接收旁路开关补偿驱动信号D-bypass；以及
配置用于生成PWM信号，该信号是至少以下信号之一的函数：正向馈电驱动信号
D-FF、驱动信号D以及旁路开关补偿驱动信号D-bypass。
13.如权利要求12所述之方法，其中：
旁路开关补偿控制器运行耦合接收输出终端处的输出电压、总电流IT以及旁路电流IB，且
正向馈电电路运行耦合接收输入电压源。
14.如权利要求13所述之方法，其中的旁路开关补偿控制器运行耦合至逻辑电路，以从逻辑电路处接收PWM信号。
15.如.权利要求14所述之方法，其中的旁路开关补偿控制器配置响应从逻辑电路处接收到的PWM信号，生成旁路信号BP1、BP2至少其一。
16.如权利要求15所述之方法，其中的旁路开关包括带有第一控制栅极的第一半导体开关(Q3)和带有第二控制栅极的第二半导体开关(Q4)，且第一半导体开关和第二半导体开关为反串联连接；其中，一个旁路驱动器接收旁路信号BP1、BP2至少其一,以生成第一旁路驱动信号DRV-BP1以驱动第一控制栅极，第二旁路驱动信号DRV-BP2以驱动第二控制栅极。
17.一个控制配置有三象限电桥(TQB)的降压衍生电源(BDPS)的控制电路，该降压衍生电源包括：输入终端和中间开关节点之间连接的高端开关、中间开关节点和地之间连接的低端开关以及中间开关节点和输出终端之间并联连接的一电感器和一旁路开关；其中控制电路包括：
一旁路开关补偿控制器，配置用于生成一组旁路驱动信号以控制旁路驱动电路驱动旁路开关；以及
一降压调整控制电路，配置用于生成输入逻辑电路的驱动信号D，以控制开关模式驱动电路，驱动高端开关和低端开关。
18.如权利要求17所述之控制电路，还包括正向馈电电路，配置用于提供逻辑电路的正向馈电驱动信号D-FF。
19.如权利要求18所述之控制电路，其中的逻辑电路还配置接收旁路开关补偿控制器生成的旁路开关补偿驱动信号D-bypass。
20.如权利要求17所述之控制电路，其中的旁路开关补偿控制器配置接收：(1)指示输出终端处输出电压供应VOUT的输出电压检测信号，(2)逻辑电路生成的输出信号，(3)指示旁路电流IB的旁路电流检测信号，(4)指示馈电负载的负载需求的总电流检测信号IT，以及(5)基准电压信号VREF。
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