KR100794773B1 - 부하에 응답하는 스위칭 주파수를 갖는 ｄｃ-ｄｃ 조정기 - Google Patents

부하에 응답하는 스위칭 주파수를 갖는 ｄｃ-ｄｃ 조정기 Download PDF

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Abstract

공칭 주파수를 갖는 발진기에 의해 스위칭 주파수가 제어되는 스위치 모드 전원은 공칭값으로부터 상기 전원의 출력의 이탈을 나타내는 출력 신호를 제공하는 에러 증폭기를 구비하고 있으며, 상기 에러 증폭기 출력 신호값에 따라 상기 발진기 주파수를 상기 공칭 주파수보다 높거나 낮은 주파수로 조정하는 기능이 있다.
스위칭 주파수, 에러 증폭기, 전압 조정기, DC 컨버터, 발진기.

Description

부하에 응답하는 스위칭 주파수를 갖는 ＤＣ-ＤＣ 조정기{DC-DC REGULATOR WITH SWITCHING FREQUENCY RESPONSIVE TO LOAD}
관련 출원
본 발명은 "DC-DC REGULATOR WITH SWITCHING FREQUENCY RESPONSIVE TO LOAD"라는 명칭으로 2004년 2월 19일 출원된 미국가출원 제 60/546,119호에 기초하며 그 우선권을 주장하는데, 상기 미국가출원의 전체 내용들은 명백하게 본원에서 참조문헌으로 포함된다.
본 발명은 스위칭 디바이스들의 종래 펄스폭 변조(PWM) 제어가 스위칭 주파수를 가변시키도록 변경되어, 이에 따라 경부하(light load)에 대해 구동 주파수가 감소됨과 아울러 단계 부하 증가에 대해 구동 주파수가 증가되는 스위치 모드 전원들에 관한 것이다.
스위치 전원들은 전자 디바이스들 및 모터 구동기들에서 많은 응용들을 갖는데, 여러 개의 기본 타입들은 기술분야의 당업자들에게 공지되어 있다. 예시 목적을 위해, 본 발명은 DC 입력 전압을 수용하여 보다 낮은 DC 출력 전압을 생성하는 종래 DC-대-DC 벅 컨버터(buck converter) 환경에서 설명될 것이다. 벅 컨버터들은 전형적으로 높은 부하 전류량(예를 들어, 30 암페어 이상)을 요구하는 저전압 응용 들에서 사용된다. 그러나, 본 발명은 다른 타입들의 스위치 전원들, 예를 들어 부스트 컨버터들(boost converters)에 사용될 수 있음을 이해해야 한다.
도 1은 상부측 스위치(105) 및 스위치 노드(115)에서 상부측 스위치에 연결된 하부측 스위치(110), 스위치 노드(115)에 연결된 출력 인덕터(120) 및 출력 인덕터(120)에 연결된 출력 캐패시터(125)를 포함하는 단일 위상 벅 컨버터(100)를 도시한다. 상부측 스위치 및 하부측 스위치(105 및 110)는 MOSFET들, IGBT들, 또는 다른 바이폴라 트랜지스터들 또는 매우 높은 도전 상태와 거의 비(non)-도전 상태간에서 스위치될 수 있는 다른 적합한 디바이스들로 전원공급될 수 있다.
동작중에, 상부측 스위치 및 하부측 스위치(105 및 110)에 대한 게이트 구동 신호들이 제어 회로(130)에 의해 제공되어 부하(135) 양단에 걸쳐 원하는 출력 전압을 생성한다. 이를 위해, 제어 회로(130)는 발진기와 스위치들의 온 및 오프 시간들을 제어하는 로직 회로들을 포함한다. 따라서, 상부측 스위치(105)가 초기에 스위치 온되는 때에, 하부측 스위치(110)는 오프 상태로 유지된다. 이는 출력 인덕터(120) 양단에 대략(VIN - VOUT)의 전압 강하를 발생시키는데, 이는 인덕터에서 전류가 구축되게 한다.
이후에, 상부측 스위치(105)가 턴 오프되며, 하부측 스위치(110)는 턴 온된다. 인덕터 전류가 순간적으로 바뀌지 않기 때문에. 전류는 출력 캐패시터(125)를 충전하는 스위치(110)를 통해 흘러야 한다. 이는 출력 캐패시터 양단 전압(VOUT)이 상승하게 한다.
결과적으로, 상부측 스위치 및 하부측 스위치(105 및 110)들은 적절한 시간들에서 계속적으로 스위치 온 및 오프되기 때문에, 출력 캐패시터(125) 양단 전압(VOUT)은 결과적으로 원하는 레벨에 도달하는데, 이는 전형적으로 벅 컨버터의 경우에 입력 전압보다 낮다.
일단 원하는 출력 전압에 도달하면, 상부측 스위치 및 하부측 스위치(105 및 110)들의 스위치 온 및 오프가 듀티 사이클(duty cycle)(즉, 스위치들의 상대적인 온 및 오프 시간들)로, 출력 인덕터(120)가 출력 캐패시터(125) 양단에 연결된 부하(135)의 전류 수요에 일치하는 전류량을 제공하도록 계속 제어된다. 이를 위해, 적합한 피드백 조정 루프가 제공된다. 제어 회로(130)에 포함된 회로가 스위치들(105 및 110)의 스위칭 시간들을 제어하는데 사용되는 신호 경로(140)를 통해 신호를 수신한다. 신호 경로(140)가 나타내고 있는 감지 디바이스가 캐패시터(125) 양단의 출력 전압에 응답하여 소위 전압 모드 제어를 제공하거나, 출력 인덕터(120)를 통한 전류에 응답하여 전류 모드 제어를 제공할 수 있다.
듀티 사이클을 적당하게 제어함으로써, 디바이스들은 부하(135) 전류 수요보다 더 크거나 더 적은 전류를 제공하지 않게 동작하도록 구현될 수 있으며, 출력 캐패시터(125) 양단 전압(VOUT)은 원하는 정도의 조정으로 원하는 출력 전압에서 거의 일정하게 유지된다.
부하 전류 수요가 종래의 도 1의 회로에 의해 제공될 수 있는 전류를 초과하는 경우에, 이러한 여러 회로들은 다중-위상 DC-대-DC 벅 컨버터를 형성하도록 결 합될 수 있다. 다중-위상 벅 컨버터의 대표적인 회로 토폴로지(topology)가 도 2에서 도시되는데, 이는 전반적으로 (200)으로 지정된다. 이는 기술분야의 당업자들이 이해할 바와같이 복수의 인터리빙(interleaving) 출력 위상들(205a, 205b, 205c, ..., 205n), 다중-위상 제어 회로(210), 및 임의의 적합한 설계로 된 피드백 회로(미도시)를 포함한다. 각 출력 위상은 도 1의 단일 위상 벅 컨버터(100)에서와 같이 상부측 스위치, 하부측 스위치 및 출력 인덕터로 구성된다.
컨버터(200)의 동작은 일반적으로 단일 위상 컨버터(100)의 동작과 동일하다. 따라서, 제어 회로(210)는 피드백 신호에 의해 결정되는 듀티 사이클로 시간-지연 시퀀스에 의해 출력 위상들을 주기적으로 동작시키는데, 이에 따라 위상들간의 전류 발생을 공유함과 아울러 MOSFET들이 받는 열 발생을 분산시킨다.
상술된 벅 컨버터들에 대해, 상부측 및 하부측 MOSFET들의 스위칭 시간들은 PWM 회로에 의해 제어된다. 전형적으로, 이는 삼각파를 생성하는 발진기, 및 기준 전압과 피드백 신호로부터 도출된 전압간의 차이를 나타내는 에러 신호에 따라 삼각파를 일련의 펄스들로 변환하는 적합한 로직 회로를 포함한다. 종래 실행에 따르면, 고정 주파수 발진기가 이용되며, 듀티 사이클은 에러 신호값에 따라 가변한다. 대안적으로, 고정 듀티 사이클을 갖는 가변 주파수 발진기를 이용하는 것이 공지되어 있다.
고정 스위칭 주파수에서 동작하는 전력 컨버터들은 원하는 전기적 잡음 특성들을 갖는다. 변조 신호 진폭은 제어 IC의 전체 공통 모드 범위를 사용할 수 있으며, 가변 주파수를 위해 진폭과 타협(compromise)하지 않는다. 고정 주파수는 컨버터로부터 방출된 임의의 전기적 잡음을 억제하기 위해 간단한 필터 및 블랭킹 기술(blanking techniques)을 사용할 수 있게 한다.
그러나, 고정 스위칭 주파수를 선택함에 있어 경부하 효율과 과도응답(transient response)은 상충관계(tradeoff)에 있다. 낮은 스위칭 주파수에서 경부하 효율이 가장 좋다. 높은 스위칭 주파수에서 과도응답이 가장 좋다. 따라서, 가변 주파수 동작은 잠재적인 이점들을 갖는다.
그러나, 공지된 기술들은 현재까지 이들을 비현실적이게 하는 단점들을 갖는다. 시도되어온 기술들 중에서 일정한 온-타임 제어기(constant on-time controller)들 및 히스테리시스 제어기(hysteretic controller)들이 있다. 히스테리시스 제어기들은 수용할 수 없는 잡음 레벨을 나타내는데, 왜냐하면 이들이 큰 출력 전압 리플(output voltage ripple)에 의존하기 때문이다. 일정한 온-타임 제어기들은 경부하에서 잘 동작하지만, 상술한 과도 지연(transient delay) 문제를 겪게 된다.
또한, 디지털 방법들이 다중위상 컨버터들에 대해 제안되었는데, 이 방법들은 일단 출력 전압이 임계치 이하로 떨어지면, 모든 전력 채널들을 동시에 턴 온함으로써 부하 과도(load transient)에 응답한다. 이 방법은 전체 부하 단계에 대해 조정될 수 있지만, 부분 부하 단계에 있어서, 이 방법은 모든 전력 채널들을 턴 온하여 인덕터들에 너무 많은 전류가 구축된다. 이는 전압들을 증가시켜 조정값을 오버슈트(overshoot)하게 한다.
상술한 바와같이, 고정 스위칭 주파수 컨버터는 부하 과도에 대한 그 응답 속도에 있어서 제한된다. 예로써, 전압-모드 벅 컨버터에서, 상위 MOSFET의 턴-온 구간은 CLK 에지(edge)로 시작된다. 제어는 매 스위칭 주기마다 하나의 CLK 에지를 생성하며, 이에 따라 CLK 주파수가 스위칭 주파수와 일치하게 된다.
온-타임 구간의 종료시에, 상위 MOSFET는 턴 오프된다.
이 시점에서, 갑작스런 부하가 출력에 인가되는 것으로 가정한다. 컨버터는 후속 온-타임 구간 이전에 후속 CLK 에지를 기다려야 한다. 그 동안에, 출력 전압은 떨어지는데, 이는 부하가 출력 캐패시터로부터 전류를 풀(pull)하기 때문이다. 컨버터가 인덕터 전류를 새로운 부하 전류까지 램핑(ramping)시킬 수 있을 때까지 출력 전압은 계속해서 떨어진다. 인덕터 전류는 후속 CLK 에지에서 시작되는 상위 MOSFET의 후속 턴-온 구간 동안 증가한다. 턴-온 구간보다 작은 CLK 주기와 일치하는 오프-타임 구간동안, 응답은 지연된다. 따라서, 높은 스위칭 주파수(및 짧은 CLK 주기)를 갖는 컨버터들은 낮은 스위칭 주파수를 갖는 컨버터들보다 더 빠르게 응답한다.
컨버터의 효율은 컨버터의 전력 소모에 반비례한다. 컨버터의 전력 소모는 도전 손실들 및 스위칭 손실들의 관점에서 고려될 수 있다. 스위칭 손실들은 컨버터의 스위칭 주파수와 관련된 전력 소모이다. 출력 인덕터의 코어 손실들 및 MOSFET 스위칭 손실들은 전형적인 스위칭 전력 소모이다. 이러한 손실들은 스위칭 주파수의 증가와 함께 증가한다. 경부하에서, 출력 전력 및 도전 손실들은 감소되지만, 스위칭 손실들은 일정하게 유지된다. 경부하에서 결과적으로 효율은 더 낮다.
고정 스위칭 주파수를 갖는 부하 과도에 대한 응답 속도의 제한은 다중-위상 컨버터들에서 또 다른 문제를 제공한다. 상부측 스위치들은 CKL 신호들을 수신할 때까지 턴 온 될 수 없기 때문에, 하나 이상의 위상들에서의 가능한 과부하와 함께, 개별 위상들의 출력 전압들간에 부정합(mismatch)이 있을 수 있다.
따라서, 고정 주파수 구동의 바람직한 잡음 특성들 및 가변 주파수 구동에 의해 나타나는 부하 과도들에 대한 빠른 응답을 나타내는 스위치 전원에 대한 제어 구성을 갖는 것이 바람직하다.
본 발명은 적당한 부하들에 대해 고정 클록 주파수에서 동작하는 발진기를 포함하지만, 클록 주파수가 경부하들에 대해 일시적으로 감소함과 아울러 큰 부하들에 대해 일시적으로 증가하는 스위치 전원의 전력 스위치들에 게이트 구동 회로를 제공함으로써 상기 목적을 달성한다.
바람직한 일실시예에 따르면, 발진기 주파수를 결정하기 위해 타이밍 캐패시터로부터 전류를 공급하거나 전환(divert)시키는 제어가능 전류원을 포함한다. 에러 증폭기가 스위칭 조정기의 출력 전압을 감지하며 이를 기준 전압과 비교한다. 상기 에러 증폭기는 컨버터 조정기 루프를 보상하는 수단을 제공하는 출력 직렬 저항 및 캐패시터를 갖는 트랜스컨덕턴스 증폭기(transconductance amplifier)이다. 상기 에러 증폭기의 출력 전류는 전류 미러(current mirror)에서 미러되며, 상기 전류는 클록 발진기 회로에 제공되어 발진기 캐패시터의 충전/방전 속도(charge/discharge rate)에 영향을 미친다. 적당한 부하 조건에서, 상기 에러 증폭기 전류는 거의 제로(0)가 되며, 이에 따라 스위칭 주파수가 일정하게 된다. 만일 에러 출력 전압이 기설정 값(preset value) 이하로 감소하면, 그리고 경부하 조건들 때문에, 상기 에러 증폭기 출력 전류가 임계 전류 이하의 인덕터 전류에 대응하는 경우에, 상기 에러 증폭기 출력에서의 클램프(clamp)가 상기 에러 증폭기의 출력 전압을 클램프 전압(clamped voltage)으로 클램핑(clamping)한다. 이것은 상기 에러 증폭기가 상기 발진기에 대한 전류를 감소시키는 클램프로부터의 전류를 씽크(sink)시키고, 그럼으로써 스위칭 주파수를 감소시킨다. 이후에, 출력 전압은 일정한 온-타임으로 스위칭 주파수를 가변시킴으로써 조정된다. 즉, 경부하 동작 동안에 펄스폭은 일정하게 유지되지만, 스위칭 주파수는 감소한다. 다른 방식으로 진술하면, 증가된 오프-타임 주파수가 일정한 온-타임으로 증가하기 때문에, 듀티 사이클은 감소한다. 이것은 보다 낮은 스위칭 주파수 때문에 스위칭 주파수 손실들을 감소시키며, 결과적으로 경부하에서의 효율을 증가시킨다.
보다 큰 부하들에서, 출력 전압들이 부하 단계의 증가에 응답하여 떨어지기 때문에, 상기 에러 증폭기의 출력은 증가하며, 증가된 전류는 미러되며, 상기 발진기에 제공됨으로써 스위칭 주파수를 증가시킨다. 따라서, 오프-타임은 감소하며, 부하 단계 동안에 스위칭 주파수는 증가한다. 다시, 상부측 스위치에 대한 온-타임은 일정하게 유지된다.
바람직한 일 실시예에서, 상기 에러 증폭기 전류의 직접적인 복사본(direct copy)이 상기 발진기 주파수를 조정하는데 사용된다. 그러나, 상기 발진기에 제공된 실제 전류는 대안적으로 원하는 경우에 스케일링(scaling)될 수 있다. 부가적으로, 상기 발진기에 제공된 포지티브 및 네거티브 전류(positive and negative current)는 스위칭 주파수 특성들을 최적화하도록 개별적으로 도출되어 스케일링 될 수 있다.
본 발명의 다른 특징 및 장점은 첨부되는 도면을 참조하여 아래에서 설명되는 본 발명의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1은 종래 단일 위상 벅 컨버터의 기본 구성 및 동작을 예시하는 블록도이 다.
도 2는 종래 다중-위상 벅 컨버터의 기본 구성 및 동작을 예시하는 블록도이다.
도 3은 본 발명에 따라 가변 주파수 발진기 회로의 기본적인 기능을 예시하는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 추가적인 실시예에 따라 주파수 제어 회로의 기본적인 기능을 예시하는 블록도이다.
도 3을 참조하면, 전반적으로 (300)으로 지정된 본 발명에 따른 가변 주파수 게이트 구동 발진기의 제 1 실시예가 도시된다. 이것은 표준 집적회로 제조 기술 및 회로 설계를 사용하여 수행되도록 의도되었으며, 따라서 상세한 설명은 시스템 아키텍처 및 기능성에 국한될 것이다. 본 발명의 기술분야의 당업자들은 임의의 적합한 회로 설계를 사용하여 아래의 상세한 설명으로부터 어떻게 본 발명이 어떻게 구현되는지를 쉽게 이해할 것이다.
주파수 제어기(300)는 에러 증폭기(302), 전류 미러 회로(304), 가변 주파수 발진기(306) 및 클램핑 회로(308)를 포함한다. 에러 증폭기(302)는 입력(310)에서 기준 신호(VREF) 및 제 2 입력(312)에서 에러 신호(VO)를 수신하는 트랜스컨덕턴스 증폭기인데, 여기서 에러 신호는 전원 조정 루프(140)(도 1 참조)로부터의 피드백 신호를 나타낸다. 에러 증폭기(302)에 대한 부하 회로는 저항(316) 및 캐패시터(318)로 구성되는데, 이들 모두는 구동기(300)를 구성하는 집적회로 외부에 있으며, 또한 조정 루프를 보상하는 역할을 한다.
에러 증폭기(302)에서 도시된 전압 제어 전류원(314)은 종래 차동 트랜지스터 쌍을 나타낸다.
발진기(306)는 전류원(320), 비교기(322), 및 (330)으로 표시된 타이밍 캐패시터(COSC)와 하기에서 설명되는 바와같이 원하는 시간에 캐패시터(330)를 방전시키는 트랜지스터(328)로 구성되는 타이밍 회로(324)를 포함한다. 비교기(322)에 대한 제 1 및 제 2 입력들 각각은 전류원(320)에 의한 (332) 및 주파수 기준 전압(VHIGH)에 의한 (334)에서 제공된다. 비교기(322)의 출력은 상부측 전력 스위치(105)(도 1 참조)에 대해 게이트 구동 신호(CLK)를 제공한다.
동작 중에, 전류원(320)은 캐패시터 전압이 VHIGH에 도달할 때까지 캐패시터(380)를 충전한다. 이 시점에서, 비교기는 CLK 펄스를 제공하며, 트랜지스터(328)를 트리거링(triggering)하여 캐패시터를 방전시킨다. CLK 주파수는 충전 전류, 캐패시터 값(COSC) 및 VHIGH에 따라 다르다. 충전 전류를 증가시키면 CLK 주파수가 증가한다. 역으로, 충전 전류를 감소시키면 CLK 주파수가 감소된다.
본 발명에 따라, 에러 증폭기(302)로부터의 출력 전류를 미러 회로(304)에 미러함과 아울러 출력 전류(IEA)를 캐패시터(330)에 제공함으로써, 캐패시터(330)에 대한 충전 전류를 가변시킴으로써 발진기(306) 주파수를 변경시키는 능력이 사용된다.
본 발명의 기술분야의 당업자가 이해하고 있는 바와 같이, 전압 모드 컨버터가 COMP 상의 에러 증폭기 출력 전압을 램프(ramp)에 비교함으로써 출력 전압을 조정한다. CLK 펄스는 램프(미도시)를 시작하게 하고 상위 MOSFET의 온-타임을 개시(initiate)한다. 상위 MOSFET는 CLK 에지에서 턴 온하며, 램프가 에러 증폭기의 출력 전압과 교차하는 때에 턴 오프된다. 에러 증폭기의 출력 전압(VCOMP)은 일정한 스위칭 주파수에서 컨버터의 듀티 사이클에 비례한다. 컨버터가 적당하고 정적인 부하(moderate and static load)에 공급할 때에, 에러 증폭기의 전류(IEA)는 거의 제로가 된다. 적당하고 정적인 부하에서의 CLK 주파수는 IOSC, COSC, 및 VHIGH에 의해 결정되는 바와 같이 일정하다.
클램핑 회로(308)는 에러 증폭기(302) 출력의 최저 레벨을 VCLAMP로 제한한다. 이후에, 이것은 전압-모드 컨버터의 최소 온-타임(tON-MIN)을 설정할 것이다. 조정 루프가 tON-MIN보다 더 낮은 온-타임을 명령(command)하려고 할 때에, 에러 증폭기 전압은 VCLAMP로 감소하며, 에러 증폭기는 클램프로부터의 전류를 계속 씽크시킨다. 상술한 바와같이, 에러 증폭기 전류(IEA)의 복사본이 IOSC로부터 감산되어 CLK 주파수를 감소시킨다.
불연속적인 인덕터 전류를 가능하게 하는 전압-모드 컨버터에서의 게이트 구동 주파수 제어기(300)의 이용은 가변 주파수로 출력 전압을 조정하는 수단을 제공한다. 적당한 부하에서, 듀티 사이클 및 에러 증폭기 출력 전압(VCLAMP)은 거의 일정 하다. 이상적인 듀티 사이클은 식(VO/VIN)에 의해 제공된다. 실제상, 듀티 사이클은 컨버터 전력 손실들을 보상하기 위해 이상적인 것보다 약간 더 크다. 부하 전류가 감소함에 따라, 인덕터 전류는 불연속이 될 것이며, 이상적인 식은 더 이상 유효하지 않게 된다. 출력은 온-타임 동안에 저장된 인덕터 에너지와 나머지 CLK 구간 동안에 방전된 캐패시터 에너지의 균형을 제어함으로써 조정된다. 연속 인덕터 전류와 불연속 인덕터 전류간의 부하 전류 경계는 임계 전류(ICRIT)이다.
ICRIT 이하의 부하 전류에 대해, 듀티 사이클 및 에러 증폭기는 이상적인 값 이하로 감소된다. 에러 증폭기 출력을 VCLAMP로 클램핑함으로써 일정한 온-타임(tON-MIN) 컨버터 펄스들이 발생된다. 에러 증폭기는 클램프로부터의 전류(IEA)를 씽크시키는데, 여기서 전류(IEA)는 IOSC로부터 감산되어 스위치 주파수를 감소시킨다. 출력 전압은 일정한 온-타임으로 스위칭 주파수를 가변시킴으로써 조정된다. 이것은 경부하에서 바람직한 결과를 제공하는데 즉, 스위칭 주파수 손실을 더 감소시키고 효율을 더 높인다.
대응적으로, 주파수 제어기(300)는 스위칭 주파수를 증가시킴으로써 부하 단계 증가에 대한 지연 시간 응답을 감소시킬 수 있다. 출력 전압이 부하 단계 증가에 응답하여 떨어지기 때문에, 에러 증폭기 출력은 증가하며, COMP에 연결된 보상 요소들(compensation components)에 전류를 제공한다. 이러한 전류(IEA)의 복사본은 IOSC에 추가되어 스위칭 주파수를 증가시킨다. 이것은 CLK 에지들간의 시간(지연 시간)을 감소시키며, 인덕터를 새로운 부하 전류로 램프시키기 시작한다. 그 결과로서, 부하 단계 증가로 인한 총 출력 전압 편차가 감소된다.
이러한 특성은 다중위상 컨버터들에서 유익하다. 종래기술의 다중위상 컨버터 상에서의 부하 단계 증가는 상술한 바와같은 유사한 지연을 가지며, 이는 전력 채널에서 전류 불균형에 의해 더 복잡하게 된다. 다중위상 컨버터들은 전형적으로 전력 채널들의 턴-온을 (스위칭 주파수에 관하여) 180°로 배열(sequence)한다. 이들은 또한 각 전력 채널로부터 전달된 전류를 균형화하는 회로를 포함한다. 필요에 의해, 전류 균형 제어 루프는 컨버터의 부하 과도응답을 방해하지 않도록 느리다. 예를 들어, 다중위상 벅 컨버터가 제 2 전력 채널에서 (턴-온 구간의 종료시에) 상위 MOSFET를 턴 오프하고, 이후에 부하 단계가 증가되는 것으로 가정한다. 제 1 전력 채널에서의 인덕터 전류는 CLK 에지를 수신한 이후에 증가하기 시작할 것이다. 에러 증폭기는 출력 전압 강하를 멈추게 하기 위하여 긴 턴-온 구간(long turn-on interval)을 요구할 것이다. 이 전력 채널에서의 인덕터 전류는 증가하여 전체 부하 정격을 쉽게 초과할 수 있다. 한편, 제 2 전력 채널에서의 인덕터 전류는 후속 CLK 에지에서 그 턴-온 구간이 시작할 때까지 증가할 수 없다. 과도한 지연 시간은, 전류 균형 제어가 제거해야 하는 과도 이후에, 각 전력 채널에서 큰 부정합을 발생시킨다. 본 발명은 이러한 동적 전류 부정합을 최소화한다.
전형적인 구현에서, 공칭 부하 스위칭 주파수는 277㎑이다. 1A의 경부하에서, 에러 증폭기 출력은 대략 0.3V로 클램핑되고, 그리고 발진기 주파수는 에러 증폭기 전류에 의해 62.3㎑로 감소된다. 출력 전압은 스위칭 주파수를 조정함으로써 1.2V로 조정된다.
예를 들어, 40A의 큰 부하 과도가 출력 전압을 떨어지게 하고, 에러 증폭기 출력상에 급격한 스파이크(sharp spike)를 발생시킨다. 스위칭 주파수는 에러 증폭기의 전류에 응답하여 순간적으로 증가한다. 전압이 공칭 값으로 복귀한 이후에, 주파수는 277㎑로 다시 안정화된다.
상술된 회로 기능의 변화들은 본 발명의 범주 내에서 가능하다. 예를 들어, 주파수 제어기(300)(도 1)에서, 에러 증폭기(302)로부터의 출력 전류의 직접적인 복사본이 발진기(306) 주파수를 조정하는데 사용된다. 그러나, 발진기(306)에 제공된 실제 전류는 원하는 특성들을 제공하도록 스케일링될 수 있다. 부가적으로, 발진기(306)에 제공된 포지티브 및 네거티브 전류는 스위칭 주파수 특성들을 최적화하기 위해 개별적으로 도출되어 스케일링 될 수 있다.
도 4는 발진기에 대한 포지티브 및 네거티브 주파수 변경 전류들을 개별적으로 도출하는데 사용될 수 있는 회로(400)의 예를 도시한다. 이는 변형된 에러 증폭기(402), 변형된 클램핑 회로(404), 및 에러 증폭기(402)의 일부로서 제공되는 트랜스컨덕턴스 기능성(408)과 별개인 트랜스컨덕턴스 증폭기(406)를 사용함으로써 수행된다.
클램핑 회로(408)는, 출력(412)에서 클램핑 전류의 복사본을 제공하는 미러 회로(410)를 포함하는 것을 제외하면, 도 3의 구성요소(308)와 유사하다. 실제 클램핑 전류는 추가적으로 에러 증폭기 전류와 관계없이 원하는 대로 스케일링 될 수 있다. 클램핑 회로(404)의 출력은 도 3의 발진기(306)와 동일한 발진기(미도시)에 대한 입력으로서 출력(412)으로부터 제공되고, IOSC로부터 감산되어 발진기 주파수를 감소시킨다.
도 4의 에러 증폭기(402)는 종래의 연산 증폭기 기능을 제공하고, 클램핑 전류는 신호 경로(414)를 통해 전압 제어 전류원(408)의 출력에서의 하이 임피던스 노드(high impendence node)(416)에 제공된다. 노드(416)는 단위 이득 전압 추종기 출력 단(unity gain voltage follower output stage)(418)에 의해 버퍼링된다. 컨버터 제어 루프는 외부 저항-캐패시터 네트워크(420)에 의해 보상된다.
독립적인 트랜스컨덕턴스 증폭기(406)는 VREF에 대해 VO를 모니터링하며, 차이 전류가 422에 제공되어 도 3에서와 같이 발진기 주파수를 가변시킨다. 기준치 이하의 출력 전압의 편차가 발진기 주파수를 증가시키는 전류(IBOOST)를 발생시킨다. 다이오드(424)는 IBOOST가 포지티브 전류임을 보증하기 위해 제공된다.
본 발명은 그 특정 실시예들에 대하여 설명되었지만, 다른 많은 변형 및 수정 그리고 다른 사용이 본 발명의 기술분야의 당업자에게는 명백할 것이다. 따라서, 본 발명은 본 명세서의 특정 개시에 한정되지 않으며 첨부되는 특허청구범위에 의해서만 한정되어야 할 것이다.

Claims (16)

  1. 스위치 모드 전원(switch mode power supply)에 있어서,
    상부측 및 하부측 반도체 스위치들과, 그리고
    상기 상부측 및 하부측 반도체 스위치들을 턴 온 및 턴 오프하는 구동 회로를 포함하여 구성되며, 상기 구동 회로는:
    상기 상부측 및 하부측 반도체 스위치들에 대한 스위칭 주파수를 결정하는 신호를 제공하기 위한 가변 주파수 발진기와, 여기서 상기 발진기는 공칭 주파수를 가지며;
    상기 전원의 출력이 공칭값으로부터 이탈(departure)됨을 나타내는 출력 신호를 제공하기 위한 에러 증폭기와;
    상기 전원의 출력이 상기 공칭값으로부터 이탈됨에 응답하여, 상기 전원의 출력이 상기 공칭값으로부터 이탈됨에 따라 상기 발진기의 주파수를 상기 공칭 주파수보다 높거나 낮은 주파수로 조정하는 조정 회로와; 그리고
    상기 상부측 반도체 스위치에 대한 최소 온-타임(on-time)을 정의하는 신호를 제공하는 클램핑 회로로 구성되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 발진기는 상기 발진기 주파수를 결정하기 위해 타이밍 캐패시터로부터 전류를 공급하거나 전환시키는 제어가능 전류원을 포함하며;
    상기 에러 증폭기 출력은 상기 조정 회로에 대한 입력으로서 제공되는 전류이며; 그리고
    상기 조정 회로는 상기 발진기 캐패시터의 충전/방전 속도를 변경시키기 위해 상기 발진기에 전류를 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 에러 증폭기는 트랜스컨덕턴스 증폭기인 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  4. 제 2항에 있어서, 상기 조정회로는, 상기 에러 증폭기의 출력에 응답하여 상기 증폭기 출력 전류의 미러를 상기 발진기 캐패시터에 제공하여 캐패시터의 충전/방전 속도를 변경시키는 전류 미러 회로인 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  5. 제 2항에 있어서, 상기 에러 증폭기 출력 전류가 제로에 가까운 때에, 상기 발진기는 상기 공칭 주파수에서 동작하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  6. 제 2항에 있어서,
    상기 에러 증폭기 출력은 상기 클램핑 회로의 입력으로서 결합되며; 그리고
    상기 클램핑 회로의 출력은, 상기 클램핑 회로 출력 및 상기 발진기로부터의 출력 신호에 응답하여 상기 발진기 주파수에 의해 결정되는 구간들에서, 그리고 상기 클램핑 회로 출력에 의해 결정되는 시간기간들 동안에 상기 상부측 스위치를 턴 온하는 듀티 사이클 제어 회로에 대한 입력으로서 결합되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 클램핑 회로는 소정의 경부하(light load) 조건에 대응하는 전압 이하의 상기 에러 증폭기의 출력에 응답하여 상기 듀티 사이클 제어 회로의 입력으로서 고정된 최소 출력 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 클램핑 회로는 상기 조정 회로에 의해 상기 발진기 타이밍 캐패시터에 제공된 전류를 감소시키기 위해 상기 에러 증폭기 출력이 상기 소정의 경부하 전압 이하인 때에 동작하며, 이에 의해 상기 발진기 주파수는 감소되며, 상기 전원 출력 전압은 상기 상부측 스위치에 대한 일정한 온-타임으로 상기 스위칭 주파수를 가변함으로써 조정되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  9. 제 2항에 있어서, 상기 조정 회로는 상기 에러 증폭기 출력 전류 증가들에 응답하여 상기 발진기 타이밍 캐패시터에 제공된 전류를 증가시키며, 이에 의해 상기 상부측 및 하부측 스위치들에 대한 상기 스위칭 주파수 및 발진기 주파수가 증가되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 에러 증폭기 출력은 상기 클램핑 회로에 대한 입력으로서 결합되며; 그리고
    상기 클램핑 회로의 출력은, 상기 클램핑 회로 출력 및 상기 발진기로부터의 출력 신호에 응답하여 상기 발진기 주파수에 의해 결정되는 구간들에서, 그리고 상기 클램핑 회로 출력에 의해 결정되는 시간기간들 동안에 상기 상부측 스위치를 턴 온하는 듀티 사이클 제어 회로에 대한 입력으로서 결합되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 조정 회로는 상기 에러 증폭기 출력 전류의 증가들에 응답하여 상기 발진기 주파수를 증가시키며, 이에 의해 상기 상부측 및 하부측 스위치들에 대한 스위칭 주파수 및 상기 상부측 스위치에 대한 온-타임이 증가되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  12. 제 10항에 있어서, 상기 클램핑 회로는 소정의 경부하 조건에 대응하는 전압 이하의 상기 에러 증폭기 출력에 응답하여 상기 듀티 사이클 제어 회로의 입력으로서 고정된 최소 출력 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 조정 회로는 상기 에러 증폭기 출력 전류에 응답하며; 그리고
    상기 클램핑 회로는 상기 조정 회로에 제공된 전류를 감소시키기 위해 상기 에러 증폭기 출력이 상기 소정의 경부하 전압 이하인 때에 동작하며,
    이에 의해, 상기 발진기의 주파수는 감소되며, 상기 전원 출력 전압은 상기 상부측 스위치에 대한 일정한 온-타임으로 상기 스위칭 주파수를 가변함으로써 조정되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  14. 제 1항에 있어서,
    상기 조정 회로는, 상기 전원 부하의 과도 증가에 응답하여 제 1 극성 전류를 제공하여 상기 발진기 주파수를 증가시키는 전압 제어 전류원을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 클램핑 회로는 반대 극성 전류를 제공하여 상기 발진기 주파수를 감소시키도록 동작하는 상기 조정 회로의 일부를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
  16. 제 15항에 있어서, 상기 클램핑 회로에 포함된 상기 조정 회로의 일부는, 상기 에러 증폭기 출력에 응답하여 상기 증폭기 출력 전류의 미러를 상기 발진기에 제공하는 전류 미러 회로로 구성되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원.
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