JPH0626480B2 - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents

スイツチングレギユレ−タ

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JPH0626480B2
JPH0626480B2 JP62090630A JP9063087A JPH0626480B2 JP H0626480 B2 JPH0626480 B2 JP H0626480B2 JP 62090630 A JP62090630 A JP 62090630A JP 9063087 A JP9063087 A JP 9063087A JP H0626480 B2 JPH0626480 B2 JP H0626480B2
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二郎 田沼
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    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、パルス幅制御方式のスイツチングレギユレー
タに関する。
〔従来の技術〕
この種のスイツチングレギユレータの従来技術例は昭和
５４年１０月８日産報出版発行、嶋村弘則著「スイツチ
ングレギユレータ」があり、以下にその説明をする。
ラインオペレータ方式のスイツチングレギユレータに
は、その制御方法によつて、１）パルス幅が一定で、デ
ユーテイサイクルを変えて制御する方式（第６図）。
２）周波数が一定で、パルス幅を変えて制御する方式
（第９図）がある。
この両方式いずれにしても、それぞれ図示する如く次の
回路で構成されている。すなわち、誤差増幅器、信号変
調回路および発振回路（ただし、自励方式の場合にはこ
の発振回路は無い場合がある。）から成るコントロール
回路１、パワースイツチングトランジスタを駆動するド
ライバ回路２、メインスイツチヤとよばれる高耐圧高速
スイツチングトランジスタを有するスイツチング部３、
高周波トランスで降圧されたパルスを整流する整流部
４、平滑を目的のフイルタ部５およびエネルギの受給の
役目を受け持つ入力回路６より成つている。
そこで、第６図に示す周波数可変方式はA／D変換部にV
／Fコンバータを用いているのが特徴で、主スイツチ
（パワートランジスタ）のＯＮ時間は常に一定であるが
負荷の大小により周波数を変化させて出力を一定に保つ
ようにしてある。すなわち、第８図に示す如く出力の負
荷が重くなると単位時間におけるＯＮパルスの数を増加
させ、周波数が高くなる。反対に、負荷が軽いときは単
位時間内のＯＮパルス数を減らして出力電圧を一定に保
つもので、その結果、動作周波数の選択の仕方によつて
は無負荷で可聴周波数になることもある。
次に第９図に示すパルス幅制御方式は、A／D変換部に等
価的にパルス幅変換回路が用いられているのが特徴であ
り、上記周波数可変方式と異なり動作周波数が常に一定
で、周期Ｔ内におけるＯＮ時間を変化させることにより
出力電圧を一定に保つことができる。すなわち、第１１
図に示す如く出力の負荷が重くなるとＯＮパルスのパル
ス幅を増加し、負荷が軽いときはＯＮパルス幅を狭くし
て出力電圧を一定に保つようになつている。
以下に上記によるラインオペレーシヨン方式のスイツチ
ングレギユレータの回路動作を第７図，第１０図の説明
図を用いて説明する。
入力回路６に入力された交流入力は、直接整流されてフ
イルタ（コンデンサインプット）を通して平滑される。
この平滑された高圧の直流電圧がスイツチング部３のバ
イアス電源となる。
入力回路６のバイアス電源は、スイツチング部３のスイ
ツチングトランジスタのスイツチングにより２０kHz〜
４０kHzの周波数の高い交流に変換され、パルストラン
スをとおして２次側の整流部４に伝達される。
整流部４では、その高周波交流をリカバリータイムの速
い整流ダイオードで整流し、フイルタ部５をとおしてリ
ツプル分の少ない直流電圧として負荷へ供給する。
次に、出力を安定化する方法を述べると、出力端に誤差
増幅器７が接続されていて、たえず出力をセンスしてい
る。この誤差増幅器７は出力電圧を基準電圧と比較し、
その誤差分を検出して増幅する。増幅された誤差信号
は、次段のコントロール回路１のパルス幅変換器８（パ
ルス幅制御方式の場合）またはV／Fコンバータ９（周波
数制御方式の場合）へ送られて制御信号となる。これら
の変換器は通常発振器を有し、パルス幅制御方式の場合
は固定周波数発振器として動作するが、周波数制御方式
の場合は可変周波数発振器として動作する。
これら変換器から出力された制御信号は、スイツチング
部３にプツシユプル回路が用いられている場合は２相分
割回路をとおして２相に分割され、スイツチング部３が
シングルエンデツドの場合はそのままドライバ回路２へ
送られる。
ドライバ回路２はスイツチング部３のスイツチングトラ
ンジスタをドライブするための回路で、１次側（入力
側）と２次側（出力側）の絶縁を受けもつている場合が
ほとんどである。ドライバ回路２によりドライブされた
スイツチング部３のスイツチングトランジスタはその制
御信号により出力を制御して安定化をはかる。
以上のように制御信号系は閉ループを描いて電力は入力
回路から出力へと流れることになる。
次にパルス幅制御方式の他の実施例として、２次巻線と
同一トランスコアに巻いた３次巻線から誤差電圧を検出
して制御を行なうスイツチングレギユレータを第１２図
の回路図を用いて説明する。
１０はスイツチ素子であつて第１２図ではMOS型ＦＥＴ
を示している。１１は電源起動用の抵抗で、抵抗１２と
共に分圧した電位をスイツチ素子１０のゲート・ソース
間に印加することによりスイツチ素子１０をＯＮさせ、
トランス１次巻線１３に電流を流し始めるように動作す
る。抵抗１４は電流検出抵抗、抵抗１５，１６およびト
ランジスタ１７は過電流防止回路で抵抗１４に発生する
過電流時の電圧によりトランジスタ１７をＯＮにし、ス
イツチ素子１０のゲート電位を低下させてスイツチ素子
１０をＯＦＦするように動作する。
抵抗１８，１９、ダイオード２０、コンデンサ２１，２
２はスイツチ素子１０のドライブ回路であり、トランス
巻線１３に電流が流れ始めると、３次巻線２３に発生す
る電圧をコンデンサ２２、抵抗１２で構成される微分回
路によりスイツチ素子１０のゲートに供給してスイツチ
素子１０を急速にＯＮさせ、以降抵抗１９，１８、ダイ
オード２０、コンデンサ２１を介して３次巻線２３に発
生する電圧と電流をスイツチ素子１０のゲートに供給し
つづける。
スイツチ素子１０のＯＦＦは過電流防止回路あるいはス
イツチ素子１０のゲート電位により定まるスイツチ素子
１０の出力インピーダンスの変化による１次巻線１３の
電流変化の減少により発生する３次巻線電圧の低下でス
イツチ素子１０のゲート電位を低下させて行なう。
出力電圧の安定化を行なう制御部は、抵抗２４，２５、
コンデンサ２６，２７、シヤントレギユレータ２８で構
成される。この制御部はダイオード２９、コンデンサ３
０によつて発生する３次電圧（コンデンサ３０両端電
圧）が一定になるように動作する。ここで、３次電圧を
一定にする理由は、３次巻線２３が２次巻線３１と同一
トランスコアに巻かれているために磁気的に結合してお
り、その結果出力側電圧を一定に保つことと同じにな
る。
制御部の動作は、シヤントレギユレータ２８は抵抗２
４，２５で分割された電圧が一定となるようにカソード
電流を変化させる。したがつて３次電圧が高い場合には
スイツチ素子１０のゲート部回路からの電流の引込みを
増加させてゲート電位を低下させ、スイツチ素子１０に
流れ得る電流値を低下させることにより３次電圧を下げ
させる。また逆に３次電圧が低い場合にはスイツチ素子
１０のゲート部回路からの電流の引込みを減少させ、ゲ
ート電位を増加し、スイツチ素子１０に流れる電流値を
増加させることにより３次電圧を上げさせる。
なお、コンデンサ２７は積分要素であり、制御回路の動
作を３次電圧の平均値で動作させる如く働き、コンデン
サ２６はコンデンサ２７により低下した制御系の位相特
性を補償するための微分要素である。
次に、スイツチ素子１０がＯＮしている期間にトランス
３２に蓄積されたエネルギはスイツチ素子１０がＯＦＦ
することにより２次巻線３１ではダイオード３３を順に
バイアスしてコンデンサ３４を充電し、３次巻線２３で
はダイオード２９を順バイアスしてコンデンサ３０を充
電する。また同時に抵抗１９、コンデンサ２１，２２を
介してスイツチ素子１０のゲート電位を逆バイアスして
スイツチ素子１０のＯＦＦを保持する。
ＯＦＦ期間におけるトランス３２に蓄積されたエネルギ
の放出が終了するとスイツチ素子１０のゲート電位の逆
バイアスがなくなるため、再度スイツチ素子１０はＯＮ
期間に突入し、一次巻線１３に流れた電流により発生す
る３次巻線２３の電圧はコンデンサ２２を介してスイツ
チ素子１０のゲート電位を上昇させてスイツチ素子１０
のＯＮを急速に行なう。以降、本動作を繰返す。
以上示した回路は、負荷容量によりスイツチ素子のＯＮ
周期が変わる周波数可変方式であり、ＯＮ時間もＯＮ周
期と同じ割合で変わる。第13図と第14図にパルス幅制御
方式と周波数可変方式のＯＮ周期とＯＮ時間の関係、負
荷周波数に対するゲインの関係を示す。
〔発明が解決しようとする問題点〕
以上説明した従来方式によると、負荷変動範囲が広い場
合に以下に示すような問題があつた。
パルス幅制御方式において、固定周波数を高周波側
とすると、軽負荷時にＯＮ時間がインパルス状となり、
制御素子が追従できなくなつて損失が増大して効率が急
激に低下するという問題がある。
さらに、負荷が軽くなるとスイツチ素子のＯＮが不
発になることがあり、間欠発振状態に陥つてその間欠周
期が可聴周波以下（２０kHz以下）となつて発振音を発
生する問題がある。
またパルス幅制御方式において固定周波数を低周波
側とすると重負荷時にＯＮ時間が長くなつて、トラン
ス、フイルタ等の部品が大型化してコンパクトな電源と
ならない問題がある。
次に、周波数可変方式においては軽負荷時にＯＮ周
期の減少に伴ないＯ時間の低下が発生して上記，の
状態が発生する問題がある。
さらに周波数可変方式において、重負荷時には周波
数の低下により可聴周波数となつて発振音を発生するこ
とになる。
第１２図に示す制御方式では、３次巻線電圧からの
誤差電圧の帰還を積分をかけた波形によつて行なつてい
るために平均的な制御となり、過度現象的な負荷変動に
対しての出力電圧の安定度が悪化するという問題があ
る。
また制御回路をアナログ素子構成としているためＬ
ＳＩ化が難しく小型化ができない問題がある。
上述した問題を解決するため、本発明は、入力電圧に接
続する１次巻線，及び負荷に接続する２次巻線を有する
高周波トランスと、前記１次巻線に接続したスイッチ素
子とを備え、前記２次巻線から前記負荷に供給する出力
を前記スイッチ素子のＯＮ，ＯＦＦにより制御するスイ
ッチングレギュレータにおいて、前記２次巻線からの出
力電圧に応じた電圧信号を出力する出力変動検出手段
と、前記高周波トランスに設けられ、前記１次巻線側の
回路の基準電位と共通となるように接続する３次巻線
と、前記出力変動検出手段からの電圧信号と前記３次巻
線からの電圧信号をそれぞれデジタル信号に変換して、
これら検出される出力電圧の方向が同一となるように加
算し、その値と予め設定された値との差を求めて、前記
２次巻線からの出力電圧の高低を示す値を求め、この出
力電圧の高低を示す値に基づいて前記出力電圧が低い場
合は前記スイッチ素子のＯＮ周期が短く，ＯＮ時間が長
い駆動信号を出力し、前記出力電圧が高い場合は前記ス
イッチ素子のＯＮ周期が長く，ＯＮ時間が短い駆動信号
を出力して、前記スイッチ素子を駆動する制御回路部を
備えたことを特徴とする。
〔作 用〕
上述した構成を有する本発明は、２次巻線からの出力電
圧に応じて出力変動検出手段から出力される電圧信号
と、入力電圧に応じて３次巻線から出力される電圧信号
が制御回路部に入力されると、制御回路部は、その両電
圧信号をそれぞれデジタル信号に変換して、これら検出
される出力電圧の方向が同一となるように加算し、その
値と予め設定された値との差を求めて、前記２次巻線か
らの出力電圧の高低を示す値を求め、この出力電圧の高
低を示す値に基づいてスイッチ素子に対する駆動信号を
作り、この駆動信号により２次巻線からの出力電圧が低
い場合はスイッチ素子のＯＮ周期が短く，ＯＮ時間が長
くなるように制御すると共に、２次巻線からの出力電圧
が高い場合はスイッチ素子のＯＮ周期が長く，ＯＮ時間
が短くなるように制御する。
〔実施例〕
以下に本発明の実施例を第１図の回路図を用いて説明す
る。
３５は入力ＡＣ電圧を直流に整流するダイオードブリツ
ジ、３６，３７，３８はコンデンサ、３９，４０，４１
は抵抗である。
４２は高周波トランスであり、４３はその１次巻線、４
４は出力側の２次巻線、４５は制御用の誤差電圧発生お
よび制御部への供給電圧を発生する３次巻線である。
４６，４７は巻線端子電圧を整流するダイオード、４８
は２次側出力電圧検出用のシヤントレギユレータ、４９
は高周波トランス４２の１次巻線への電流の通電、遮断
を行なうスイツチ素子、５０，５１は抵抗、５２は出力
変動検出手段として働くフォトカプラであり、２次側出
力電圧を１次側に実装される制御回路部５３にフイード
バツクする。５４，５５は起動用の抵抗である。
(d)は３次巻線電圧値の信号、(c)は出力電圧フイードバ
ツク値の信号、(e)は電流検出信号でありスイツチ素子
４９を介して流れた電流を抵抗４１の両端電圧として検
出している。
上記制御回路部５３では上記信号(d)，(c)，(e)を入力
することにより後述するデジタル演算処理により出力電
圧が一定となる如くスイツチ素子４９の駆動信号(a)を
発生して開閉周期（以下ＯＮ周期という。）および閉期
間（以下ＯＮ時間という。）を制御する。
第２図は上記制御回路部５３のブロツク図、第３図は動
作を示すタイムチヤートであり、これ等を用いて以下に
説明する。
第２図において、５６，５７，５８はアナログデジタル
変換器（以下A／Dという。）で入力された各々のアナロ
グ電圧値を以降のデジタル演算を行なうためのデジタル
値に変換する。５９，６０はラツチ回路であり、A／D変
換されたデジタル値を各々第３図に示すラツチパルス
(Ｉ)のタイミングでラツチするＡ(n)，Ｂ(n)。
６１は減算器であり、剰算器６２によりレベル的に整合
がはかられた信号(d)成分Ｇ１×Ａ(n)から信号(c)成分
Ｂ(n)を減算し、入力電圧値を出力する。なおＧ１は剰
算係数でＡ(n)とＢ(n)のレベル整合を行なう係数であ
る。この剰数係数Ｇ１の意味は、いま出力電圧値Ｖo が
ΔＶO 変化した際の３次巻線４５での発生電圧値の変化
量をΔd 、出力電圧値からのフイードバツク値の変化量
をΔc とする。出力電圧値からのフイードバツクはシヤ
ントレギユレータ４８を使用してフオトカプラ５２を介
して行なつているため偏微分係数Δc／ΔＶo が出力電
圧値が制御しようとしている電圧値の近傍ではΔd／Δ
Ｖo に比較して大きくなる。
このためデジタル演算に使用する入力電圧値とするため
相方の偏微分係数をあわせるため剰算器６２でレベル整
合を行なう。
本入力電圧値Ｇ1×Ａ(n)−Ｂ(n)は、電源が現在出力し
ている出力電圧を表現しており、すなわち出力電圧が高
い場合には大きな値となり、出力電圧が低い場合には小
さな値となる。すなわち、出力電圧が高い場合信号(d)
は大きくなり、信号(c)は小さくなり、出力電圧が低い
場合信号(d)は小さくなり、信号(c)は大きくなる。
６３はデイツプスイツチ、メモリ等により構成される電
源の出力電圧を設定するためのデジタル値（以下設定電
圧値という。）発生器であり、出力しようとする電圧値
に対して一意的に定まる値(Ｄ)を発生する。
６４は減算器であり、設定電圧値と入力電圧値の差分
（以下デルタ値という。）Δ＝Ｄ−（Ｇ1×Ａ(n)−Ｂ
(n)）を計算する。Δ＞０ならば出力電圧が低い場合す
なわち出力負荷が重い場合を示し、Δ＜０ならば出力電
圧が高い場合すなわち出力負荷が軽い場合を示してい
る。
上記デルタ値をもとに、スイツチ素子４９の駆動信号
(a)を演算する。この演算結果を表わす１例を第４図の
グラフに示す。ここで、駆動信号(a)はスイツチ素子４
９のＯＮ周期ＴとＯＮ時間ｔONで表わされる。すなわち
ＯＮ周期Ｔは負荷が重くなると短かくなり、Ｏ時間ｔON
は長くなる。
まず、ＯＮ周期Ｔの演算について説明する。
６５は減算器であり、計算によつて得られた１回前のＯ
Ｎ周期Ｔ（ｎ−１）に対応するラツチ出力値からデルタ
値を減算する。Ｘ＝Ｔ（ｎ−１）−Δ この計算結果Ｘは減算終了時にラツチ回路６６でラツチ
パルス(II)でラツチされ、次の周期リミツタ回路部に入
力される。
この周期リミツタ回路部は最大，最小周期値発生器６
７，６８、比較器６９，７０、マルチプレクサ７１、ラ
ツチ７２で構成される。周期リミツタ回路部では第４図
に示す如く演算結果であるＯＮ周期Ｔをあらかじめ設定
されている最大周期ＴMAX，最小周期ＴMINの範囲内に入
るよう動作する。すなわち、マルチプレクサ７１の出力
Ｔ(n)は次の如くなる。
Ｘ＞ＴMAX ……→ Ｔ(n)＝ＴMAX ＴMAX≧Ｘ≧ＴMIN ……→ Ｔ(n)＝Ｘ ＴMIN＞Ｘ……→ Ｔ(n)＝ＴMIN 上記結果が演算終了時にラッチ回路７２にラツチパルス
(III)でラツチされ、ＯＮ周期Ｔの演算は終了する。
同様にＯＮ時間ｔONの演算は次のように行なわれる。
加算器７３にてあらかじめ設定されている最小ＯＮ時間
発生器７４からの出力Ｃとデルタ量を剰算器７５でＧ２
倍された値Ｇ2×Δが加算される。ここでＧ２は、本隘
路（ｔON演算回路）の入力誤差量に対する出力ｔON時間
の比であるゲインを決定するパラメータである。
このＧ２の決定方法は以下による。
出力電圧の安定度をＶo−ΔＶ〜Ｖo＋ΔＶまでの範囲に
おさえるとした場合、出力電圧が（Ｖo −ΔＶ）の際の
ＯＮ時間がｔONMAXとなり、出力電圧がＶo＋ΔＶの際の
ＯＮ時間がｔONMINとなる如く、デルタ値への剰算係数
Ｇ２を決定する。
上記加算の結果は加算後にラッチ回路７６によりラツチ
パルス(II)でラツチされる。
Ｙ＝Ｇ２×Δ×Ｃ ＝Ｇ２×｛Ｄ−（Ｇ１×Ａ(n) −Ｂ(n) ｝＋Ｃ この結果は上述したと同様のＯＮ時間リミツタ回路によ
つて次のような出力結果をマルチプレクサ７７から出力
してＯＮ時間ｔONの演算を終了する。
Ｙ＞ｔONMAX……→ ｔON(n)＝ｔONMAX ｔONMAX≧Ｙ≧ｔONMIN…→ ｔON(n)＝Ｙ ｔONMIN＞Ｙ………→ ｔON(n)＝ｔONMIN ここで、７８，７９は最大・最小ＯＮ時間発生器、８
０，８１は比較器である。
以上により計算を行なわれた結果は１回前の演算結果周
期Ｔ（ｎ−１）によりデグリメントカウントを実施して
いるカウンタ８２のカウント終了時に発生するカウンタ
８２のボローにより発生するロードパルスで各々デクリ
メントカウンタ８２，８３にそれぞれロードされるカウ
ントを開始する。
フリツプフロツプ８４はカウンタ８２，８３のカウント
開始時にセツトされ、カウンタ８３のカウント終了時に
カウンタ８３のボロー信号によりリセツトされる基準ク
ロツグＣＬＫで動作するフリツプフロツプであつて本出
力がドライバ８５を通してスイツチ素子４９の駆動信号
(a)となる。
フリツプフロツプ８４がセツトされている期間が閉期間
となる。
以降同様の動作を繰返して出力電圧が一定となるように
制御される。
一方、信号(e)はスイツチ素子４９に過電流が流れた際
にスイツチ素子４９を遮断とするために使用される。こ
の信号(e)のデジタル値Ｅは過電流設定値発生器８６か
らの出力Ｆと比較器８７で比較される。フリツプフロツ
プ８８はＥ≧Ｆの場合に基準クロツクＣＬＫによりセツ
トされる。本出力によりフリツプフロツプ８４は強制的
にクリアされ、スイツチ素子４９は遮断状態となる。フ
リツプフロツプ８８の出力はカウンタ８２のボロー信号
を反転素子８９によつて反転された信号でクリアされる
のでデクリメントカウンタ８２のカウント終了まで継続
するためスイツチ素子４９が遮断状態となつて比較器８
７の出力が反転しても１回のＯＮ周期は補償している。
９０は制御回路部５３内の各ラツチカウンタの動作タイ
ミングを発生するタイミング発生回路であつて、発振
器、カウンタ等から構成される。このタイミング発生回
路９０は内蔵する発振器により各部に基準クロツクＣＬ
Ｋを出力すると共にデクリメントカウンタ８２のボロー
信号をもとに各ラツチのラツチパルス(Ｉ)，(II)，(II
I)を発生する。
ラツチパルス(Ｉ)はスイツチ素子４９のスイツチ時のノ
イズの影響をさけるためカウンタ８２のボロー信号に対
し、スイツチ素子４９のスイツチ時間以上遅らせて発生
させる。
ラツチパルス(II)はラツチパルス(Ｉ)に対して剰算器６
２，７５、減算器６１，６４，６５、加算器７３の演算
時間分遅らせて発生させる。
ラツチパルス(III)はラツチパルス(II)に対して周期リ
ミツタ回路部の演算時間分遅らせて発生させる。
以上の説明が本発明の実施例の動作説明である。
第５図に本実施例の回路のＯＮ周期Ｔ演算回路とＯＮ時
間ｔON演算回路の周波数特性を示す。上述した如く本回
路においては次の計算式でＯＮ周期ＴとＯＮ時間ｔONを
計算している。
すなわち、ＯＮ周期Ｔに関しては、誤差量を使用した差
分式としており、ＯＮ時間ｔONに関しては誤差量の剰算
結果を使用しているため、ＯＮ時間ｔONに関しては１回
の演算期間ｔONMIN〜ｔONMAXまでのすべての範囲をとり
得るがＯＮ周期Ｔに関しては何回かの演算期間を経ない
とＴMIN〜ＴMAXの範囲をとり得ないよう制御系全体のゲ
インをおさえてある。
したがつて周波数特性としてはＯＮ時間ｔON制御の方が
高周波数側にピークがあるため、急激な負荷変動に対し
ては１回のＯＮ時間で１周期のうちに急速に追従して出
力電圧変動を防いでいる。
また、本実施例では、各リミツト値は以下のようにして
いる。
ＴMAX …可聴周波数以下とするため ５０μｓ ＴMIN …スイツチング素子のロスをおさえるため １
０μｓ ｔONMAX …最大負荷時のオンデューテイを５０％以下と
するため ５μｓ ｔONMIN …スイツチング素子の能力から １μｓ 以上により安定に動作するダイナミツクレンジは最大負
荷容量の1／25 までとることができる。
〔発明の効果〕
以上説明したように本発明は、２次巻線からの出力電圧
に応じて出力変動検出手段から出力される電圧信号と、
入力電圧に応じて３次巻線から出力される電圧信号を制
御回路部に入力し、制御回路部で両電圧信号をそれぞれ
デジタル信号に変換すると共に、その変換した３次巻線
の電圧信号の値と、出力変動検出手段の電圧信号の値に
基づいて、２次巻線からの出力電圧が低い場合はスイッ
チ素子のＯＮ周期が短く，ＯＮ時間が長くなるように制
御すると共に、２次巻線からの出力電圧が高い場合はス
イッチ素子のＯＮ周期が長く，ＯＮ時間が短くなるよう
に制御する駆動信号を求めて、この駆動信号によりスイ
ッチ素子を駆動するようにしている。
従って、これによれば、入力電圧と出力電圧の両方の変
動に応じたスイッチ素子の駆動制御が可能となり、安定
した出力を得ることができるという効果が得られ、従来
のようなスイッチング能力の限界による軽負荷時の損失
の増大を防止することができると共に、発振音の発生を
無くすことが可能となり、負荷容量の広い高効率の電源
として利用することができる。
また、制御回路ブロツクのデジタル演算処理部は本実施
例ではＯＮ−ＯＦＦ式コンバータについて述べたが、例
えばＯＮ−ＯＮ式コンバータやチヨツパコンバータ等の
他の方式のスイツチングレギユレータにも適用すること
が可能である。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は制御
回路部のブロツク図、第３図は制御回路部の動作を示す
タイムチヤート、第４図は周期リミツタ回路部の演算結
果を示すグラフ、第５図はＯＮ周期演算回路とＯＮ時間
演算回路の周波数特性を示すグラフ、第６図は従来例の
ブロツク図、第７図は動作回路図、第８図は負荷とパル
ス数を示すグラフ、第９図は他の従来例のブロツク図、
第１０図は動作回路図、第１１図は負荷とパルス幅を示
すグラフ、第１２図は他の従来例を示す回路図、第１３
図はＯＮ周期とＯＮ時間の関係を示すグラフ、第１４図
は負荷周波数とゲインの関係を示すグラフである。 ４２……高周波トランス、４３……１次巻線、４４……
２次巻線、４５……３次巻線、４９……スイツチ素子、
５３……制御回路部、(a)，(c)，(d)，(e)……信号

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】入力電圧に接続する１次巻線，及び負荷に
    接続する２次巻線を有する高周波トランスと、前記１次
    巻線に接続したスイッチ素子とを備え、 前記２次巻線から前記負荷に供給する出力を前記スイッ
    チ素子のＯＮ，ＯＦＦにより制御するスイッチングレギ
    ュレータにおいて、 前記２次巻線からの出力電圧に応じた電圧信号を出力す
    る出力変動検出手段と、 前記高周波トランスに設けられ、前記１次巻線側の回路
    の基準電位と共通となるように接続する３次巻線と、 前記出力変動検出手段からの電圧信号と前記３次巻線か
    らの電圧信号をそれぞれデジタル信号に変換して、これ
    ら検出される出力電圧の方向が同一となるように加算
    し、その値と予め設定された値との差を求めて、前記２
    次巻線からの出力電圧の高低を示す値を求め、この出力
    電圧の高低を示す値に基づいて前記出力電圧が低い場合
    は前記スイッチ素子のＯＮ周期が短く，ＯＮ時間が長い
    駆動信号を出力し、前記出力電圧が高い場合は前記スイ
    ッチ素子のＯＮ周期が長く，ＯＮ時間が短い駆動信号を
    出力して、前記スイッチ素子を駆動する制御回路部を備
    えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008029159A (ja) * 2006-07-25 2008-02-07 Fuji Electric Device Technology Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Families Citing this family (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69028163T2 (de) * 1989-01-30 1997-03-13 Hitachi Construction Machinery Vorrichtung zur Regelung einer Elektromagnetischer Anordnung mit einer proportionellen Spule
EP0498917B1 (de) * 1991-02-15 1995-07-05 Siemens Aktiengesellschaft Taktgesteuerter Umrichter mit Strombegrenzung
JPH04120118U (ja) * 1991-04-03 1992-10-27 スタンレー電気株式会社 スイツチングレギユレータ
JPH04299070A (ja) * 1991-03-26 1992-10-22 Hitachi Ltd スイッチングレギュレータ
US5414610A (en) * 1993-06-21 1995-05-09 Ast Research, Inc. Universal power converter with single, shared power transformation circuit
JP2885099B2 (ja) * 1994-11-15 1999-04-19 松下電器産業株式会社 電源制御安定化回路
DE19522956C2 (de) * 1995-06-23 1997-07-17 Siemens Ag Umrichter
US5862044A (en) * 1996-12-02 1999-01-19 Yokogawa Electric Corporation Switching power supply unit
FI113917B (fi) * 1997-01-07 2004-06-30 Salcomp Oy Yksinkertainen virranrajoituskytkentä teholähteen antovirran säätämiseksi
US6307356B1 (en) * 1998-06-18 2001-10-23 Linear Technology Corporation Voltage mode feedback burst mode circuit
US6462971B1 (en) * 1999-09-24 2002-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus providing a multi-function terminal for a power supply controller
US6212079B1 (en) * 2000-06-30 2001-04-03 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for improving efficiency in a switching regulator at light loads
AT410619B (de) 2000-07-14 2003-06-25 Siemens Ag Oesterreich Verfahren zum erkennen und/oder begrenzen von kurzschlusszuständen eines schaltwandlers
JP3371962B2 (ja) * 2000-12-04 2003-01-27 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
JP3548889B2 (ja) * 2001-06-07 2004-07-28 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置
JP3412624B2 (ja) * 2001-06-08 2003-06-03 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
TW521479B (en) * 2001-06-08 2003-02-21 Primax Electronics Ltd Control circuit for switching type power converter
JP3947682B2 (ja) * 2002-04-26 2007-07-25 Ｆｄｋ株式会社 スイッチング電源回路
US6865094B2 (en) 2002-05-14 2005-03-08 International Business Machines Corporation Circuit for AC adapter to reduce power drawn from an AC power source
JP2004140952A (ja) 2002-10-18 2004-05-13 Murata Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US20040090802A1 (en) * 2002-11-01 2004-05-13 Sierra Wireless, Inc., A Canadian Corporation Noise suppression in switching power supplies
TW200600995A (en) * 2004-02-19 2006-01-01 Int Rectifier Corp DC-DC regulator with switching frequency responsive to load
EP1762124B1 (en) * 2004-05-06 2017-09-06 Continuum Electro-Optics, Inc. Methods and apparatus for an improved amplifier for driving a non-linear load
GB2421595A (en) * 2004-12-21 2006-06-28 Cambridge Semiconductor Ltd Switched mode power supply control system
JP4617931B2 (ja) * 2005-03-07 2011-01-26 富士電機システムズ株式会社 スイッチング電源回路の制御方式
US7388764B2 (en) * 2005-06-16 2008-06-17 Active-Semi International, Inc. Primary side constant output current controller
US7307390B2 (en) * 2005-06-16 2007-12-11 Active-Semi International, Inc. Primary side constant output voltage controller
WO2007003967A2 (en) 2005-07-06 2007-01-11 Cambridge Semiconductor Limited Switch mode power supply control systems
DE102005050401A1 (de) * 2005-10-19 2007-04-26 Endress + Hauser Gmbh + Co. Kg Schaltregler und Verfahren zu dessen Betrieb
US7710098B2 (en) 2005-12-16 2010-05-04 Cambridge Semiconductor Limited Power supply driver circuit
US7733098B2 (en) 2005-12-22 2010-06-08 Cambridge Semiconductor Limited Saturation detection circuits
US7635956B2 (en) * 2006-01-06 2009-12-22 Active-Semi, Inc. Primary side constant output voltage controller
US20070159856A1 (en) * 2006-01-11 2007-07-12 Ta-Yung Yang Flyback power converter with split primary winding transformer
US7342365B2 (en) * 2006-02-09 2008-03-11 Linear Technology Corp. Systems and methods for reducing input current in photoflash chargers
US7339360B2 (en) * 2006-05-08 2008-03-04 Aimtron Technology Corp. Switching voltage regulator with an improved range of input voltage
US8077483B2 (en) 2007-04-06 2011-12-13 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for sensing multiple voltage values from a single terminal of a power converter controller
US8077486B2 (en) * 2007-04-06 2011-12-13 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for power converter fault condition detection
JP2008312335A (ja) * 2007-06-14 2008-12-25 Mitsumi Electric Co Ltd スイッチング電源装置および一次側制御回路
JP5898848B2 (ja) * 2011-03-30 2016-04-06 株式会社エヌエフ回路設計ブロック 絶縁型電力変換装置
TWI568165B (zh) * 2014-10-09 2017-01-21 立錡科技股份有限公司 具有可程式功能的返馳式電源供應電路及其控制電路與控制方法
TWI556564B (zh) * 2015-09-18 2016-11-01 強弦科技股份有限公司 電路轉換器控制系統
CN111049218B (zh) * 2019-12-20 2021-05-28 中国北方发动机研究所(天津) 一种拓展柴油机电控系统工作电源范围的电源供电模块

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS51107455A (ja) * 1975-03-15 1976-09-24 Nippon Electric Co Suitsuchinguregyureetaseigyokairo
JPS5378040A (en) * 1976-12-21 1978-07-11 Nippon Electric Ind Switching regulator control system
FR2519485A1 (fr) * 1981-12-31 1983-07-08 Thomson Brandt Dispositif d'alimentation regulee a decoupage notamment pour appareil de visualisation et appareil le comportant
JPS5976171A (ja) * 1982-10-21 1984-05-01 Nec Corp スイツチング電源
GB8325703D0 (en) * 1983-09-26 1983-10-26 Farnell Instr Ltd Power supply
JPS61254074A (ja) * 1985-04-30 1986-11-11 Toshiba Corp 電源装置
FR2585897A1 (fr) * 1985-08-02 1987-02-06 Loire Electronique Circuits de securite pour alimentation a decoupage
JPS62225163A (ja) * 1986-03-25 1987-10-03 Canon Inc 電源装置
CA1287103C (en) * 1986-04-22 1991-07-30 Jim Pinard Cmos latch-up recovery circuit

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008029159A (ja) * 2006-07-25 2008-02-07 Fuji Electric Device Technology Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number Publication date
DE3878965T2 (de) 1993-10-28
DE3878965D1 (de) 1993-04-15
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EP0287109A2 (en) 1988-10-19
JPS63257459A (ja) 1988-10-25
EP0287109A3 (en) 1989-09-06
US4849869A (en) 1989-07-18

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