JP2004040856A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】発振周波数の変化とスロープ補償を同時に働かせないようにしたスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング制御用のＩＣ回路１０は、発振器２１とスロープ補償回路２２を含み、スロープ補償回路２２では定電圧源３７により、非反転増幅回路ａｍｐ０のオフセット電圧値を決めている。オフセット電圧値は、例えば１．２Ｖに設定される。スロープ補償回路２２は、制御パルスのオン期間Ｔｏｎの中間時点で立ち上がる三角波を生成し、これがスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎ１として電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓに対して重畳され、出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１となる。
【選択図】 図１
【解決手段】スイッチング制御用のＩＣ回路１０は、発振器２１とスロープ補償回路２２を含み、スロープ補償回路２２では定電圧源３７により、非反転増幅回路ａｍｐ０のオフセット電圧値を決めている。オフセット電圧値は、例えば１．２Ｖに設定される。スロープ補償回路２２は、制御パルスのオン期間Ｔｏｎの中間時点で立ち上がる三角波を生成し、これがスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎ１として電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓに対して重畳され、出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１となる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、５０％を越えたオンデューティにより電流モード制御を行うためのパルス信号のサブハーモニック発振を抑制するようにしたスイッチング電源装置に関し、特に、負荷状態に応じて連続的にパルス信号の発振周波数を制御して出力電圧を安定化させる電流モード制御のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
最初に従来の電流モード制御を行うスイッチング電源装置について説明する。図７は、電流モード制御を行うスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。ここでは、電流モード制御を用いたフライバック型のスイッチング電源装置の一例として、ＡＣ１００Ｖの商用電源を整流して変圧器（トランスＴ）を介して負荷に供給する絶縁型のＡＣ‐ＤＣコンバータを示している。
【０００３】
ＡＣ‐ＤＣコンバータは、商用電源を整流するブリッジダイオードＢＤ及びコンデンサＣ１を有し、その直流電圧は、トランスＴの一次側のコイルＮ１とスイッチング素子であるパワートランジスタＰＴとを直列接続した直列回路に印加される。スイッチング制御用のＩＣ回路１０は、フィードバック端子ＦＢ、電流検出端子ＩＳ、グランド端子ＧＮＤ、出力端子ＯＵＴ、電源端子ＶＣＣなどを有している。フィードバック端子ＦＢは、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタＰｈ＿Ｔｒに接続され、電流検出端子ＩＳには、パワートランジスタＰＴの電流を検出する電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳが接続され、その端子電圧が入力されるように構成されている。また、ＩＣ回路１０のグランド端子ＧＮＤは接地され、出力端子ＯＵＴはパワートランジスタＰＴのゲートに接続され、電源端子ＶＣＣは抵抗Ｒｓｔ、コンデンサＣ２に接続されている。
【０００４】
ＩＣ回路１０の電源端子ＶＣＣはダイオードＤ１を介してトランスＴの一次補助巻き線（コイル）Ｎ３に接続され、トランスＴに誘起された電圧を受けて、起動後でのＩＣ回路１０における商用電源からの消費電流を減らすようにしている。なお、起動時においてトランスＴの一次補助巻き線Ｎ３からの出力が安定するまでは、ＩＣ回路１０は抵抗Ｒｓｔを介して商用電源から電源の供給を受けている。このＩＣ回路１０は、後述するように内部に発振回路を備え、それによって発振された三角波の出力電圧とフィードバック端子ＦＢで受けた負荷レベルとに応じて、出力端子ＯＵＴからパルス幅変調されたパルス信号を出力し、パワートランジスタＰＴをオンオフ制御する集積回路として構成される。
【０００５】
トランスＴの二次側のコイルＮ２は、整流ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３からなる整流回路を介して、ＡＣ‐ＤＣコンバータの出力側の負荷１１と接続されている。この整流回路と負荷１１との間には電圧検出回路１２が接続され、電圧検出回路１２からフォトカプラＰＣのフォトダイオードＰｈ＿ＤとフォトトランジスタＰｈ＿Ｔｒを介して、ＩＣ回路１０のフィードバック端子ＦＢに負荷１１の電圧レベルに対応した信号を供給するように構成されている。
【０００６】
図８は、ＩＣ回路１０の一例を示すブロック図である。
スイッチング制御用のＩＣ回路１０は、パワートランジスタＰＴをオンオフ制御するパルス信号の周波数を電圧検出回路１２の出力電圧に応じて決定する発振器２１、スロープ補償回路２２、パワートランジスタＰＴを駆動するためのドライブ回路２３、パルス幅変調（ＰＷＭ）されたパルス信号を演算・生成するためのＰＷＭコンパレータ２４、フリップフロップ２５、パルスブランキング回路（Ｂｌａｎｋｉｎｇ）２６、ＮＡＮＤゲート２７、及び基準電圧回路（５ＶＲＥＦ）２８などを備えている。発振器２１は、軽負荷のときにフィードバック端子ＦＢのフィードバック電圧に応じて発振周波数が変化する制御パルスをオン信号ＯＮ＿ＳＩＧとして出力するものである。また、スロープ補償回路２２は、５０％を越えるオンデューティにより電流モード制御を行う際に、パルス信号のサブハーモニック発振を抑制するようにスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎを生成するものである。
【０００７】
つぎに、このＩＣ回路１０を含むスイッチング電源装置におけるスイッチング制御動作について説明する。
トランスＴの１次側と２次側は電気的に絶縁され、直流出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック信号は、図７に示すフォトカプラＰＣによってトランスＴの一次側に伝えられる。トランスＴの二次側のコイルＮ２には、一次側のコイルＮ１に接続されたパワートランジスタＰＴのオンオフ動作によって、一次側の直流入力電圧値に基づく所定の大きさの二次電圧が誘起される。二次側のコイルＮ２に誘起された二次電圧は二次側の整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ３によって整流平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとして負荷１１に出力される。
【０００８】
図８に示すＩＣ回路１０では、発振器２１からオン信号ＯＮ＿ＳＩＧがＮＡＮＤゲート２７を介して出力され、フリップフロップ２５がセット状態であればドライブ回路２３のＰＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態となり、ＮＭＯＳトランジスタＱ２がオフ状態になる。したがって、電源端子ＶＣＣからＰＭＯＳトランジスタＱ１を通ってドライブ電圧がパワートランジスタＰＴのゲートに印加されて、パワートランジスタＰＴがスイッチオンする。
【０００９】
スイッチング電源装置では、パワートランジスタＰＴに流れる電流を電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳで検出し、その電流量に比例した電圧信号を電流検出端子ＩＳに出力している。この電流検出端子ＩＳに接続されるスロープ補償回路２２は、電圧Ｖｉｓにスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎを加えた出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔを、ＰＷＭコンパレータ２４の非反転入力端子に供給している。
【００１０】
電圧検出回路１２で検出された出力電圧Ｖｏｕｔは、フォトカプラＰＣを介してフィードバック信号としてフィードバックされ、図８のＩＣ回路１０にＦＢ電圧として入力される。ＰＷＭコンパレータ２４の反転入力端子には、フィードバック信号がそのＦＢ電圧からダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦを差引き、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２（＝３×Ｒ１）によって、例えば４分の１に分圧された電圧信号として入力されている。ＰＷＭコンパレータ２４の出力端子は、フリップフロップ２５のリセット入力端子Ｒと接続され、スレッシュレベルを決める反転入力端子への電圧信号に基づいてＰＷＭ信号に対するスイッチオン期間のデューティを決定している。
【００１１】
また、パルスブランキング回路２６は一種の単安定マルチバイブレータであり、その出力端子はフリップフロップ２５のセット入力端子Ｓと接続され、出力信号ＢＬＫ＿ＯＵＴがフリップフロップ２５のセット入力端子Ｓに供給されている。これにより、フリップフロップ２５ではＰＷＭ信号がオンした直後の、例えば数１００［ｎｓ］の間だけＰＷＭコンパレータ２４の出力が無視される。すなわち、このパルスブランキング回路２６は、パワートランジスタＰＴがオンした直後に発生するスイッチングノイズによって、ドライブ回路２３の出力が止められないように機能している。
【００１２】
スロープ補償回路２２の出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔがＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルを超えると、ＰＷＭコンパレータ２４の出力信号によりフリップフロップ２５をリセットする。そのため、その時点での発振器２１からのオン信号ＯＮ＿ＳＩＧの状態にかかわらず、フリップフロップ２５の出力ＱによってＮＡＮＤゲート２７からドライブ回路２３のＮＭＯＳトランジスタＱ２がオン状態となるので、パワートランジスタＰＴのゲート駆動電圧が放電され、パワートランジスタＰＴがオフになる。
【００１３】
さらに、ＰＷＭコンパレータ２４の動作を具体的に説明する。
いま、負荷１１に対する出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧より低い場合、フォトカプラＰＣのフォトダイオードＰｈ＿Ｄに流れる電流が減少し、フォトトランジスタＰｈ＿Ｔｒに流れる電流が減少するために、フィードバック端子ＦＢの端子電圧が高くなり、ＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが高くなる。ところが、パワートランジスタＰＴに流れる電流は、トランスＴの一次側のコイルＮ１への入力電圧とそのインダクタンスとで決まるものであって、その増加率（スロープ）は一定である。そのため、ＰＷＭコンパレータ２４から出力されるＰＷＭ信号は、そのオン期間が長くなる。
【００１４】
反対に、負荷１１に対する出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧より高い場合には、フォトカプラＰＣのフォトダイオードＰｈ＿Ｄに流れる電流が増大し、フォトトランジスタＰｈ＿Ｔｒに流れる電流は増大する。そのためフィードバック端子ＦＢの端子電圧が低くなり、ＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが低くなる。その結果、ＰＷＭコンパレータ２４から出力されるＰＷＭ信号のオン期間は短くなる。このようにして、負荷１１に対する出力電圧Ｖｏｕｔを安定的に出力することが可能となる。
【００１５】
スイッチング電源装置では、このように２次側の出力電圧Ｖｏｕｔに応じてＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルを変化させて、パワートランジスタＰＴのオン期間を可変制御するＰＷＭ信号を生成しており、このＰＷＭ信号により出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させるようにスイッチング制御が可能な回路を構成している。
【００１６】
図９は、従来の発振器２１とスロープ補償回路２２の詳細構成を示すブロック図である。
図９において、図８に示すＩＣ回路１０を構成する発振器２１は、ＦＢ電圧制御用のバイアス回路３１、一対の定電流源３２，３３、定電流源３２，３３によりそれぞれ充電される一対のコンデンサＣ４，Ｃ５、コンパレータｃｏｍｐ１，ｃｏｍｐ２、定電圧源３４，３５、及びフリップフロップ３６を備え、フィードバック端子ＦＢの端子電圧に応じてフリップフロップ３６からのオン信号ＯＮ＿ＳＩＧとして生成される制御パルスの発振周波数が変化する電圧制御発振器を構成している。また、図８に示すＩＣ回路１０を構成するスロープ補償回路２２は、ボルテージフォロワとして使用される演算増幅器ａｍｐ１、２段の反転増幅器ａｍｐ２，ａｍｐ３、及び抵抗Ｒ４〜Ｒ８から構成されている。
【００１７】
発振器２１では、コンデンサＣ４の一端が定電流源３２を介してバイアス回路３１と接続され、他端が接地されている。定電流源３２とコンデンサＣ４の接続点はコンパレータｃｏｍｐ１の非反転入力端子と接続され、このコンパレータｃｏｍｐ１の反転入力端子は２．４Ｖのスレッシュレベルを決める定電圧源３４と接続されている。また、コンパレータｃｏｍｐ１の出力端子はフリップフロップ３６のリセット端子Ｒに接続される。なお、フリップフロップ３６のセット出力Ｑは、発振器２１のオン信号ＯＮ＿ＳＩＧの出力端子と接続されている。
【００１８】
この発振器２１は、パワートランジスタＰＴがオン期間になった時間からコンデンサＣ４に定電流のバイアス電流を流し、コンデンサＣ４の電圧が２．４Ｖを超えると、コンパレータｃｏｍｐｌの出力がＬレベルからＨレベルに切り替わる。その結果、フリップフロップ３６がリセットされて、発振器２１の制御パルス、すなわちオン信号ＯＮ＿ＳＩＧをＨレベルからＬレベルに変化させる。
【００１９】
もうひとつのコンデンサＣ５は、その一端が定電流源３３を介してバイアス回路３１と接続され、他端が接地されている。定電流源３３とコンデンサＣ５の接続点はコンパレータｃｏｍｐ２の非反転入力端子と接続され、このコンパレータｃｏｍｐ２の反転入力端子は０．６Ｖのスレッシュレベルを決める定電圧源３５と接続されている。また、コンパレータｃｏｍｐ２の出力端子は、フリップフロップ３６のセット端子Ｓに接続されるとともに、発振器２１のオントリガ信号ＯＮ＿ＴＲＧの出力端子と接続されている。
【００２０】
したがって、この発振器２１は、前述のようにコンデンサＣ４の電圧が２．４Ｖを超えてコンパレータｃｏｍｐｌの出力がＬレベルからＨレベルに切り替わった時間からコンデンサＣ５に定電流のバイアス電流を流し、コンデンサＣ５の電圧が０．６Ｖを超えると、コンパレータｃｏｍｐ２の出力がＬレベルからＨレベルに切り替わる。その結果、フリップフロップ３６がセットされて、発振器２１の制御パルス、すなわちオン信号ＯＮ＿ＳＩＧをＬレベルからＨレベルに変化させる。
【００２１】
図１０は、スイッチング電源装置における電流モード制御動作の一例を示すタイミングチャートである。同図（ａ）には、オン期間用コンデンサＣ４の充電電圧波形、同図（ｂ）には、オフ期間用コンデンサＣ５の充電電圧波形を示す。また、同図（ｃ）（ｄ）には、それぞれ発振器２１の出力であるオントリガ信号ＯＮ＿ＴＲＧとオン信号ＯＮ＿ＳＩＧの波形を、同図（ｅ）には、パルスブランキング回路２６の出力信号ＢＬＫ＿ＯＵＴの波形を示している。
【００２２】
ここで、発振器２１はコンデンサＣ４とＣ５の容量、及びコンデンサＣ４とＣ５を充電するバイアス電流の値がそれぞれ等しく設定され、これによってコンパレータｃｏｍｐ１とｃｏｍｐ２のスレッシュレベルに応じて、オン信号ＯＮ＿ＳＩＧの最大デューティを決定できる。例えば、図８に示すようにコンパレータｃｏｍｐ１のスレッシュレベルが２．４Ｖ、コンパレータｃｏｍｐ２のスレッシュレベルが０．６Ｖであれば、最大デューティは８０％となる。また、この発振器２１はパワートランジスタＰＴのオン期間にコンデンサＣ４に充電された電荷をオン期間終了時に全て放電し、オフ期間の間にコンデンサＣ５に充電された電荷をオフ期間終了時に全て放電する機能を持っている。
【００２３】
スイッチング電源装置では、図１０に示すように、発振器２１のオントリガ信号ＯＮ＿ＴＲＧによってパワートランジスタＰＴのスイッチオンの開始タイミングが規定される。また、発振器２１のオン信号ＯＮ＿ＳＩＧは、ＰＷＭコンパレータ２４から出力されるＰＷＭ信号の最大デューティの上限値を規制する信号であり、このオン信号ＯＮ＿ＳＩＧがオフになったときにパワートランジスタＰＴは強制的にオフされる。
【００２４】
図１１は、フィードバック端子ＦＢの端子電圧（ＦＢ電圧）に対する発振周波数の変化を示すグラフである。ここで、ｆｏｓｃは通常発振周波数、ｆｍｉｎは最低発振周波数を示している。
【００２５】
コンデンサＣ４及びコンデンサＣ５に充電するバイアス回路３１は、フィードバック端子ＦＢの端子電圧（ＦＢ電圧）に応じてバイアス電流値を変化させる機能を持っている。図示するように、このＦＢ電圧が１Ｖ以上であると一定の発振周波数ｆｏｓｃとなるが、ＦＢ電圧が１Ｖ以下になるとバイアス電流値が減少して、コンデンサＣ４及びコンデンサＣ５ではコンパレータｃｏｍｐ１とｃｏｍｐ２のスレッシュレベルを超えるまでの充電時間が長くなって、発振周波数が低くなる。また、ＦＢ電圧が０．５Ｖまで低下したときに発振周波数が最低となって、ＦＢ電圧が０．５Ｖ以下でこの最低発振周波数ｆｍｉｎを維持するようになっている。
【００２６】
さて、このような電流モード制御のスイッチング電源装置では、パワートランジスタＰＴを５０％以上のデューティサイクルで動作させた場合に、スイッチング周波数より低周波の発振が起こることが知られている。これはサブハーモニック発振と呼ばれている。
【００２７】
図１２は、サブハーモニック発振の発生メカニズムを説明するための図であって、サブハーモニック発振の様子を細線で示し、太線は理想的なケースとしてサブハーモニック発振のない安定したスイッチング動作時のインダクタ電流の変化を示している。インダクタ電流の上昇スロープの大きさをｍ１、インダクタ電流の減少スロープの大きさをｍ２とすると、ｍ１の大きさはトランスＴの一次側のコイルＮ１への入力電圧とそのインダクタンスとにより決定され、ｍ２の大きさはトランスＴの二次側へのエネルギー放出速度で決定される。
【００２８】
図１２において、時刻ｔ０でインダクタ電流がΔｉ０ずれた点から開始したと仮定した場合に、次のサイクルの電流が流れ始める時刻ｔ１ではΔｉ１＞Δｉ０となり、時間を追ってずれの絶対値は徐々に大きくなる。その後、何周期か経過したときに、このずれは小さくなる。こういうことを繰り返して、低周波数の発振を起こすのがサブハーモニック発振の発生するメカニズムである。
【００２９】
従来から、このサブハーモニック発振の発生を抑制するためにスロープ補償回路２２が用いられている。従来のスロープ補償回路２２では、図９に示すように電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓと、オン期間にバイアス電流により充電するコンデンサＣ４の電圧を演算増幅器ａｍｐ１によるボルテージフォロワを通して出力されるスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎとが、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６及び反転増幅器ａｍｐ２で構成される加算回路により加算され、さらに反転増幅器ａｍｐ３で信号が反転され、出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔとして出力される。
【００３０】
図１３は、従来のスロープ補償回路における入力信号波形と出力信号波形を示すタイミング図である。同図（ａ）に示す波形は、図７のパワートランジスタＰＴに流れる電流を電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳで検出した電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓであり、同図（ｂ）は、図９のオン期間用コンデンサＣ４の電圧を、演算増幅器ａｍｐ１によるボルテージフォロワでインピーダンス変換したスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎである。同図（ｃ）には、電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓとスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎとを加算して生成されるスロープ補償回路２２の出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔを示している。
【００３１】
ここで、図１３（ａ）に示す端子電圧Ｖｉｓの上昇スロープの傾き（変化率）をｍ３、端子電圧Ｖｉｓの減少スロープの傾き（変化率）をｍ４、図１３（ｂ）に示すスロープ補償信号の傾き（変化率）をｍ５としたとき、想定される最大の｜ｍ４｜に対し、ｍ５≧｜ｍ４｜を満たすようにスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎの傾きｍ５を決めている。その結果、図１２における時刻ｔ０でインダクタ電流がΔｉ０ずれた点から開始したと仮定した場合に、次のサイクルの電流が流れ始めるｔ１ではΔｉ１＜Δｉ０となり、ずれの大きさを徐々に小さくすることができ、サブハーモニック発振を抑制することが可能となる。
【００３２】
図１４は、フィードバック端子ＦＢの端子電圧（ＦＢ電圧）が変化した場合の、スイッチング電源装置の発振周期Ｔ、オン期間Ｔｏｎ、及びデューティ比ＤＴの変化を示す図である。
【００３３】
スイッチング制御用のＩＣ回路１０の発振器２１では、図１４（ａ）に示すように、ＦＢ電圧が１．０Ｖ以下では、その発振周期ＴはＦＢ電圧に反比例して変化する。図１４（ｃ）のデューティ比ＤＴは、同図（ｂ）のオン期間Ｔｏｎを同図（ａ）の発振周期Ｔで割った大きさを示している。
【００３４】
図１４（ｂ）のオン期間Ｔｏｎは複雑なカーブを描いて変化するが、ここでは５つの領域に分けて現象を説明する。これらはＦＢ電圧の減少により発振器２１のバイアス電流が減少し、発振周期Ｔが長くなること、及びＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが変化することに起因している。
【００３５】
Ａの領域はＦＢ電圧が１．０Ｖ以上の領域であって、ここでは発振周期Ｔは一定であるが、ＦＢ電圧が変化することによりＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが変化するために、オン期間Ｔｏｎが変化する。
【００３６】
Ｂの領域では、ＦＢ電圧が１．０Ｖより小さくなってオン期間Ｔｏｎは長くなる。ここで、Ｂの領域で起きている現象の詳細について、図１５に基づいて説明する。
【００３７】
図１５は、Ｂの領域でＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルとスロープ補償回路２２の出力の関係を示している。図１５（ａ）はＢの領域でのＦＢ電圧Ｖｆｂであり、同図（ｂ）はＦＢ電圧Ｖｆｂが微小量ΔＶｆｂだけ減少した場合を示す。
【００３８】
スロープ補償回路２２の出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔは、コンデンサＣ４の電圧に起因する電圧Ｖｓｌ＃ｉｎと、パワートランジスタＰＴに流れる電流を電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳで検出した電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓとによって規定される。図１５（ｂ）に示すように、ＦＢ電圧Ｖｆｂが微小量ΔＶｆｂだけ減少した場合、コンデンサＣ４に充電されるバイアス電流が減少することから、電圧Ｖｓｌ＿ｏｕｔの傾きは小さくなる。電圧Ｖｉｓの傾きは、スイッチング電源の一次側の入力電圧と一次側コイルのインダクタンスによって決まるので、一定である。このときＦＢ電圧Ｖｆｂの変化に伴い、ＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルもＶ１からＶ２に変化するが、Ｖ１とＶ２との差は、スロープ補償回路２２による補正量の変化に比べて小さく、その影響は少ない。したがって、図１５（ｂ）の場合のオン期間Ｔｏｎ２は、Ｖｓｌ＿ｉｎの傾きが小さくなった分だけ、図１５（ａ）の場合のオン期間Ｔｏｎ１より長くなる。
【００３９】
Ｃの領域では、ＦＢ電圧Ｖｆｂがさらに小さくなりＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルがゼロ電圧に近づく。そのために、パワートランジスタＰＴがオンしてすぐに電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓがこのスレッシュレベルを超えるようになり、ＦＢ電圧Ｖｆｂがさらに減少するとともにオン期間Ｔｏｎが短くなり、最終的にはパルスブランキング時間に落ち着く。
【００４０】
Ｄの領域のオン期間Ｔｏｎはパルスブランキング時間に一致している。また、Ｅの領域では、スイッチング制御用のＩＣ回路１０に内蔵されている出力を停止するスレッシュ電圧までＦＢ電圧Ｖｆｂが落ちた場合である。
【００４１】
【発明が解決しようとする課題】
ここで問題になるのは、ＢとＣの領域にまたがるオン期間Ｔｏｎの凸状のピークである。この領域ＢではＦＢ電圧Ｖｆｂが減少しているにもかかわらず、オン期間Ｔｏｎが長くなる（Ｔｏｎ２＞Ｔｏｎ１）逆転現象が起きていることである。
【００４２】
すなわち、ＦＢ電圧Ｖｆｂが小さいほど発振周期Ｔが長くなるので、オン期間Ｔｏｎの逆転減少に比べると若干緩和されるけれども、デューティ比ＤＴのピークもまた依然として残ることになる。この結果、ＦＢ電圧Ｖｆｂが減少しているにもかかわらず、デューティ比ＤＴが大きくなる逆転現象が起きてしまう。
【００４３】
このように従来のスイッチング電源装置では、スロープ補償電圧の変化率をｍ５≧｜ｍ４｜を満たすように決めて、サブハーモニック発振を抑制するようにしていたために、本来であれば出力電圧Ｖｏｕｔが安定するのに必要なデューティよりも実際のデューティが大きくなって、出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなりすぎるなど電流モード制御における出力電圧が不安定となるという問題があった。
【００４４】
この発明の目的は、スイッチング素子をオンオフ制御するパルス信号を生成する際に、スイッチオン期間の中間時点で立ち上がるようにスロープ補償信号を生成することにより、発振周波数の変化とスロープ補償を同時に働かせないようにしたスイッチング電源装置を提供することにある。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、５０％を越えたオンデューティにより電流モード制御を行うためのパルス信号のサブハーモニック発振を抑制するようにしたスイッチング電源装置が提供される。このスイッチング電源装置は、変圧器と、前記変圧器の二次側の出力電圧を検出する電圧検出回路と、前記変圧器の一次側に流れる電流をオンオフ制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチオン期間に前記スイッチ素子に流れる電流量を電圧変換して検出する電流検出回路と、前記電圧検出回路の出力電圧に応じた周波数で前記スイッチング素子を制御するためのパルス信号を生成する発振回路と、前記電流検出回路と前記電圧検出回路によりそれぞれ検出された電圧信号に基づいて前記パルス信号のオンデューティを決定する演算回路と、前記パルス信号のスイッチオン期間の中間時点で所定の傾斜をもって立ち上がる三角波によって、前記演算回路にフィードバックされる電圧信号の変化率を補償する補償回路と、から構成される。
【００４６】
この発明のスイッチング電源装置では、パルス信号のスイッチオン期間の中間時点で所定の傾斜をもって立ち上がる三角波によりスロープ補償を行って、発振周波数の変化とスロープ補償を同時に作用させないようにしている。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
（実施の形態１）
図１は、この発明のスイッチング電源装置の要部構成を示す回路図である。
【００４８】
ここでは、電流モード制御を行うスイッチング電源装置の全体構成については、すでに図７において説明したものと同じであり、また、スイッチング制御用のＩＣ回路１０の構成についても、すでに図８において説明したとおりであって、それらの説明は省略する。
【００４９】
図１には、図８に対応する発振器２１とスロープ補償回路２２の詳細構成を示している。また、図２は、この発明のスロープ補償回路２２における入力信号波形と出力信号波形を示すタイミング図である。
【００５０】
図１において、発振器２１の構成、動作については、従来の図９で説明した通りであり、従来のものと異なるのは、スロープ補償回路２２の構成、及び動作であって、以下では、従来のものと異なる点を中心に説明する。
【００５１】
実施の形態１のスロープ補償回路２２では、従来のボルテージフォロワとして使用されていた演算増幅器ａｍｐ１に代えて、所定の電圧オフセットを持った非反転増幅回路ａｍｐ０が用いられる。非反転増幅回路ａｍｐ０の＋入力は、発振器２１のコンデンサＣ４に接続され、パルス信号のスイッチオン期間の中間時点で所定の傾斜でもって立ち上がるような三角波信号となるスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎ１を生成して、ＰＷＭコンパレータ２４にフィードバックされる電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１の変化率を補償するものである。この非反転増幅回路ａｍｐ０は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の直列回路を介して電流検出端子ＩＳと接続され、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点から出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１が得られるものである。
【００５２】
ここで、定電圧源３７は非反転増幅回路ａｍｐ０のオフセット電圧値を決める電源である。
図２（ａ）は、電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓを示しており、基準電源３７と接続された演算増幅回路ａｍｐ０により、図２（ｂ）に示すようにオン期間の途中からスロープ補償をかけることができる。ここでは、基本的に正負の両電源を前提とするが、演算増幅器ａｍｐ０は負電源を持たないので、負電圧は出力されない。また、スロープ補償回路２２からの出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１は、図２（ｃ）に示すように、電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓに対して、制御パルスのオン期間Ｔｏｎの中間時点で立ち上がる三角波としてスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎ１が重畳された波形となる。
【００５３】
なお、この場合、出力電圧信号Ｖｓｌ＃ｏｕｔ１の大きさは、
で与えられる。
【００５４】
ここで、前述の図１３に示す端子電圧Ｖｉｓの減少スロープの傾きｍ４に対して、スロープ補償信号Ｖｓｌ＃ｉｎ１が次式の関係を満たすように設定されていれば、スイッチング電源装置におけるサブハーモニック発振を抑制することができる。
【００５５】
Ｖｓｌ＿ｉｎ１・Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）≧｜ｍ４｜ …（２）
図３は、上記（２）式で示されるサブハーモニック発振の収束条件を説明するための図である。
【００５６】
図３において、Ｘ軸は時間（ｔ）を示し、Ｙ軸はインダクタ電流の大きさを示している。直線ｐ及びｐｐはインダクタ電流の上昇スロープに対応しており、直線ｑはＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルに対応する。また、直線ｒはインダクタ電流の下降スロープに対応しており、電流モード制御におけるスイッチング信号が全負荷領域で安定動作を確保するための条件は、インダクタ電流のずれ量Δｙについて、Δｙ１＜Δｙ０となることである。
【００５７】
いま、直線ｐ、直線ｐｐ、直線ｑ、直線ｒを次のように定義する。
ｐ：Ｙ＝ｍ３Ｘ＋ｙ０
ｐｐ：Ｙ＝（ｍ３＋ｍ５）Ｘ＋ｙ０−ａ
ｑ：Ｙ＝ｙ１
ｒ：Ｙ＝−ｍ４Ｘ＋ｙ２
ここで、直線ｐｐと直線ｑとの交点座標を求めて、その座標値を直線ｒに代入することで、直線ｒのＹ切片の値ｙ２（ｙ０）が次のように計算できる。
【００５８】
さて、直線ｐのＹ切片ｙ０が、インダクタ電流のずれΔｉ０に対応するｙ０＋Δｙ０となった場合には、直線ｒのＹ切片の値ｙ２（ｙ０＋Δｙ０）は、次のようになる。
【００５９】
したがって、インダクタ電流のずれΔｉ（＝Δｙ）の大きさを時間の経過とともに徐々に小さくするための条件は、上記（３）（４）式から次のように計算できる。
【００６０】
Δｙ０≧Δｙ０・ｍ４／（ｍ３＋ｍ５） …（５）
この（５）式は、さらにｍ３＋ｍ５≧ｍ４と書き換えることができる。したがって、ｍ５≧ｍ４がスイッチング電源装置におけるサブハーモニック発振を抑制するためのスロープ補償信号Ｖｓｌ＃ｉｎ１の傾き（変化率）ｍ５の十分条件であり、サブハーモニック発振を抑制するためには、上述した（２）式が必要となることがわかる。
（実施の形態２）
つぎに、この発明に係わる別の実施の形態２について説明する。
【００６１】
図４は、実施の形態２のスイッチング電源装置を構成する発振器２１とスロープ補償回路２２を示す回路図である。
図４に示すＩＣ回路１０のスロープ補償回路２２は、図１で説明したスロープ補償回路を構成する非反転増幅回路ａｍｐ０と、その出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｉｎ１の出力端子に抵抗Ｒ４を介して接続された２段の反転増幅器ａｍｐ２，３、及び抵抗Ｒ６〜Ｒ８とから構成されている。ここでは、後段の反転増幅器ａｍｐ３から出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２が出力される。
【００６２】
このスロープ補償回路２２の出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２の大きさは、
Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２＝（Ｖｓｌ＿ｉｎ１・Ｒ６／Ｒ４＋Ｖｉｓ・Ｒ６／Ｒ５）×Ｒ８／Ｒ７…（６）
で与えられ、前述したインダクタ電流の減少スロープの変化率ｍ４に対してＲ８＝Ｒ７とすれば、次の（７）式の関係を満たせばサブハーモニック発振を抑制することができる。
【００６３】
Ｖｓｌ＿ｉｎ１・Ｒ６／Ｒ４≧｜ｍ４｜ …（７）
なお、Ｒ４＝Ｒ５＝Ｒ６であれば、スロープ補償信号の大きさを示す（６）式は、
Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２＝Ｖｓｌ＿ｉｎ１＋Ｖｉｓ …（８）
となり、スロープ補償回路２２は単純な加算回路となる。
【００６４】
図５には、このようなスロープ補償回路２２を用いたスイッチング電源装置における発振周期Ｔ、オン期間Ｔｏｎ、デューティ比ＤＴの変化の様子を示す。図５（ｂ）のＡ２の領域はスロープ補償が効いている領域である。ここで、細線はスロープ補償が効いてない場合を想定したオン期間の変化であり、細線と太線の差分がこの発明のスロープ補償回路２２を用いた場合の効果を示している。
【００６５】
フィードバック端子ＦＢの端子電圧（ＦＢ電圧）が大きいほどＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが高くなって、オン期間Ｔｏｎが長くなる方向へ作用するから、このまま延長するならば図５の細線に示す状態でオン期間Ｔｏｎが増加する。しかし、スロープ補償信号がオン期間Ｔｏｎを短くする方向に作用するため、太線にあるようにスロープ補償が効いている分、オン期間Ｔｏｎが短くなる。
【００６６】
Ａ１及びＢ／Ｃの領域のオン期間の変化は、Ｖｓｌ＿ｉｎの寄与がないため単にＦＢ電圧Ｖｆｂの変化によりＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが変化することにのみ起因しており、したがってオン期間の変化も単調なものとなっている。Ｄの領域では図１４の場合と同様に、オン期間Ｔｏｎはパルスブランキング時間に一致している。Ｅの領域では、スイッチング制御用のＩＣ回路１０に内蔵されている出力を停止するスレッシュ電圧までＦＢ電圧Ｖｆｂが落ちた場合である。
【００６７】
図５（ｃ）のデューティ比ＤＴは、図５（ｂ）のオン期間Ｔｏｎを図５（ａ）の発振周期Ｔで割ったものである。この図からわかるように、ＦＢ電圧Ｖｆｂの変化に対してデューティ比ＤＴは単調に変化しており、従来装置に見られた逆転現象はなくなった。
【００６８】
以上、実施の形態１、２のスイッチング電源装置では、軽負荷で出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック信号であるＦＢ電圧が低いときに発振周波数が低下する場合において、発振周波数が変化するよりも高いＦＢ電圧のときだけ電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳにより検出された電圧信号Ｖｉｓに対してスロープ補償を効かせることにより、発振周波数の変化とスロープ補償を同時に働かせないようにして、ＦＢ電圧が変化したときのオン期間の逆転現象を防ぐことができる。
（実施の形態３）
さて、上述した実施の形態１，２におけるスロープ補償回路２２の出力信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１、Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２は、いずれもＰＷＭコンパレータ２４の非反転入力端子に電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳにより検出された電圧信号Ｖｉｓにスロープ補償信号Ｖｓｌ＃ｉｎを重畳するものであった。しかし、ＰＷＭコンパレータ２４の反転入力端子に、電圧検出回路１２からの出力電圧に応じたフィードバック信号のＦＢ電圧Ｖｆｂとスロープ補償回路２２のスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎとを重畳した信号を供給し、ＰＷＭコンパレータ２４の非反転入力端子には電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳにより検出された電圧信号をそのまま供給した場合でも、デューティ比５０％以上の場合に発生するサブハーモニック発振を抑制することができる。
【００６９】
図６は、サブハーモニック発振の収束条件を説明するための図である。
図６において、Ｘ軸は時間（ｔ）を示し、Ｙ軸はインダクタ電流の大きさを示している。直線ｐはインダクタ電流の上昇スロープに対応しており、直線ｑｑはＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルに対応する。また、直線ｒはインダクタ電流の下降スロープに対応しており、電流モード制御におけるスイッチング信号が全負荷領域で安定動作を確保するための条件は、インダクタ電流のずれ量Δｙに関して、Δｙ１＜Δｙ０となることである。
いま、直線ｐ、直線ｑｑ、直線ｒを次のように定義する。
【００７０】
ｐ：Ｙ＝ｍ３Ｘ＋ｙ０
ｑｑ：Ｙ＝−ｍ６Ｘ＋ｙ１
ｒ：Ｙ＝−ｍ４Ｘ＋ｙ２
ここで、直線ｐと直線ｑｑとの交点座標を求めて、その座標値を直線ｒに代入することで、直線ｒのＹ切片の値ｙ２（ｙ０）が次のように計算できる。
【００７１】
さて、直線ｐのＹ切片ｙ０が、インダクタ電流のずれΔｉ０に対応するｙ０＋Δｙ０となった場合には、直線ｒのＹ切片の値ｙ２（ｙ０＋Δｙ０）が次のようになる。
【００７２】
したがって、インダクタ電流のずれΔｉ（＝Δｙ）の大きさを徐々に小さくするための条件は、上記（９）（１０）式から次のように計算できる。
【００７３】
Δｙ０≧Δｙ０（ｍ４−ｍ６）／（ｍ３＋ｍ６） …（１１）
この（１１）式はｍ３＋２×ｍ６≧ｍ４であるから、スイッチング電源装置におけるサブハーモニック発振を抑制するための収束条件は、スロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎの傾き（変化率）ｍ６について、２×ｍ６≧ｍ４が必要となる。
【００７４】
このように、実施の形態３のスイッチング電源装置では、軽負荷で出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック信号であるＦＢ電圧が低いときに発振周波数が低下する場合において、発振周波数が変化するよりも高いＦＢ電圧のときだけＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルにスロープ補償を効かせることにより、発振周波数の変化とスロープ補償を同時に働かせないようにして、ＦＢ電圧が変化したときのオン期間の逆転現象を防ぐことができる。
【００７５】
【発明の効果】
以上に説明したように、この発明によるスイッチング電源装置は、デューティ比５０％以上の場合に発生するサブハーモニック発振を抑えるスロープ補償機能を持ち、軽負荷時に発振周波数を低下させることによりスイッチ素子のゲートに充放電する電力を削減することで、軽負荷時の低消費電力化を実現し、全負荷領域で安定した出力電圧をもつ電流モード制御を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の要部構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態１におけるスイッチング電源装置の動作信号波形を示す図である。
【図３】実施の形態１におけるサブハーモニック発振の収束条件を説明するための図である。
【図４】この発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置を構成する発振器とスロープ補償回路を示す回路図である。
【図５】実施の形態１及び２のスイッチング電源装置における発振周期Ｔ、オン期間Ｔｏｎ、デューティ比ＤＴの変化の様子を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態３におけるサブハーモニック発振の収束条件を説明するための図である。
【図７】電流モード制御を行うスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。
【図８】ＩＣ回路の一例を示すブロック図である。
【図９】従来の発振器とスロープ補償回路の詳細構成を示すブロック図である。
【図１０】スイッチング電源装置における電流モード制御動作の一例を示すタイミングチャートである。
【図１１】フィードバック端子ＦＢの端子電圧（ＦＢ電圧）に対する発振周波数の変化を示すグラフである。
【図１２】サブハーモニック発振の発生メカニズムを説明するための図である。
【図１３】従来のスロープ補償回路における入力信号波形と出力信号波形を示すタイミング図である。
【図１４】スイッチング電源装置の発振周期Ｔ、オン期間Ｔｏｎ、及びデューティ比ＤＴの変化を示す図である。
【図１５】ＰＷＭコンパレータのスレッシュレベルとスロープ補償回路の出力の関係を示す図である。
【符号の説明】
１０ ＩＣ回路
１１ 負荷
１２ 電圧検出回路
２１ 発振器（発振回路）
２２ スロープ補償回路（補償回路）
２３ ドライブ回路
２４ ＰＷＭコンパレータ
２５ フリップフロップ
２６ パルスブランキング回路
２７ ＮＡＮＤゲート
２８ 基準電圧回路
３１ バイアス回路
３２，３３ 一対の定電流源
３４，３５，３７ 定電圧源（基準電源）
３６ フリップフロップ
Ｔ トランス（変圧器）
ＰＴ パワートランジスタ（スイッチング素子）
Ｒ＿ＩＳ 電流検出抵抗（電流検出回路）
ＢＤ ブリッジダイオード
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｃ４，Ｃ５ 一対のコンデンサ
ＦＢ フィードバック端子
ＧＮＤ グランド端子
ＩＳ 電流検出端子
ＯＵＴ 出力端子
ＰＣ フォトカプラ
Ｒ４〜Ｒ８ 抵抗
ＶＣＣ 電源端子
ｃｏｍｐ１，ｃｏｍｐ２ コンパレータ
ａｍｐ０ 非反転増幅回路
ａｍｐ１ 演算増幅器（ボルテージフォロワ）
ａｍｐ２，ａｍｐ３ 反転増幅器
Ｖｉｓ 電流検出端子ＩＳの端子電圧
Ｖｓｌ＿ｉｎ１ スロープ補償信号
Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１，Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２ 出力電圧信号
【発明の属する技術分野】
この発明は、５０％を越えたオンデューティにより電流モード制御を行うためのパルス信号のサブハーモニック発振を抑制するようにしたスイッチング電源装置に関し、特に、負荷状態に応じて連続的にパルス信号の発振周波数を制御して出力電圧を安定化させる電流モード制御のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
最初に従来の電流モード制御を行うスイッチング電源装置について説明する。図７は、電流モード制御を行うスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。ここでは、電流モード制御を用いたフライバック型のスイッチング電源装置の一例として、ＡＣ１００Ｖの商用電源を整流して変圧器（トランスＴ）を介して負荷に供給する絶縁型のＡＣ‐ＤＣコンバータを示している。
【０００３】
ＡＣ‐ＤＣコンバータは、商用電源を整流するブリッジダイオードＢＤ及びコンデンサＣ１を有し、その直流電圧は、トランスＴの一次側のコイルＮ１とスイッチング素子であるパワートランジスタＰＴとを直列接続した直列回路に印加される。スイッチング制御用のＩＣ回路１０は、フィードバック端子ＦＢ、電流検出端子ＩＳ、グランド端子ＧＮＤ、出力端子ＯＵＴ、電源端子ＶＣＣなどを有している。フィードバック端子ＦＢは、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタＰｈ＿Ｔｒに接続され、電流検出端子ＩＳには、パワートランジスタＰＴの電流を検出する電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳが接続され、その端子電圧が入力されるように構成されている。また、ＩＣ回路１０のグランド端子ＧＮＤは接地され、出力端子ＯＵＴはパワートランジスタＰＴのゲートに接続され、電源端子ＶＣＣは抵抗Ｒｓｔ、コンデンサＣ２に接続されている。
【０００４】
ＩＣ回路１０の電源端子ＶＣＣはダイオードＤ１を介してトランスＴの一次補助巻き線（コイル）Ｎ３に接続され、トランスＴに誘起された電圧を受けて、起動後でのＩＣ回路１０における商用電源からの消費電流を減らすようにしている。なお、起動時においてトランスＴの一次補助巻き線Ｎ３からの出力が安定するまでは、ＩＣ回路１０は抵抗Ｒｓｔを介して商用電源から電源の供給を受けている。このＩＣ回路１０は、後述するように内部に発振回路を備え、それによって発振された三角波の出力電圧とフィードバック端子ＦＢで受けた負荷レベルとに応じて、出力端子ＯＵＴからパルス幅変調されたパルス信号を出力し、パワートランジスタＰＴをオンオフ制御する集積回路として構成される。
【０００５】
トランスＴの二次側のコイルＮ２は、整流ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３からなる整流回路を介して、ＡＣ‐ＤＣコンバータの出力側の負荷１１と接続されている。この整流回路と負荷１１との間には電圧検出回路１２が接続され、電圧検出回路１２からフォトカプラＰＣのフォトダイオードＰｈ＿ＤとフォトトランジスタＰｈ＿Ｔｒを介して、ＩＣ回路１０のフィードバック端子ＦＢに負荷１１の電圧レベルに対応した信号を供給するように構成されている。
【０００６】
図８は、ＩＣ回路１０の一例を示すブロック図である。
スイッチング制御用のＩＣ回路１０は、パワートランジスタＰＴをオンオフ制御するパルス信号の周波数を電圧検出回路１２の出力電圧に応じて決定する発振器２１、スロープ補償回路２２、パワートランジスタＰＴを駆動するためのドライブ回路２３、パルス幅変調（ＰＷＭ）されたパルス信号を演算・生成するためのＰＷＭコンパレータ２４、フリップフロップ２５、パルスブランキング回路（Ｂｌａｎｋｉｎｇ）２６、ＮＡＮＤゲート２７、及び基準電圧回路（５ＶＲＥＦ）２８などを備えている。発振器２１は、軽負荷のときにフィードバック端子ＦＢのフィードバック電圧に応じて発振周波数が変化する制御パルスをオン信号ＯＮ＿ＳＩＧとして出力するものである。また、スロープ補償回路２２は、５０％を越えるオンデューティにより電流モード制御を行う際に、パルス信号のサブハーモニック発振を抑制するようにスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎを生成するものである。
【０００７】
つぎに、このＩＣ回路１０を含むスイッチング電源装置におけるスイッチング制御動作について説明する。
トランスＴの１次側と２次側は電気的に絶縁され、直流出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック信号は、図７に示すフォトカプラＰＣによってトランスＴの一次側に伝えられる。トランスＴの二次側のコイルＮ２には、一次側のコイルＮ１に接続されたパワートランジスタＰＴのオンオフ動作によって、一次側の直流入力電圧値に基づく所定の大きさの二次電圧が誘起される。二次側のコイルＮ２に誘起された二次電圧は二次側の整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ３によって整流平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとして負荷１１に出力される。
【０００８】
図８に示すＩＣ回路１０では、発振器２１からオン信号ＯＮ＿ＳＩＧがＮＡＮＤゲート２７を介して出力され、フリップフロップ２５がセット状態であればドライブ回路２３のＰＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態となり、ＮＭＯＳトランジスタＱ２がオフ状態になる。したがって、電源端子ＶＣＣからＰＭＯＳトランジスタＱ１を通ってドライブ電圧がパワートランジスタＰＴのゲートに印加されて、パワートランジスタＰＴがスイッチオンする。
【０００９】
スイッチング電源装置では、パワートランジスタＰＴに流れる電流を電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳで検出し、その電流量に比例した電圧信号を電流検出端子ＩＳに出力している。この電流検出端子ＩＳに接続されるスロープ補償回路２２は、電圧Ｖｉｓにスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎを加えた出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔを、ＰＷＭコンパレータ２４の非反転入力端子に供給している。
【００１０】
電圧検出回路１２で検出された出力電圧Ｖｏｕｔは、フォトカプラＰＣを介してフィードバック信号としてフィードバックされ、図８のＩＣ回路１０にＦＢ電圧として入力される。ＰＷＭコンパレータ２４の反転入力端子には、フィードバック信号がそのＦＢ電圧からダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦを差引き、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２（＝３×Ｒ１）によって、例えば４分の１に分圧された電圧信号として入力されている。ＰＷＭコンパレータ２４の出力端子は、フリップフロップ２５のリセット入力端子Ｒと接続され、スレッシュレベルを決める反転入力端子への電圧信号に基づいてＰＷＭ信号に対するスイッチオン期間のデューティを決定している。
【００１１】
また、パルスブランキング回路２６は一種の単安定マルチバイブレータであり、その出力端子はフリップフロップ２５のセット入力端子Ｓと接続され、出力信号ＢＬＫ＿ＯＵＴがフリップフロップ２５のセット入力端子Ｓに供給されている。これにより、フリップフロップ２５ではＰＷＭ信号がオンした直後の、例えば数１００［ｎｓ］の間だけＰＷＭコンパレータ２４の出力が無視される。すなわち、このパルスブランキング回路２６は、パワートランジスタＰＴがオンした直後に発生するスイッチングノイズによって、ドライブ回路２３の出力が止められないように機能している。
【００１２】
スロープ補償回路２２の出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔがＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルを超えると、ＰＷＭコンパレータ２４の出力信号によりフリップフロップ２５をリセットする。そのため、その時点での発振器２１からのオン信号ＯＮ＿ＳＩＧの状態にかかわらず、フリップフロップ２５の出力ＱによってＮＡＮＤゲート２７からドライブ回路２３のＮＭＯＳトランジスタＱ２がオン状態となるので、パワートランジスタＰＴのゲート駆動電圧が放電され、パワートランジスタＰＴがオフになる。
【００１３】
さらに、ＰＷＭコンパレータ２４の動作を具体的に説明する。
いま、負荷１１に対する出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧より低い場合、フォトカプラＰＣのフォトダイオードＰｈ＿Ｄに流れる電流が減少し、フォトトランジスタＰｈ＿Ｔｒに流れる電流が減少するために、フィードバック端子ＦＢの端子電圧が高くなり、ＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが高くなる。ところが、パワートランジスタＰＴに流れる電流は、トランスＴの一次側のコイルＮ１への入力電圧とそのインダクタンスとで決まるものであって、その増加率（スロープ）は一定である。そのため、ＰＷＭコンパレータ２４から出力されるＰＷＭ信号は、そのオン期間が長くなる。
【００１４】
反対に、負荷１１に対する出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧より高い場合には、フォトカプラＰＣのフォトダイオードＰｈ＿Ｄに流れる電流が増大し、フォトトランジスタＰｈ＿Ｔｒに流れる電流は増大する。そのためフィードバック端子ＦＢの端子電圧が低くなり、ＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが低くなる。その結果、ＰＷＭコンパレータ２４から出力されるＰＷＭ信号のオン期間は短くなる。このようにして、負荷１１に対する出力電圧Ｖｏｕｔを安定的に出力することが可能となる。
【００１５】
スイッチング電源装置では、このように２次側の出力電圧Ｖｏｕｔに応じてＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルを変化させて、パワートランジスタＰＴのオン期間を可変制御するＰＷＭ信号を生成しており、このＰＷＭ信号により出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させるようにスイッチング制御が可能な回路を構成している。
【００１６】
図９は、従来の発振器２１とスロープ補償回路２２の詳細構成を示すブロック図である。
図９において、図８に示すＩＣ回路１０を構成する発振器２１は、ＦＢ電圧制御用のバイアス回路３１、一対の定電流源３２，３３、定電流源３２，３３によりそれぞれ充電される一対のコンデンサＣ４，Ｃ５、コンパレータｃｏｍｐ１，ｃｏｍｐ２、定電圧源３４，３５、及びフリップフロップ３６を備え、フィードバック端子ＦＢの端子電圧に応じてフリップフロップ３６からのオン信号ＯＮ＿ＳＩＧとして生成される制御パルスの発振周波数が変化する電圧制御発振器を構成している。また、図８に示すＩＣ回路１０を構成するスロープ補償回路２２は、ボルテージフォロワとして使用される演算増幅器ａｍｐ１、２段の反転増幅器ａｍｐ２，ａｍｐ３、及び抵抗Ｒ４〜Ｒ８から構成されている。
【００１７】
発振器２１では、コンデンサＣ４の一端が定電流源３２を介してバイアス回路３１と接続され、他端が接地されている。定電流源３２とコンデンサＣ４の接続点はコンパレータｃｏｍｐ１の非反転入力端子と接続され、このコンパレータｃｏｍｐ１の反転入力端子は２．４Ｖのスレッシュレベルを決める定電圧源３４と接続されている。また、コンパレータｃｏｍｐ１の出力端子はフリップフロップ３６のリセット端子Ｒに接続される。なお、フリップフロップ３６のセット出力Ｑは、発振器２１のオン信号ＯＮ＿ＳＩＧの出力端子と接続されている。
【００１８】
この発振器２１は、パワートランジスタＰＴがオン期間になった時間からコンデンサＣ４に定電流のバイアス電流を流し、コンデンサＣ４の電圧が２．４Ｖを超えると、コンパレータｃｏｍｐｌの出力がＬレベルからＨレベルに切り替わる。その結果、フリップフロップ３６がリセットされて、発振器２１の制御パルス、すなわちオン信号ＯＮ＿ＳＩＧをＨレベルからＬレベルに変化させる。
【００１９】
もうひとつのコンデンサＣ５は、その一端が定電流源３３を介してバイアス回路３１と接続され、他端が接地されている。定電流源３３とコンデンサＣ５の接続点はコンパレータｃｏｍｐ２の非反転入力端子と接続され、このコンパレータｃｏｍｐ２の反転入力端子は０．６Ｖのスレッシュレベルを決める定電圧源３５と接続されている。また、コンパレータｃｏｍｐ２の出力端子は、フリップフロップ３６のセット端子Ｓに接続されるとともに、発振器２１のオントリガ信号ＯＮ＿ＴＲＧの出力端子と接続されている。
【００２０】
したがって、この発振器２１は、前述のようにコンデンサＣ４の電圧が２．４Ｖを超えてコンパレータｃｏｍｐｌの出力がＬレベルからＨレベルに切り替わった時間からコンデンサＣ５に定電流のバイアス電流を流し、コンデンサＣ５の電圧が０．６Ｖを超えると、コンパレータｃｏｍｐ２の出力がＬレベルからＨレベルに切り替わる。その結果、フリップフロップ３６がセットされて、発振器２１の制御パルス、すなわちオン信号ＯＮ＿ＳＩＧをＬレベルからＨレベルに変化させる。
【００２１】
図１０は、スイッチング電源装置における電流モード制御動作の一例を示すタイミングチャートである。同図（ａ）には、オン期間用コンデンサＣ４の充電電圧波形、同図（ｂ）には、オフ期間用コンデンサＣ５の充電電圧波形を示す。また、同図（ｃ）（ｄ）には、それぞれ発振器２１の出力であるオントリガ信号ＯＮ＿ＴＲＧとオン信号ＯＮ＿ＳＩＧの波形を、同図（ｅ）には、パルスブランキング回路２６の出力信号ＢＬＫ＿ＯＵＴの波形を示している。
【００２２】
ここで、発振器２１はコンデンサＣ４とＣ５の容量、及びコンデンサＣ４とＣ５を充電するバイアス電流の値がそれぞれ等しく設定され、これによってコンパレータｃｏｍｐ１とｃｏｍｐ２のスレッシュレベルに応じて、オン信号ＯＮ＿ＳＩＧの最大デューティを決定できる。例えば、図８に示すようにコンパレータｃｏｍｐ１のスレッシュレベルが２．４Ｖ、コンパレータｃｏｍｐ２のスレッシュレベルが０．６Ｖであれば、最大デューティは８０％となる。また、この発振器２１はパワートランジスタＰＴのオン期間にコンデンサＣ４に充電された電荷をオン期間終了時に全て放電し、オフ期間の間にコンデンサＣ５に充電された電荷をオフ期間終了時に全て放電する機能を持っている。
【００２３】
スイッチング電源装置では、図１０に示すように、発振器２１のオントリガ信号ＯＮ＿ＴＲＧによってパワートランジスタＰＴのスイッチオンの開始タイミングが規定される。また、発振器２１のオン信号ＯＮ＿ＳＩＧは、ＰＷＭコンパレータ２４から出力されるＰＷＭ信号の最大デューティの上限値を規制する信号であり、このオン信号ＯＮ＿ＳＩＧがオフになったときにパワートランジスタＰＴは強制的にオフされる。
【００２４】
図１１は、フィードバック端子ＦＢの端子電圧（ＦＢ電圧）に対する発振周波数の変化を示すグラフである。ここで、ｆｏｓｃは通常発振周波数、ｆｍｉｎは最低発振周波数を示している。
【００２５】
コンデンサＣ４及びコンデンサＣ５に充電するバイアス回路３１は、フィードバック端子ＦＢの端子電圧（ＦＢ電圧）に応じてバイアス電流値を変化させる機能を持っている。図示するように、このＦＢ電圧が１Ｖ以上であると一定の発振周波数ｆｏｓｃとなるが、ＦＢ電圧が１Ｖ以下になるとバイアス電流値が減少して、コンデンサＣ４及びコンデンサＣ５ではコンパレータｃｏｍｐ１とｃｏｍｐ２のスレッシュレベルを超えるまでの充電時間が長くなって、発振周波数が低くなる。また、ＦＢ電圧が０．５Ｖまで低下したときに発振周波数が最低となって、ＦＢ電圧が０．５Ｖ以下でこの最低発振周波数ｆｍｉｎを維持するようになっている。
【００２６】
さて、このような電流モード制御のスイッチング電源装置では、パワートランジスタＰＴを５０％以上のデューティサイクルで動作させた場合に、スイッチング周波数より低周波の発振が起こることが知られている。これはサブハーモニック発振と呼ばれている。
【００２７】
図１２は、サブハーモニック発振の発生メカニズムを説明するための図であって、サブハーモニック発振の様子を細線で示し、太線は理想的なケースとしてサブハーモニック発振のない安定したスイッチング動作時のインダクタ電流の変化を示している。インダクタ電流の上昇スロープの大きさをｍ１、インダクタ電流の減少スロープの大きさをｍ２とすると、ｍ１の大きさはトランスＴの一次側のコイルＮ１への入力電圧とそのインダクタンスとにより決定され、ｍ２の大きさはトランスＴの二次側へのエネルギー放出速度で決定される。
【００２８】
図１２において、時刻ｔ０でインダクタ電流がΔｉ０ずれた点から開始したと仮定した場合に、次のサイクルの電流が流れ始める時刻ｔ１ではΔｉ１＞Δｉ０となり、時間を追ってずれの絶対値は徐々に大きくなる。その後、何周期か経過したときに、このずれは小さくなる。こういうことを繰り返して、低周波数の発振を起こすのがサブハーモニック発振の発生するメカニズムである。
【００２９】
従来から、このサブハーモニック発振の発生を抑制するためにスロープ補償回路２２が用いられている。従来のスロープ補償回路２２では、図９に示すように電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓと、オン期間にバイアス電流により充電するコンデンサＣ４の電圧を演算増幅器ａｍｐ１によるボルテージフォロワを通して出力されるスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎとが、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６及び反転増幅器ａｍｐ２で構成される加算回路により加算され、さらに反転増幅器ａｍｐ３で信号が反転され、出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔとして出力される。
【００３０】
図１３は、従来のスロープ補償回路における入力信号波形と出力信号波形を示すタイミング図である。同図（ａ）に示す波形は、図７のパワートランジスタＰＴに流れる電流を電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳで検出した電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓであり、同図（ｂ）は、図９のオン期間用コンデンサＣ４の電圧を、演算増幅器ａｍｐ１によるボルテージフォロワでインピーダンス変換したスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎである。同図（ｃ）には、電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓとスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎとを加算して生成されるスロープ補償回路２２の出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔを示している。
【００３１】
ここで、図１３（ａ）に示す端子電圧Ｖｉｓの上昇スロープの傾き（変化率）をｍ３、端子電圧Ｖｉｓの減少スロープの傾き（変化率）をｍ４、図１３（ｂ）に示すスロープ補償信号の傾き（変化率）をｍ５としたとき、想定される最大の｜ｍ４｜に対し、ｍ５≧｜ｍ４｜を満たすようにスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎの傾きｍ５を決めている。その結果、図１２における時刻ｔ０でインダクタ電流がΔｉ０ずれた点から開始したと仮定した場合に、次のサイクルの電流が流れ始めるｔ１ではΔｉ１＜Δｉ０となり、ずれの大きさを徐々に小さくすることができ、サブハーモニック発振を抑制することが可能となる。
【００３２】
図１４は、フィードバック端子ＦＢの端子電圧（ＦＢ電圧）が変化した場合の、スイッチング電源装置の発振周期Ｔ、オン期間Ｔｏｎ、及びデューティ比ＤＴの変化を示す図である。
【００３３】
スイッチング制御用のＩＣ回路１０の発振器２１では、図１４（ａ）に示すように、ＦＢ電圧が１．０Ｖ以下では、その発振周期ＴはＦＢ電圧に反比例して変化する。図１４（ｃ）のデューティ比ＤＴは、同図（ｂ）のオン期間Ｔｏｎを同図（ａ）の発振周期Ｔで割った大きさを示している。
【００３４】
図１４（ｂ）のオン期間Ｔｏｎは複雑なカーブを描いて変化するが、ここでは５つの領域に分けて現象を説明する。これらはＦＢ電圧の減少により発振器２１のバイアス電流が減少し、発振周期Ｔが長くなること、及びＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが変化することに起因している。
【００３５】
Ａの領域はＦＢ電圧が１．０Ｖ以上の領域であって、ここでは発振周期Ｔは一定であるが、ＦＢ電圧が変化することによりＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが変化するために、オン期間Ｔｏｎが変化する。
【００３６】
Ｂの領域では、ＦＢ電圧が１．０Ｖより小さくなってオン期間Ｔｏｎは長くなる。ここで、Ｂの領域で起きている現象の詳細について、図１５に基づいて説明する。
【００３７】
図１５は、Ｂの領域でＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルとスロープ補償回路２２の出力の関係を示している。図１５（ａ）はＢの領域でのＦＢ電圧Ｖｆｂであり、同図（ｂ）はＦＢ電圧Ｖｆｂが微小量ΔＶｆｂだけ減少した場合を示す。
【００３８】
スロープ補償回路２２の出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔは、コンデンサＣ４の電圧に起因する電圧Ｖｓｌ＃ｉｎと、パワートランジスタＰＴに流れる電流を電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳで検出した電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓとによって規定される。図１５（ｂ）に示すように、ＦＢ電圧Ｖｆｂが微小量ΔＶｆｂだけ減少した場合、コンデンサＣ４に充電されるバイアス電流が減少することから、電圧Ｖｓｌ＿ｏｕｔの傾きは小さくなる。電圧Ｖｉｓの傾きは、スイッチング電源の一次側の入力電圧と一次側コイルのインダクタンスによって決まるので、一定である。このときＦＢ電圧Ｖｆｂの変化に伴い、ＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルもＶ１からＶ２に変化するが、Ｖ１とＶ２との差は、スロープ補償回路２２による補正量の変化に比べて小さく、その影響は少ない。したがって、図１５（ｂ）の場合のオン期間Ｔｏｎ２は、Ｖｓｌ＿ｉｎの傾きが小さくなった分だけ、図１５（ａ）の場合のオン期間Ｔｏｎ１より長くなる。
【００３９】
Ｃの領域では、ＦＢ電圧Ｖｆｂがさらに小さくなりＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルがゼロ電圧に近づく。そのために、パワートランジスタＰＴがオンしてすぐに電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓがこのスレッシュレベルを超えるようになり、ＦＢ電圧Ｖｆｂがさらに減少するとともにオン期間Ｔｏｎが短くなり、最終的にはパルスブランキング時間に落ち着く。
【００４０】
Ｄの領域のオン期間Ｔｏｎはパルスブランキング時間に一致している。また、Ｅの領域では、スイッチング制御用のＩＣ回路１０に内蔵されている出力を停止するスレッシュ電圧までＦＢ電圧Ｖｆｂが落ちた場合である。
【００４１】
【発明が解決しようとする課題】
ここで問題になるのは、ＢとＣの領域にまたがるオン期間Ｔｏｎの凸状のピークである。この領域ＢではＦＢ電圧Ｖｆｂが減少しているにもかかわらず、オン期間Ｔｏｎが長くなる（Ｔｏｎ２＞Ｔｏｎ１）逆転現象が起きていることである。
【００４２】
すなわち、ＦＢ電圧Ｖｆｂが小さいほど発振周期Ｔが長くなるので、オン期間Ｔｏｎの逆転減少に比べると若干緩和されるけれども、デューティ比ＤＴのピークもまた依然として残ることになる。この結果、ＦＢ電圧Ｖｆｂが減少しているにもかかわらず、デューティ比ＤＴが大きくなる逆転現象が起きてしまう。
【００４３】
このように従来のスイッチング電源装置では、スロープ補償電圧の変化率をｍ５≧｜ｍ４｜を満たすように決めて、サブハーモニック発振を抑制するようにしていたために、本来であれば出力電圧Ｖｏｕｔが安定するのに必要なデューティよりも実際のデューティが大きくなって、出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなりすぎるなど電流モード制御における出力電圧が不安定となるという問題があった。
【００４４】
この発明の目的は、スイッチング素子をオンオフ制御するパルス信号を生成する際に、スイッチオン期間の中間時点で立ち上がるようにスロープ補償信号を生成することにより、発振周波数の変化とスロープ補償を同時に働かせないようにしたスイッチング電源装置を提供することにある。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、５０％を越えたオンデューティにより電流モード制御を行うためのパルス信号のサブハーモニック発振を抑制するようにしたスイッチング電源装置が提供される。このスイッチング電源装置は、変圧器と、前記変圧器の二次側の出力電圧を検出する電圧検出回路と、前記変圧器の一次側に流れる電流をオンオフ制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチオン期間に前記スイッチ素子に流れる電流量を電圧変換して検出する電流検出回路と、前記電圧検出回路の出力電圧に応じた周波数で前記スイッチング素子を制御するためのパルス信号を生成する発振回路と、前記電流検出回路と前記電圧検出回路によりそれぞれ検出された電圧信号に基づいて前記パルス信号のオンデューティを決定する演算回路と、前記パルス信号のスイッチオン期間の中間時点で所定の傾斜をもって立ち上がる三角波によって、前記演算回路にフィードバックされる電圧信号の変化率を補償する補償回路と、から構成される。
【００４６】
この発明のスイッチング電源装置では、パルス信号のスイッチオン期間の中間時点で所定の傾斜をもって立ち上がる三角波によりスロープ補償を行って、発振周波数の変化とスロープ補償を同時に作用させないようにしている。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
（実施の形態１）
図１は、この発明のスイッチング電源装置の要部構成を示す回路図である。
【００４８】
ここでは、電流モード制御を行うスイッチング電源装置の全体構成については、すでに図７において説明したものと同じであり、また、スイッチング制御用のＩＣ回路１０の構成についても、すでに図８において説明したとおりであって、それらの説明は省略する。
【００４９】
図１には、図８に対応する発振器２１とスロープ補償回路２２の詳細構成を示している。また、図２は、この発明のスロープ補償回路２２における入力信号波形と出力信号波形を示すタイミング図である。
【００５０】
図１において、発振器２１の構成、動作については、従来の図９で説明した通りであり、従来のものと異なるのは、スロープ補償回路２２の構成、及び動作であって、以下では、従来のものと異なる点を中心に説明する。
【００５１】
実施の形態１のスロープ補償回路２２では、従来のボルテージフォロワとして使用されていた演算増幅器ａｍｐ１に代えて、所定の電圧オフセットを持った非反転増幅回路ａｍｐ０が用いられる。非反転増幅回路ａｍｐ０の＋入力は、発振器２１のコンデンサＣ４に接続され、パルス信号のスイッチオン期間の中間時点で所定の傾斜でもって立ち上がるような三角波信号となるスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎ１を生成して、ＰＷＭコンパレータ２４にフィードバックされる電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１の変化率を補償するものである。この非反転増幅回路ａｍｐ０は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の直列回路を介して電流検出端子ＩＳと接続され、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点から出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１が得られるものである。
【００５２】
ここで、定電圧源３７は非反転増幅回路ａｍｐ０のオフセット電圧値を決める電源である。
図２（ａ）は、電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓを示しており、基準電源３７と接続された演算増幅回路ａｍｐ０により、図２（ｂ）に示すようにオン期間の途中からスロープ補償をかけることができる。ここでは、基本的に正負の両電源を前提とするが、演算増幅器ａｍｐ０は負電源を持たないので、負電圧は出力されない。また、スロープ補償回路２２からの出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１は、図２（ｃ）に示すように、電流検出端子ＩＳの端子電圧Ｖｉｓに対して、制御パルスのオン期間Ｔｏｎの中間時点で立ち上がる三角波としてスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎ１が重畳された波形となる。
【００５３】
なお、この場合、出力電圧信号Ｖｓｌ＃ｏｕｔ１の大きさは、
【００５４】
ここで、前述の図１３に示す端子電圧Ｖｉｓの減少スロープの傾きｍ４に対して、スロープ補償信号Ｖｓｌ＃ｉｎ１が次式の関係を満たすように設定されていれば、スイッチング電源装置におけるサブハーモニック発振を抑制することができる。
【００５５】
Ｖｓｌ＿ｉｎ１・Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）≧｜ｍ４｜ …（２）
図３は、上記（２）式で示されるサブハーモニック発振の収束条件を説明するための図である。
【００５６】
図３において、Ｘ軸は時間（ｔ）を示し、Ｙ軸はインダクタ電流の大きさを示している。直線ｐ及びｐｐはインダクタ電流の上昇スロープに対応しており、直線ｑはＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルに対応する。また、直線ｒはインダクタ電流の下降スロープに対応しており、電流モード制御におけるスイッチング信号が全負荷領域で安定動作を確保するための条件は、インダクタ電流のずれ量Δｙについて、Δｙ１＜Δｙ０となることである。
【００５７】
いま、直線ｐ、直線ｐｐ、直線ｑ、直線ｒを次のように定義する。
ｐ：Ｙ＝ｍ３Ｘ＋ｙ０
ｐｐ：Ｙ＝（ｍ３＋ｍ５）Ｘ＋ｙ０−ａ
ｑ：Ｙ＝ｙ１
ｒ：Ｙ＝−ｍ４Ｘ＋ｙ２
ここで、直線ｐｐと直線ｑとの交点座標を求めて、その座標値を直線ｒに代入することで、直線ｒのＹ切片の値ｙ２（ｙ０）が次のように計算できる。
【００５８】
【００５９】
【００６０】
Δｙ０≧Δｙ０・ｍ４／（ｍ３＋ｍ５） …（５）
この（５）式は、さらにｍ３＋ｍ５≧ｍ４と書き換えることができる。したがって、ｍ５≧ｍ４がスイッチング電源装置におけるサブハーモニック発振を抑制するためのスロープ補償信号Ｖｓｌ＃ｉｎ１の傾き（変化率）ｍ５の十分条件であり、サブハーモニック発振を抑制するためには、上述した（２）式が必要となることがわかる。
（実施の形態２）
つぎに、この発明に係わる別の実施の形態２について説明する。
【００６１】
図４は、実施の形態２のスイッチング電源装置を構成する発振器２１とスロープ補償回路２２を示す回路図である。
図４に示すＩＣ回路１０のスロープ補償回路２２は、図１で説明したスロープ補償回路を構成する非反転増幅回路ａｍｐ０と、その出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｉｎ１の出力端子に抵抗Ｒ４を介して接続された２段の反転増幅器ａｍｐ２，３、及び抵抗Ｒ６〜Ｒ８とから構成されている。ここでは、後段の反転増幅器ａｍｐ３から出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２が出力される。
【００６２】
このスロープ補償回路２２の出力電圧信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２の大きさは、
Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２＝（Ｖｓｌ＿ｉｎ１・Ｒ６／Ｒ４＋Ｖｉｓ・Ｒ６／Ｒ５）×Ｒ８／Ｒ７…（６）
で与えられ、前述したインダクタ電流の減少スロープの変化率ｍ４に対してＲ８＝Ｒ７とすれば、次の（７）式の関係を満たせばサブハーモニック発振を抑制することができる。
【００６３】
Ｖｓｌ＿ｉｎ１・Ｒ６／Ｒ４≧｜ｍ４｜ …（７）
なお、Ｒ４＝Ｒ５＝Ｒ６であれば、スロープ補償信号の大きさを示す（６）式は、
Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２＝Ｖｓｌ＿ｉｎ１＋Ｖｉｓ …（８）
となり、スロープ補償回路２２は単純な加算回路となる。
【００６４】
図５には、このようなスロープ補償回路２２を用いたスイッチング電源装置における発振周期Ｔ、オン期間Ｔｏｎ、デューティ比ＤＴの変化の様子を示す。図５（ｂ）のＡ２の領域はスロープ補償が効いている領域である。ここで、細線はスロープ補償が効いてない場合を想定したオン期間の変化であり、細線と太線の差分がこの発明のスロープ補償回路２２を用いた場合の効果を示している。
【００６５】
フィードバック端子ＦＢの端子電圧（ＦＢ電圧）が大きいほどＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが高くなって、オン期間Ｔｏｎが長くなる方向へ作用するから、このまま延長するならば図５の細線に示す状態でオン期間Ｔｏｎが増加する。しかし、スロープ補償信号がオン期間Ｔｏｎを短くする方向に作用するため、太線にあるようにスロープ補償が効いている分、オン期間Ｔｏｎが短くなる。
【００６６】
Ａ１及びＢ／Ｃの領域のオン期間の変化は、Ｖｓｌ＿ｉｎの寄与がないため単にＦＢ電圧Ｖｆｂの変化によりＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルが変化することにのみ起因しており、したがってオン期間の変化も単調なものとなっている。Ｄの領域では図１４の場合と同様に、オン期間Ｔｏｎはパルスブランキング時間に一致している。Ｅの領域では、スイッチング制御用のＩＣ回路１０に内蔵されている出力を停止するスレッシュ電圧までＦＢ電圧Ｖｆｂが落ちた場合である。
【００６７】
図５（ｃ）のデューティ比ＤＴは、図５（ｂ）のオン期間Ｔｏｎを図５（ａ）の発振周期Ｔで割ったものである。この図からわかるように、ＦＢ電圧Ｖｆｂの変化に対してデューティ比ＤＴは単調に変化しており、従来装置に見られた逆転現象はなくなった。
【００６８】
以上、実施の形態１、２のスイッチング電源装置では、軽負荷で出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック信号であるＦＢ電圧が低いときに発振周波数が低下する場合において、発振周波数が変化するよりも高いＦＢ電圧のときだけ電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳにより検出された電圧信号Ｖｉｓに対してスロープ補償を効かせることにより、発振周波数の変化とスロープ補償を同時に働かせないようにして、ＦＢ電圧が変化したときのオン期間の逆転現象を防ぐことができる。
（実施の形態３）
さて、上述した実施の形態１，２におけるスロープ補償回路２２の出力信号Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１、Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２は、いずれもＰＷＭコンパレータ２４の非反転入力端子に電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳにより検出された電圧信号Ｖｉｓにスロープ補償信号Ｖｓｌ＃ｉｎを重畳するものであった。しかし、ＰＷＭコンパレータ２４の反転入力端子に、電圧検出回路１２からの出力電圧に応じたフィードバック信号のＦＢ電圧Ｖｆｂとスロープ補償回路２２のスロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎとを重畳した信号を供給し、ＰＷＭコンパレータ２４の非反転入力端子には電流検出抵抗Ｒ＿ＩＳにより検出された電圧信号をそのまま供給した場合でも、デューティ比５０％以上の場合に発生するサブハーモニック発振を抑制することができる。
【００６９】
図６は、サブハーモニック発振の収束条件を説明するための図である。
図６において、Ｘ軸は時間（ｔ）を示し、Ｙ軸はインダクタ電流の大きさを示している。直線ｐはインダクタ電流の上昇スロープに対応しており、直線ｑｑはＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルに対応する。また、直線ｒはインダクタ電流の下降スロープに対応しており、電流モード制御におけるスイッチング信号が全負荷領域で安定動作を確保するための条件は、インダクタ電流のずれ量Δｙに関して、Δｙ１＜Δｙ０となることである。
いま、直線ｐ、直線ｑｑ、直線ｒを次のように定義する。
【００７０】
ｐ：Ｙ＝ｍ３Ｘ＋ｙ０
ｑｑ：Ｙ＝−ｍ６Ｘ＋ｙ１
ｒ：Ｙ＝−ｍ４Ｘ＋ｙ２
ここで、直線ｐと直線ｑｑとの交点座標を求めて、その座標値を直線ｒに代入することで、直線ｒのＹ切片の値ｙ２（ｙ０）が次のように計算できる。
【００７１】
【００７２】
【００７３】
Δｙ０≧Δｙ０（ｍ４−ｍ６）／（ｍ３＋ｍ６） …（１１）
この（１１）式はｍ３＋２×ｍ６≧ｍ４であるから、スイッチング電源装置におけるサブハーモニック発振を抑制するための収束条件は、スロープ補償信号Ｖｓｌ＿ｉｎの傾き（変化率）ｍ６について、２×ｍ６≧ｍ４が必要となる。
【００７４】
このように、実施の形態３のスイッチング電源装置では、軽負荷で出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック信号であるＦＢ電圧が低いときに発振周波数が低下する場合において、発振周波数が変化するよりも高いＦＢ電圧のときだけＰＷＭコンパレータ２４のスレッシュレベルにスロープ補償を効かせることにより、発振周波数の変化とスロープ補償を同時に働かせないようにして、ＦＢ電圧が変化したときのオン期間の逆転現象を防ぐことができる。
【００７５】
【発明の効果】
以上に説明したように、この発明によるスイッチング電源装置は、デューティ比５０％以上の場合に発生するサブハーモニック発振を抑えるスロープ補償機能を持ち、軽負荷時に発振周波数を低下させることによりスイッチ素子のゲートに充放電する電力を削減することで、軽負荷時の低消費電力化を実現し、全負荷領域で安定した出力電圧をもつ電流モード制御を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の要部構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態１におけるスイッチング電源装置の動作信号波形を示す図である。
【図３】実施の形態１におけるサブハーモニック発振の収束条件を説明するための図である。
【図４】この発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置を構成する発振器とスロープ補償回路を示す回路図である。
【図５】実施の形態１及び２のスイッチング電源装置における発振周期Ｔ、オン期間Ｔｏｎ、デューティ比ＤＴの変化の様子を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態３におけるサブハーモニック発振の収束条件を説明するための図である。
【図７】電流モード制御を行うスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。
【図８】ＩＣ回路の一例を示すブロック図である。
【図９】従来の発振器とスロープ補償回路の詳細構成を示すブロック図である。
【図１０】スイッチング電源装置における電流モード制御動作の一例を示すタイミングチャートである。
【図１１】フィードバック端子ＦＢの端子電圧（ＦＢ電圧）に対する発振周波数の変化を示すグラフである。
【図１２】サブハーモニック発振の発生メカニズムを説明するための図である。
【図１３】従来のスロープ補償回路における入力信号波形と出力信号波形を示すタイミング図である。
【図１４】スイッチング電源装置の発振周期Ｔ、オン期間Ｔｏｎ、及びデューティ比ＤＴの変化を示す図である。
【図１５】ＰＷＭコンパレータのスレッシュレベルとスロープ補償回路の出力の関係を示す図である。
【符号の説明】
１０ ＩＣ回路
１１ 負荷
１２ 電圧検出回路
２１ 発振器（発振回路）
２２ スロープ補償回路（補償回路）
２３ ドライブ回路
２４ ＰＷＭコンパレータ
２５ フリップフロップ
２６ パルスブランキング回路
２７ ＮＡＮＤゲート
２８ 基準電圧回路
３１ バイアス回路
３２，３３ 一対の定電流源
３４，３５，３７ 定電圧源（基準電源）
３６ フリップフロップ
Ｔ トランス（変圧器）
ＰＴ パワートランジスタ（スイッチング素子）
Ｒ＿ＩＳ 電流検出抵抗（電流検出回路）
ＢＤ ブリッジダイオード
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｃ４，Ｃ５ 一対のコンデンサ
ＦＢ フィードバック端子
ＧＮＤ グランド端子
ＩＳ 電流検出端子
ＯＵＴ 出力端子
ＰＣ フォトカプラ
Ｒ４〜Ｒ８ 抵抗
ＶＣＣ 電源端子
ｃｏｍｐ１，ｃｏｍｐ２ コンパレータ
ａｍｐ０ 非反転増幅回路
ａｍｐ１ 演算増幅器（ボルテージフォロワ）
ａｍｐ２，ａｍｐ３ 反転増幅器
Ｖｉｓ 電流検出端子ＩＳの端子電圧
Ｖｓｌ＿ｉｎ１ スロープ補償信号
Ｖｓｌ＿ｏｕｔ１，Ｖｓｌ＿ｏｕｔ２ 出力電圧信号
Claims (4)
- ５０％を越えたオンデューティにより電流モード制御を行うためのパルス信号のサブハーモニック発振を抑制するようにしたスイッチング電源装置において、
変圧器と、
前記変圧器の二次側の出力電圧を検出する電圧検出回路と、
前記変圧器の一次側に流れる電流をオンオフ制御するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチオン期間に前記スイッチ素子に流れる電流量を電圧変換して検出する電流検出回路と、
前記電圧検出回路の出力電圧に応じた周波数で前記スイッチング素子を制御するためのパルス信号を生成する発振回路と、
前記電流検出回路と前記電圧検出回路によりそれぞれ検出された電圧信号に基づいて前記パルス信号のオンデューティを決定する演算回路と、
前記パルス信号のスイッチオン期間の中間時点で所定の傾斜をもって立ち上がる三角波によって、前記演算回路にフィードバックされる電圧信号の変化率を補償する補償回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記発振回路は、前記パルス信号の最大デューティの上限値を規制する一対のコンデンサと一対の基準電源とを備え、前記電圧検出回路の出力電圧によって前記一対のコンデンサを交互に充電することにより所定の発振周波数の制御パルスを生成する電圧制御発振器であり、
前記補償回路はオフセット電圧を有する非反転増幅回路及び重み付き加算回路からなる
ことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 前記演算回路の一方入力端子には、前記電圧検出回路からの出力電圧に応じたフィードバック信号が供給され、前記演算回路の他方入力端子には、前記電流検出回路により検出された電圧信号と前記補償回路によるスロープ補償信号とを重畳した信号が供給されることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
- 前記演算回路の一方入力端子には、前記電圧検出回路からの出力電圧に応じたフィードバック信号と前記補償回路によるスロープ補償信号とを重畳した信号が供給され、前記演算回路の他方入力端子には、前記電流検出回路により検出された電圧信号が供給されることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
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