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Die
hier erläuterten Ausführungsformen der Erfindung
beziehen sich auf eine Strom-Gegenkopplungsschaltung für
eine stromgesteuerte Regelung, außerdem auf einen eine
derartige Schaltung verwendenden Gleichspannungswandler. Insbesondere bezieht
sich die Erfindung auf eine Strom-Gegenkopplungsschaltung, die in
der Lage ist, Strom nahezu proportional zu einem Induktivitäts-Strom
für eine stromgeführte Regelung zu detektieren,
oder im Stande ist, eine quadratische Funktion des Induktivitäts-Stroms
bei hoher Arbeitsgeschwindigkeit unter Verwendung einer einfachen
Schaltung zu bilden, und außerdem in der Lage ist, den
Einfluss von Schaltrauschen zu reduzieren. Außerdem soll
ein Gleichspannungswandler unter Verwendung einer solchen Schaltung
geschaffen werden.
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Stand der Technik
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1 zeigt
Ausgestaltungen einer herkömmlichen Strom-Gegenkopplungsschaltung
und eines Gleichspannungswandlers in Form eines Abwärtswandlers
(Buck-Wandler) unter Verwendung der Gegenkopplungsschaltung. Es
gibt zahlreiche Arten von Gleichspannungswandlern, so zum Beispiel
einen Abwärtswandler oder Tiefsetzsteller (Buck-Wandler),
einen Aufwärtswandler oder Hochsetzsteller (Boost-Wandler),
einen Hoch-/Tiefsetzsteller (Buck-/Boost-Wandler) und einen invertierenden
Wandler, wobei repräsentativ für diese Wandler der
in 1 gezeigte Gleichspannungswandler in Form eines
Tiefsetzstellers beschrieben werden soll.
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1 zeigt
eine Schaltung mit einem Eingangs-Spannungsquellenanschluss 1 (VIN);
einem Rückkopplungsspannungs-Eingangsanschluss 2 (FB-IN),
dem eine Rückkopplungsspannung zugeführt wird,
gewonnen durch Teilen der Ausgangsspannung Vout eines Ausgangsanschlusses
(AUSGANG), der über Widerstände R3 (17)
und R2 (18) an eine Last angeschlossen ist, um die Spannung Vout
an dem Ausgangsanschluss zu erfassen; dem Ausgangsanschluss (AUSGANG) 3 einer
Schaltung zum Steuern der Energieansammlung/-Freisetzung (im folgenden
wird diese Energieansammlung und Energiefreisetzung auch als "Laden"
bzw. "Entladen" bezeichnet) einer Induktivität L1 (15);
einem Masseanschluss (GND) 4 als zweitem Spannungsquellenanschluss;
einem Oszillator (OSZ) 5 zum Ausgeben von Taktsignalen;
einem Rampengenerator 6 zum Erzeugen eines Signals zum
Kompensieren einer Rampe; einem Fehlerverstarker 8 zum
Vergleichen der Rückkopplungsspannung mit einer Referenzspannung
VREF1 (7) und zum Ausgeben eines Fehlersignals Vr; einem
PWM-Vergleicher (Pulsweitenmodulations-Vergleicher) 9 zum
Vergleichen der Ausgangsspannung Vr des Fehlerverstärkers 8 zum Kompensieren
eines Rampensignals in Form der Summe des Ausgangssignals des Rampengenerators 8 und
des Ausgangssignals Vi einer Stromdetektorschaltung 11 und
zum Umwandeln/Ausgeben des Fehlersignals Vr in eine Impulsbreite;
einem Treiber (SW-Treiber) 10 zum Treiben einer Schalteinrichtung Q1
(13), der die Ladeperiode einer Induktivität L1 (15)
steuert; einer Stromdetektorschaltung 11 zum Detektieren/Ausgeben
eines zu dem Ladestrom (Induktivitäts-Strom) der Induktivität
L1 (13) proportionalen Signals in Form eines Spannungsabfalls
eines Detektorwiderstands R1 (12); einer Diode (D1) 14, die
einen Strompfad von der Induktivität L1 (15) zu
einer Last bildet, während die Schalteinrichtung Q1 (13)
sperrt; und einer Ausgangskapazität (Cout) 16. Im
vorliegenden Fall bilden der Stromdetektor 11 und der Stromdetektorwiderstand
R1 (12) eine Stromdetektoreinheit 30. Der Oszillator 5 und
der Rampengenerator 6 bilden eine Säge zahngeneratorschaltung (auch
einfach als Sägezahngenerator bezeichnet) 40;
der Fehlerverstärker 8, die Referenzspannung VREF1
(7), der PWM-Vergleicher 9 und die Widerstände
R3 (17) und R2 (18) bilden eine Rückkopplungseinheit
(FB-Einheit; Feedback-Einheit) 100; und der SW-Treiber
(Schaltertreiber) 10, die Schalteinrichtung Q1 (13),
die Induktivität L1 (15) und die Diode D1 (14)
sowie die Ausgangskapazität Cout 16 bilden eine
Ausgangssignal-Erzeugungseinheit 200. Damit bilden die
Stromdetektoreinheit 30 und die Sägezahngeneratorschaltung 40 eine
Strom-Gegenkopplungsschaltung 50.
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1 zeigt
einen Gleichstrom-Abwärtswandler oder Tiefsetzsteller,
an den eine stromgeregelte Schaltung angeschlossen ist. 2 zeigt
die Betriebswellenform jeder Einheit. Wie in 2 dargestellt
ist, fließt, wenn die Schalteinrichtung Q1 (13) eingeschaltet
(geöffnet) ist, Strom von einer in 1 nicht
dargestellten Spannungsquelle über den VIN-Anschluss 1 und
die Schalteinrichtung Q1 (13) zu der Induktivität
L1 (15). Wenn die Schalteinrichtung Q1 (13) sperrt,
wird in der Induktivität L1 (15) gespeicherte
Energie über die Diode D1 (14) zu einer Last hin
freigegeben. Aus diesem Grund wird der Strom der Induktivität
L1 (15) zu dem in 2 dargestellten
Strom L1 (6). Dieser Zustand bedeutet, dass der Strom der
Induktivität L1 (15) kontinuierlich fließt. Wenn
die Last abnimmt, wird der Strom der Induktivität L1 (15)
intermittierend. Zur Vereinfachung der Beschreibung des Betriebs
der Schalteinrichtung Q1 (13) soll bei diesem Beispiel
der Betrieb unter der Annahme erläutert werden, dass der
Strom der Induktivität L1 (15) kontinuierlich
fließt.
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Die
Schalteinrichtung Q1 (13) wird von dem PWM-Vergleicher 9,
der ihr Gate über den SW-Treiber 10 auf hohes/niedriges
Potential bringt, ein-/ausgeschaltet. Der PWM-Vergleicher 9 vergleicht
zwei Eingangsspannungen, das heißt, die in 1 dargestellte
Spannung Vr und das Signal Vslop welches gewonnen wird durch Addieren
des Ausgangssignals des Rampengenerators 6 auf die Spannung
Vi, wobei das Schalten der Schalteinrichtung in der Weise erfolgt,
dass die Schalteinrichtung Q1 (13) in einem Zustand eingeschaltet
wer den kann, in welchem der Wert von Vr (1) in 2 größer
ist als das zunehmende Rampensignal Vslop (2) (t1–t2
in 2). Wenn Vslop (2) dem Wert Vr (1)
gleicht (das heißt bei t2 in 2), kehrt
sich das Ausgangssignal des PWM-Vergleichers 9 um, und
die Schalteinrichtung Q1 (13) wird ausgeschaltet. Der Wert
Vi ist proportional zum Strom der Induktivität L1 (15)
während der Einschaltphase der Schalteinrichtung Q1 (13),
der Wert von Vi wird gewonnen durch Messen der Spannung des Stromdetektorwiderstands
R1 (12) unter Verwendung der Stromdetektorschaltung 11.
Dieser Stromdetektor 11 ist grundsätzlich eine
Schaltung unter Verwendung eines Operationsverstärkers,
wie er häufig für eine Strommessung auf der spannungsführenden
Seite eingesetzt wird (vgl. zum Beispiel die Patentschrift 1). Der
Wert Vr ist das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 8 und
nimmt die in 2 dargestellte Wellenform an.
Das Ausgangssignal Vr des Fehlerverstärkers 8 wird
dadurch erhalten, dass die Differenzspannung zwischen der Referenzspannung 7 und
einer Spannung (der Spannung am VB-IN-Anschluss 2) verstärkt
wird, welche gewonnen wird durch Dividieren der Ausgangsspannung
Vout mit Hilfe der Teilerwiderstände R3 (17) und
R2 (18). Wenn in 1 die Ausgangsspannung
Vout kleiner als eine spezifizierte Spannung ist, wird das Ausgangssignal
des Fehlerverstärkers 8 hoch (je größer die
Differenz zwischen der Ausgangsspannung Vout und einer voreingestellten
Spannung ist, desto höher wird das Signal des Fehlerverstärkers 8),
und wenn hingegen das Ausgangssignal Vout größer
als eine spezifizierte Spannung ist, wird das Ausgangssignal des
Fehlerverstärkers 8 niedrig. Die Ausgangsspannung
dieses Fehlerverstärkers 8 nimmt gemäß der Darstellung
in 2 zu/ab. Wenn Vr niedrig ist, bewegt sich t2 nach
t1 hin, und wenn Vr hoch ist, bewegt sich t2 in Richtung t3. Durch
diesen Bewegungsvorgang variiert das Tastverhältnis während der
Einschaltphase der Schalteinrichtung Q1 (13). Wenn die
Einschaltphase lang ist, nimmt die Ausgangsspannung zu, ist die
Einschaltphase kurz, nimmt die Ausgangsspannung ab. Durch diese
Funktion lässt sich die Ausgangsspannung Vout auf folgenden
Wert stabilisieren: Vout = VREF1·(1
+ R3/R2) (1) (in
der obigen Gleichung handelt es sich bei VREF1 um die Referenzspannung 7).
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Obschon
die Sägezahnwellenform durch Überlagern der Ausgangsspannung
des Rampengenerators 6 mit Vi (3) erreicht wird,
wird dies durch Zusammensetzen (Addieren) des Ausgangssignals des Rampengenerators 6 mit
dem Ausgangssignal der Stromdetektorschaltung 11 erreicht.
Dies deshalb, weil eine Funktion der sogenannten Rampenkompensation
realisiert wird. Wird die stromgeführte Regelung in einem
Zustand angewendet, in welchem das Tastverhältnis während
der Einschaltphase des Schalters Q1 (13) 50% oder mehr
beträgt, kommt es manchmal zu sub-harmonischen Schwingungen. Diese
Rampenkompensation wird deshalb hinzugefügt, um zu vermeiden,
dass der Betrieb instabil wird.
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Die
sub-harmonische Schwingung und die Rampenkompensation werden im
folgenden erläutert. Wenn sich der Gleichspannungswandler
zunächst in einem stabilen oder Gleichgewichtszustand befindet,
so ist die Zunahme des L1-Stroms (6) während der
Zeit t1 bis t2 der gleiche wie der Betrag der Abnahme des L1-Stroms
(6) während der Zeit t2 bis t3. In diesem Fall
bedeutet der Umstand, dass das Tastverhältnis 50% und mehr
beträgt, dass die Neigung (Anstiegsverhältnis
m1) des L1-Stroms (6) während der Zeit t1 bis
t2 geringer ist als der Absolutwert (m2) der Neigung (Abnahmeverhältnis
-m2) des L1-Stroms (6) während der Zeit t2 bis
t3 (m1 < m2). Es
soll hier der Fall betrachtet werden, dass die Stärke des
L1-Stroms (6) im Zeitpunkt t3 etwas gegenüber
dem Wert des L1-Stroms (6) zum Zeitpunkt t1 abweicht. Der
Wert des L1-Stroms (6) bei t3 wird zu dem Wert des L1-Stroms
(6) bei t1 in einem nachfolgenden Zyklus. Wenn allerdings
in diesem Fall m1 < m2,
nimmt die Abweichung des L1-Stroms (6) bei t1 zu (vgl.
beispielsweise Patentschrift 2). Hierbei handelt es sich um die
sogenannte sub-harmonische Schwingung. Wenn hingegen m1 > m2, nimmt die Abweichung
des L1-Stroms (6) bei jedem Zyklus ab. Deshalb lässt
sich die sub-harmonische Schwingung unterdrücken. Um die
wesentliche Be ziehung m1 < m2
umzukehren, wird das Ausgangssignal des Rampengenerators (6)
(Steigung: m3) auf das Ausgangssignal Vi der Stromdetektorschaltung 11 (Steigung: m1)
addiert, damit m1 + m3 > m2.
Eine solche Unterdrückung sub-harmonischer Schwingungen
wird als Rampen- oder Anstiegskompensation (slope compensation)
bezeichnet.
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Obschon
eine derartige Zusatzfunktion notwendig ist, ist die stromgeführte
Regelung mehr als dies und wurde in jüngerer Zeit zu einer
unverzichtbaren Technik. Insbesondere weil die Steuerschleife des
Gleichspannungswandlers eine Gegenkopplungsschleife bildet, ist
es zu deren stabiler Regelung notwendig, eine Phasenredundanz zu
gewährleisten und das Auftreten einer sub-harmonischen
Schwingung zu verhindern. Im allgemeinen ist es schwierig, das Problem
der Schwingung zu lösen, bedingt durch die Phasendrehung
durch die Gegenkopplung nur einer Spannungskomponente. Die Offenschleifen-Übertragungsfunktion
L(s) der in 1 gezeigten Schaltung lässt
sich darstellen als das Produkt jeder Übertragungsfunktion
des in 3 dargestellten Blockdiagramms wie folgt: L(s) = H(s)·G1(s)·G2(s) (2)
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In
dem in 3 dargestellten Blockdiagramm kennzeichnen die
Blöcke 6, 70 und 80 die Übertragungsfunktionen
H(s), G1(s) und G2(s) der Gleichung 2.
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Durch
Verwenden eines zu dem Strom der Induktivität L1 (15)
proportionalen Signals für eine in den PWM-Vergleicher 9 einzugebenden
Rampenwellenform wird eine Phasenvoreilkomponente eingeführt,
und man kann die Phasenredundanz garantieren. Aus diesem Grund wird
in großem Umfang von der stromgesteuerten Regelung Gebrauch
gemacht.
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Das
erste Problem bei der Ausgestaltung der herkömmlichen Strom-Gegenkopplungsschaltung und
des eine solche Schaltung nach 1 verwenden den
Gleichspannungswandlers steht in Verbindung mit dem Messen des auf
der Hochpotentialseite fließenden Stroms durch die Stromdetektorschaltung 11.
Da der Stromdetektorwiderstand R1 (12) sich zwischen dem
Eingangs-Versorgungsanschluss VIN1 und der Schalteinrichtung Q1
(13) befindet, entsteht bekanntlich durch das Einschalten
des Schalters Q1 (13) Rauschen im Stromdetektorsignal. 4 veranschaulicht
Wellenformen, nach denen das Ein-/Ausschalten des Schalters Q1 (13)
zu Rauschen führt. Wie in der aktuellen oder Ist-Ausgangswellenform
(5) des Stromdetektors 11 nach 4 dargestellt
ist, ist der Ausgangswellenform entsprechend dem Ein-/Ausschalten
des Schalters Q1 (13) Rauschen überlagert. Diese
Situation führt zu Fehlfunktionen des PWM-Vergleichers 9.
Aus diesem Grund wird entsprechend dem in 4 gezeigten
Maskensignal (6) Rauschen, das der Einschaltphase des Schalters Q1
(13) überlagert ist, an einem Eintreten in den PWM-Vergleicher 9 mit
Hilfe eines Maskensignals verhindert. Ist allerdings die Zeitspanne,
in welcher Rauschen auftritt, lang, so hat der genannte Vorgang abträglichen
Einfluss auf den Regelvorgang. Deshalb lässt sich in manchen
Fällen das Maskensignal-Verfahren nicht für moderne
Gleichspannungswandler verwenden, die mit einer hohen Taktfrequenz
arbeiten, das heißt einer Taktfrequenz von 1 MHz oder darüber.
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Das
zweite Problem des Aufbaus der herkömmlichen Strom-Gegenkopplungsschaltung
und des diese Schaltung nach 1 verwendenden Gleichspannungswandlers
besteht darin, dass ein Stromdetektor 11 mit großer
Flankensteilheit (SR) erforderlich ist, weil bei Zunahme der Taktfrequenz
die Betriebsfrequenz des Stromdetektors 11 ebenfalls zunimmt.
Beträgt die Taktfrequenz 1 MHz oder mehr, so ist es zur
Erzielung einer exakt zu dem Strom der Spule S1 (15) proportionalen
Ausgangswellenform notwendig, mit einer so guten Flankensteilheit
SR arbeiten zu können, die mehrere 10 V/μs bis
100 V/μs oder darüber beträgt, was wiederum
zu einer Zunahme des elektrischen Stromverbrauchs und einer Zunahme
der Abstufung des Umwandlungswirkungsgrads elektrischer Leistung
führt.
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Wie
oben angesprochen, zeigt die Patentschrift 1 einen Gleichspannungswandler
zum Detektieren von Strom durch die Kombination eines Detektorwiderstands
und eines Operationsverstärkers, die beide auf der Hochpotentialseite
angeordnet sind.
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Die
Patentschrift 2 zeigt ebenfalls eine Schalt-Stromversorgungseinrichtung,
in der die sub-harmonische Schwingung eines Impulssignals unterdrückt
wird.
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Patentschrift
3 zeigt außerdem einen Gleichspannungswandler zum Umwandeln
der Spannung eines auf der Hochpotentialseite vorgesehenen Detektorwiderstands
in Strom und anschließendes Zurückwandeln in eine
Spannung.
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Obschon
die Patentschrift 1 eine Technik zum Detektieren von Strom über
die Kombination aus einem Detektorwiderstand und einem Operationsverstärker
auf der Hochpotentialseite offenbart, entspricht diese Technik dem
Stand der Technik, der in dieser Patentbeschreibung angegeben ist
und eignet sich nicht für die Lösung der oben
angesprochenen Probleme im Stand der Technik. Wenngleich die Patentschrift
2 eine Technik zum Unterdrücken der sub-harmonischen Schwingung
eines Impulsignals zeigt, zeigt sie nicht, wie das Problem der Flankensteilheit
SR und das Problem des Schaltrauschens zu Ibsen wäre. Da
die Patentschrift 3 von einem Operationsverstärker 34 (34 ist
das Bezugszeichen in der Patentschrift 3) Gebrauch macht, bleibt
das Flankensteilheitsproblem ebenso ungelöst wie das Problem
des Schaltrauschens.
- Patentschrift 1: japanische Patent-Offenlegungsschrift Nr.
2006-345628 (1 und 2)
- Patentschrift 2: japanische
Patentveröffentlichung Nr. 2004-40856 (3,
Absätze 0055–0060)
- Patentschrift 3: japanische
Patent-Offenlegungsschrift Nr. 2001-245469 (1 und 2,
Absätze 0014–0016)
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Offenbarung der Erfindung
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung detektiert eine Strom-Gegenkopplungsschaltung
gemäß der Erfindung einen Strom, der proportional
ist zu dem Strom während der Ladezeitspanne der Induktivität,
und zwar mit Hilfe einer Stromspiegelschaltung, und sie erzeugt
eine Sägezahnwellenform, indem der Ausgangsstrom der Stromspiegelschaltung
auf den Ladestrom einer Sägezahngeneratorschaltung addiert
wird. Aus diesem Grund lässt sich die Geschwindigkeit der
Strom-Gegenkopplungsschaltung durch eine einfache Schaltung verbessern,
der Einfluss des Schaltrauschens der Schalteinrichtung lässt
sich vermindern, ohne dass spezielle Zusatzschaltungen erforderlich
sind, und die Fertigungskosten eines IC lassen sich vermindern.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung verwendet ein Gleichspannungswandler die oben
beschriebene Strom-Gegenkopplungsschaltung gemäß der Erfindung.
Der Gleichspannungswandler enthält eine Stromspiegelschaltung,
die einen Strom nahezu proportional zu dem Induktivitäts-Strom
während der Ladezeitspanne einer Induktivität
oder einen Strom detektiert, bei dem es sich um eine quadratische
Funktion des Induktivitäts-Stroms während der
Ladezeitspanne einer Induktivität handelt, um den Strom
an eine Sägezahngeneratorschaltung zu geben. Der Gleichspannungswandler
erzeugt eine Sägezahnwellenform, indem er den Ausgangsstrom
der Stromspiegelschaltung auf den Ladestrom der Sägezahngeneratorschaltung
addiert. Deshalb kann der Gleichspannungswandler einen Strom erzeugen/ausgeben,
der nahezu proportional ist zu einem Induktivitäts-Strom,
um eine stromgesteuerte Regelung nach hoher Geschwindigkeit auszuführen,
oder er kann Strom erzeugen/ausgeben, bei dem es sich um eine quadratische
Funktion des Ladestroms während der Ladephase einer Induktivität
handelt, wobei dies durch eine einfache Schaltung erreichbar ist. Gleichzeitig
kann der Gleichspannungswandler den Einfluss des Schaltrauschens
der Schalteinrichtung vermindern, ohne dass dazu spezielle zusätzli che Schaltungen
erforderlich wären. Außerdem lassen sich die Fertigungskosten
vermindern.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 zeigt
einen beispielhaften Aufbau der herkömmlichen Strom-Gegenkopplungsschaltung und
eines diese Schaltung verwendenden Tiefsetz-Gleichspannungswandlers.
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2 veranschaulicht
die Betriebswellenform jeder in 1 dargestellten
Einheit.
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3 zeigt
ein Blockdiagramm, welches die Offenschleifen-Übertragungsfunktion
(s) der in 1 gezeigten Schaltung erläutert.
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4 zeigt
Wellenformen, gemäß denen von der in 1 dargestellten
Schaltungseinrichtung erzeugtes Rauschen maskiert wird.
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5 zeigt
die erste bevorzugte Ausführungsform einer Strom-Gegenkopplungsschaltung und
eines Gleichspannungswandlers mit einer solchen Schaltung gemäß der
bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
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6 zeigt
eine zweite bevorzugte Ausführungsform einer Strom-Gegenkopplungsschaltung und
eines Gleichspannungswandlers unter Verwendung dieser Schaltung
gemäß der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung.
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7 zeigt
eine dritte bevorzugte Ausführungsform einer Strom-Gegenkopplungsschaltung und
eines diese Schaltung verwendenden Gleichspannungswandlers gemäß der
bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
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8 veranschaulicht
die Betriebswellenform jeder der in 5 dargestellten
Einheiten.
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9 zeigt
eine vierte bevorzugte Ausführungsform einer Strom-Gegenkopplungsschaltung und
eines diese Schaltung verwendenden Gleichspannungswandlers gemäß der
bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
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Beschreibung der bevorzugten
Ausführungsformen
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Im
folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung
anhand der Zeichnungen näher erläutert.
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[Erste Ausführungsform]
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5 zeigt
die erste bevorzugte Ausführungsform einer Strom-Gegenkopplungsschaltung und
eines diese Schaltung verwendenden Gleichspannungswandlers. In 5 sind
gleiche Elemente wie in 1 mit gleichen Bezugszeichen
versehen. Dementsprechend bilden wie in 1 der Fehlerverstärker 8,
die Referenzspannung VREF1 (7), der PWM-Vergleicher 9 und
die Widerstände R3 (17) und R2 (18) die
Rückkopplungs-Steuereinheit (FB-Steuereinheit) 100,
und der Schaltertreiber (SW-Treiber) 10, die Schalteinrichtungen
Q1 (13) und Q6 (19), die Induktivität
L1 (15), die Diode D1 (14) und die Ausgangskapazität
Cout 16 bilden die Ausgangsgeneratoreinheit 200.
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In 5 bilden
ein P-Kanal-MOSFET Q5 (25) als erste Schalteinrichtung,
die zu einem Ladepfad für eine Kapazität C1 (27)
wird, ein N-Kanal-MOSFET Q4 (26) als zweiter Schalteinrichtung, die
zu einem Entladepfad für die Kapazität C1 (27) wird,
und diese Kapazität C1 (27) eine Sägezahn-Generatoreinheit 400.
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Der
P-MOSFET ist die Abkürzung für einen P-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor, und
N-MOSFET ist die Abkürzung für einen N-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor.
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Wenn
gemäß 5 das Ausgangssignal des Oszillators 5 einen
niedrigen Pegel einnimmt, ist der P-MOSFET Q5 (25) eingeschaltet,
und die Kapazität C1 (27) wird mit dem Strom der
Konstantstromquelle I2 (24) aufgeladen. Damit steigt die
Spannung an der Kapazität C1 (27) linear an, wie
in 8 durch die gestrichelten Linien der C1-Spannung
(5) dargestellt ist, wobei die Zeichnung die Betriebswellenform
jeder in 5 dargestellten Einheit veranschaulicht.
Diese Beziehung lässt sich folgendermaßen ausdrücken: Vc = I24·t/C1 (3)
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In
der obigen Gleichung stehen Vc, I24, C1 und t für das Potential
(Klemmenspannung) der Kapazität C1 (27), dem Strom
der Konstantstromquelle I2 (24), den Wert der Kapazität
C1 (27) bzw. die Zeit.
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Wenn
anschließend das Ausgangssignal des Oszillators 5 auf
hohem Pegel liegt, wird der P-MOSFET Q5 (25) ausgeschaltet.
Allerdings wird der N-MOSFET Q4 (26) eingeschaltet, und
die Ladung der Kapazität C1 (27) wird über
den N-MOSFET Q4 (26) bis auf den Wert Null abgeleitet.
Die Zeitspanne niedrigen Pegels des Ausgangssignals des Oszillators 5 wird
auf 10% oder weniger der Zeitspanne hohen Pegels eingestellt, und
es wird eine Sägezahnwellenform gewonnen, wie sie in 8 durch
die gestrichelten Linien der C1-Spannung (5) dargestellt ist, wobei 8 die
Betriebswellenform jeder in 5 dargestellten
Einheit veranschaulicht.
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In 5 bilden
der erste P-MOSFET Q2 (21) und der zweite P-MOSFET Q3 (22)
eine Stromspiegelschaltung, ein Stromeinstellwiderstand R4 (20), ein
Stromdetektorwiderstand R2 (12) und eine Konstantstromquelle
I1 (23) bilden eine Stromdetektoreinheit 300.
In 5 ist die zweite Schalteinrichtung in Form des
P-MOSFETS Q6 (19), der ähnlich ausgebildet ist
wie die Schalteinrichtung in Form des P-MOSFETS Q1 (13)
(speziell sind abgesehen von der Baugröße die
Parameter die gleichen), parallel zu dem P-MOSFET Q1 (13)
geschaltet (die Gates und Drains sind jeweils miteinander verbunden)
und der Stromdetektorwiderstand R1 (12) liegt zwischen
der Source des P-MOSFETS Q6 (19) und dem Eingangs-Spannungsquellenanschluss
VIN1. Der Stromdetektorwiderstand R1 (12) dient zum Detektieren
eines Stroms proportional zu dem Ladestrom der Induktivität
L1 (15) wie in 1. Die oben beschriebenen Bestandteile
leisten einen Beitrag zur Fertigung des Stromdetektorwiderstands
R1 (12) bei der Ausbildung als integrierte Schaltung (IC),
weil die gleiche große Strommenge wie der Laststrom durch den
P-MOSFET Q1 (13) fließt und ein Widerstandswert
von 1 Ohm oder weniger notwendig ist, wenn der Stromdetektorwiderstand
R1 (12) zwischen der Souce des P-MOSFETS Q1 (13)
und dem Eingangs-Spannungsqellenanschluss VIN1 liegt (wie in 1 dargestellt).
Wie aus 5 hervorgeht, reicht es aus,
wenn der Widerstandswert des Stromdetektorwiderstands R1 (12)
dem N-fachen des Widerstandswerts zur einfachen Fertigung in Form
eines ICs entspricht, wenn der P-MOSFET Q6 (19) mit dem P-MOSFET
Q1 (13) parallel geschaltet ist und die Gatebreite des
P-MOSFETS Q6 (19) 1/N der Gatebreite des P-MOSFETS Q1 (13)
entspricht. Die oben beschriebene Stromdetektoreinheit 300 und
die ebenfalls oben beschriebene Sägezahn-Generatoreinheit 400 bilden
eine Strom-Gegenkopplungsschaltung 500 gemäß der
bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
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Wenn
in 5 der Strom des Stromdetektorwiderstands R1 (12)
ansteigt, steigt auch der Ausgangsstrom der Stromspiegelschaltung
an, das heißt der Drainstrom des MOSFETS Q3 (22).
In beiden Fällen gibt es eine Wellenform entsprechend dem R1-Strom
(3) und des Q3-Stroms (4) in 8, die die Betriebswellenformen
der jeweiligen Einheiten aus 5 veranschaulicht.
Diese Beziehung lässt sich folgendermaßen ausdrücken: IQ3·R4 + VGS(Q3) = (IQ2 + IL1/N)·R1
+ VGS(Q2) (4)
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In
der obigen Gleichung sind IQ3, IQ2, IL1, N, VGS (Q3), VGS (Q2),
R4 und R1 der Drainstrom des P-MOSFETS Q3 (22), der Drainstrom
des P-MOSFETS Q2 (21), der genauso groß ist wie
der Strom I23 der Konstantstromquelle I1 (23), der Strom während
der Ladephase der Induktivität L1 (15), das Gatebreiten-Verhältnis
zwischen der Schalteinrichtung in Form des P-MOSFETS Q1 (13)
und der Schalteinrichtung in Form des P-MOSFETS Q3 (19) (in
diesem Fall sind die beiden Gate-Längen identisch), die
Spannung zwischen dem Gate und der Source des P-MOSFETS Q3 (22),
die Spannung zwischen dem Gate und der Source des P-MOSFETS Q2 (21),
der Widerstandswert des Stromeinstellwiderstands R4 (20)
bzw. der Widerstandswert des Stromdetektorwiderstands R1 (12).
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Daher
beschreibt die Gleichung 4 eine nahezu proportionale Beziehung zwischen
dem Strom der Induktivität L1 (15), wie dies in
Gleichung 5 dargestellt ist. Die Erläuterung erfolgt weiter
unten. IQ3 = ((I23 + IL1/N)·R1
+ VGS (Q2) – VGS (Q3))/R4 (5)
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In 5 wird
der Ausgangsstrom IQ3 der Stromspiegelschaltung auf den Strom I21
der Konstantstromquelle I2 ((24) hinzuaddiert, um eine
Sägezahnwellenform zu erzeugen und die Kapazität
C1 (27) zu laden. Im Ergebnis wird der Spannungsverlauf
der Kapazität C1 (27) zu der in 8 dargestellten
ausgezogenen Linie der C1-Spannung (5) die Spannung Vc der Kapazität
C1 (27) lässt sich folgendermaßen ausdrücken: Vc = (1/C1)·∫(I24 + IQ3)dt (6)
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Wenn
die Gleichung 5 ergänzt wird, so ist der P-MOSFET Q2 (21)
als Diode geschaltet, und sein Stromfluss entspricht dem konstanten
Strom I1, spezifiziert durch die Konstantstromquelle I1 (23).
Aus diesem Grund ist die Spannung zwischen Gate und Source konstant.
Insbesondere gilt VGS (Q2) = const.
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Wenn
man allerdings annimmt, dass der P-MOSFET Q3 (22) im Sättigungsbereich
betrieben wird, wird die Beziehung zwischen IQ3 und VGS (Q3): IQ3 = K·(VGS(Q3) – VT)2 (7)
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In
der obigen Gleichung bedeutet K eine Konstante, die bestimmt wird
durch die Kanallänge, die Kanalbreite, das Maß der
Ladungsträgerbeweglichkeit und die Kapazität der
Oxidgateschicht pro Flächeneinheit des P-MOSFETS Q3 (22),
VT bedeutet die Schwellenspannung des P-MOSFETS Q3 (22).
Da angenommen wird, dass die Kapazität C1 (27)
entladen und anschließend aufgeladen wird, kann man davon
ausgehen, dass die Spannung zwischen Source und Drain des P-MOSFETS
Q3 (22) ausreichend groß ist, und dass der P-MOSFET
Q3 (22) im Sättigungsbereich betrieben wird.
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Formt
man die Gleichung 7 um, so erhält man folgende Gleichung
8: VGS(Q3) = (IQ3/K)1/2 +
VT (8)
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Während
in Gleichung 5 der erste Term auf der rechten Seite (der mit R1
multiplizierte Term) die Lineardarstellung von IL1 ist, ist der
zweite Term auf der rechten Seite der Ausdruck von IQ3 des Grads 1/2.
Wenn daher die Änderung des zweiten Terms gegenüber
der Änderung des ersten Terms vernachlässigbar
ist, lässt sich die Gleichung 5 als lineare Gleichung approximieren.
Natürlich kann man IQ3 exakt erhalten durch Zuordnung der
Gleichung 5 zu der Gleichung 8 (wenn man (IQ3)1/2 durch
x ersetzt, wird die Gleichung 5 zu einem quadratischen Ausdruck
von x. Dies ist akzeptierbar, wenn x gemäß diesem
quadratischen Ausdruck von x berechnet und quadriert wird.). Obschon
die exakte Lösung nicht der lineare Ausdruck von IL1 ist,
steigt sie gegenüber IL1 mono ton an (die Gleichung wird
zu IQ3 = A (IL1 + (IL1 + B)1/2 + C)2; in dieser Gleichung sind A, B und C Konstante.).
Damit ist gezeigt, dass der Drainstrom IQ3 des P-MOSFETS Q3 (22)
nahezu proportional zu dem Strom IL1 der Induktivität L1
(15) ist.
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Wenn
als Ergebnis eines Ladungsvorgangs das Potential der Kapazität
C1 (27) ansteigt und schließlich der Ausgangsspannung
Vr des Fehlerverstärkers 8 gleicht, kehrt sich
das Ausgangssignal des PWM-Vergleichers 9 um, so dass die
Schalteinrichtungen Q1 (13) und Q6 (19) über
den SW-Treiber 10 ausgeschaltet werden (vgl. t2 in 8).
Im Anschluss an den Zeitpunkt t2 nach 8 wird,
weil der Ausgangsstrom der Stromspiegelschaltung zu Null wird, die
Kapazität C1 (27) nur noch mit dem Strom aus der
Konstantstromquelle I2 (24) aufgeladen (genau genommen,
wird auch der Beitrag (der konstante Strom) der Konstantstromquelle
I1 (23) über die Stromspiegelschaltung gemäß Gleichung
3 addiert), wobei die Zunahme mit der gleichen Steigung erfolgt wie
bei der gestrichelten Linie der C1-Spannung (5) nach 8,
die die Betriebswellenformen für die in 5 gezeigten
Einheiten veranschaulicht.
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Dies
bedeutet, dass die Ladespannung der Kapazität C1 (27),
die von dem Strom aus der Konstantstromquelle I2 (24) aufgeladen
wird, ein Signal ist zum Kompensieren einer Rampe, wobei die Steigung
der Steigung m3 des Ausgangssignals des Rampengenerators 6 entspricht.
Insbesondere wird hierdurch der gleiche Effekt erzielt wie bei der Überlagerung
des Ausgangssignals des Rampengenerators 6 zur Kompensierung
einer Steigung von Vi in 1. Da die Spannung der Kapazität
C1 (27), erreicht durch das Laden mit dem Drainstrom IQ3
des P-MOSFETS Q3 (22), der nahezu proportional zu dem Strom
IL1 der Induktivität L1 (15) ist, als Stromsignal
behandelt wird, ist das Stromsignal proportional zu dem Quadrat
des Stroms IL1 der Induktivität L1 (15). Weil
der Schaltvorgang gesteuert wird durch Vergleichen eines Signals,
welches durch Addieren der beiden Signale erhalten wird, mit dem
Signal Vr als Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 8 unter Verwendung
des PWM-Vergleichers 9, be stimmt die Größenbeziehung
zwischen der Steigung von (m1·t2 +
m3·t) und m2 die sub-harmonische Schwingung, wenn man die
gleichen Bezugszeichen verwendet wie in der obigen Beschreibung
der sub-harmonischen Schwingung und Rampenkompensation. Weil (m1·t2 + m3·t) den Term höheren
Grades der Zeit t beinhaltet, nimmt die Steigung im Verlauf der
Zeit zu. Deshalb erreicht man in einfacher Weise einen Zustand zum
Verhindern der sub-harmonischen Schwingung aus dem Auftreten von
(Steigung von (m1·t2 + m3·t)) > m2.
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Wie
in 8 dargestellt ist, ist dem R1-Strom (3) und dem
Q3-Strom (4) einhergehend mit dem Einschalten/Ausschalten der Schalteinrichtungen
Q1 (13) und Q6 (19) Rauschen überlagert. Wie
allerdings in Gleichung 6 veranschaulicht ist, wird die Spannung
Vc der Kapazität C1 (27) erhalten durch die Integration
des Ladestroms, und der Rauschstrom wird auf ein nahezu vernachlässigbares
Niveau ausgemittelt, wie in 8 bei der C1-Spannung
(5) dargestellt ist, wenn die Kapazität C1 (27),
die eine Komponente der Sägezahn-Generatoreinheit 400 bildet,
aufgeladen wird. Deshalb wird kein Maskensignal zum Ausblenden von
Rauschen benötigt, wie es in 2 gezeigt
ist. Im Fall der Stromspiegelschaltung nach 5 gibt es
außerdem im Gegensatz zu dem Operationsverstärker-Stromdetektor 11 nach 1 tatsächlich
keine Beschränkung aufgrund einer Flankensteilheit, und
außerdem gibt es keine Wellenform-Verschlechterung.
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Obschon
gemäß der obigen Beschreibung der Stromeinstellwiderstand
R4 (20) stets benötigt wird als Komponente der
Stromdetektoreinheit 300, kann man den Stromeinstellwiderstand
R4 (20) auch weglassen. Wenn es keinen Stromeinstellwiderstand R4
(20) gibt, wird die Gleichung 4 zu: VGS (Q3) = (I23 + IL1/N)·R1 + VGS (Q2) (9)
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Wendet
man die Gleichung 8 auf die Gleichung 9 an, erhält man
folgende Beziehung, in der I23 der Strom der Konstantstromquelle
I1 (23) ist. (IQ3/K)1/2 =
(I23 + IL1/N)·R1 + VGS(Q2) – VT
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Damit
lässt sich IQ3 folgendermaßen ausdrücken: IQ3 = K·((I23 + IL1/N)·R1 +
VGS(Q2) – VT)2 (10)
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Da
VGS (Q2) = const. und I23 und VT Konstante sind, wie oben erläutert
wurde, wird die Gleichung 10 zu einer quadratischen Funktion von
IL1. Wenn es also keinen Stromeinstellwiderstand R4 (20)
gibt, wird IQ3 stärker von dem Strom IL1 der Induktivität
L1 (15) beeinflusst.
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[Zweite Ausführungsform]
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6 zeigt
die zweite bevorzugte Ausführungsform einer Strom-Gegenkopplungsschaltung und
eines von dieser Schaltung Gebrauch machenden Gleichspannungswandlers.
Bei dieser Ausführungsform wird der in 5 dargestellte
Schalter Q1 (13) anstatt durch einen P-MOSFET durch einen N-MOSFET
gebildet. In 6 bezeichnen gleiche Bezugszeichen
wie in 5 entsprechende Bauteile. Der Fehlerverstärker 8,
die Referenzspannung VREF1 (7), der PWM-Vergleicher 9 und
die Widerstände R3 (17) und R2 (18) bilden
die Rückkopplungs-Steuereinheit (FB-Steuereinheit) 100,
und der SW-Treiber 10, die Schalteinrichtung Q1 (13)
in Form des N-MOSFETS, die Induktivität L1 (15),
die Diode D1 (14) und die Ausgangskapazität Cout 16 bilden die
Ausgangssignal-Generatoreinheit 220, die nahezu die gleiche
ist wie die in 5 gezeigte Schaltung. Wie in 5 bilden
die Stromdetektoreinheit 300 und die Sägezahn-Generatoreinheit 400 die
Strom-Gegenkopplungsschaltung 500 gemäß der
bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
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Da
der Betrag der Ladungsträgerbeweglichkeit eines N-MOSFETS
dreimal größer ist als der eines P-MOSFETS, beträgt
die IC-Chipfläche des N-MOSFETS 1/3 der Fläche
eines P-MOSFETS. Aus diesem Grund ist in der Ausgangssignal-Ge neratoreinheit 220 nach 6 die
Schalteinrichtung Q1 (13) durch einen N-MOSFET gebildet.
Aus diesem Grund wurde in zahlreichen früheren Fällen
ein N-MOSFET auf der Hochpotentialseite des Gleichspannungswandlers
verwendet. In 6 wird ein Strom nahezu proportional
zu dem Ladestrom der Induktivität von einer Stromspiegelschaltung
generiert/ausgegeben, die sich zusammensetzt aus dem Stromdetektorwiderstand
R1 (12) zwischen dem Drain der Schalteinrichtung Q1 (13)
und dem Eingangs-Stromversorgungsanschluss VIN1, einem P-MOSFET
Q2 (21), einem P-MOSFET Q3 (22), dem Stromeinstellwiderstand
R4 (20) und der Konstantstromquelle I1 (23), so
wie in 5. Wie bei der ersten Ausführungsform kann
auch hier der Stromeinstellwiderstand R4 (20) weggelassen
werden. Der Grund wurde oben bereits in Verbindung mit der ersten
Ausführungsform erläutert.
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[Dritte Ausführungsform]
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Bei
der zweiten Ausführungsform nach 6, die oben
erläutert wurde, steht zu befürchten, dass aufgrund
des starken Induktivitätsstroms IL1 der Wert des Stromdetektorwiderstands
R1 (12) so gering ist, dass es schwierig ist, den Widerstand
als IC auszubilden. Bei der dritten bevorzugten Ausführungsform
einer Strom-Gegenkopplungsschaltung und eines diese Schaltung verwendenden
Gleichspannungswandlers gemäß 7 ist
daher eine Schalteinrichtung Q6 (19), die die gleiche ist
wie die Schalteinrichtung Q1 (13) mit der Ausnahme, dass ihre
Gatebreite 1/N derjenigen der Schalteinrichtung Q1 (13)
beträgt, parallel zu der Schalteinrichtung Q1 (13)
geschaltet (die Gates und die Sources sind miteinander verbunden),
der Stromdetektorwiderstand R1 (12) liegt zwischen dem
Drain der Schalteinrichtung Q6 und dem Eingangs-Stromversorgungsanschluss
VIN1, und über die Stromspiegelschaltung wird ein Strom
erzeugt/ausgegeben, der nahezu proportional zum Ladestrom der Induktivität
ist. In 7 sind gleiche Komponenten wie
in 6 mit gleichen Bezugszeichen versehen. Der Fehlerverstärker 8, die
Referenzspannung VREF1 (7), der PWM-Vergleicher 9 und
die Widerstände R3 (17) und R2 (18) bilden
die Rückkopp lungs-Steuereinheit 100, und der SW-Treiber 10,
die Schalteinrichtung Q1 (13) und Q6 (19), die
durch N-MOSFETS gebildet sind, die Induktivität L1 (15),
die Diode D1 (14) und die Ausgangskapazität Cout 16 bilden
die Ausgangssignal-Generatoreinheit 204, die nahezu die
gleiche ist wie die in 6. Wie in 6 bilden
die Stromdetektoreinheit 300 und die Sägezahn-Generatoreinheit 400 die Strom-Gegenkopplungsschaltung 500 gemäß der bevorzugten
Ausführungsform der Erfindung.
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Wie
bei der zweiten Ausführungsform lässt sich auch
hier der Stromeinstellwiderstand R4 (20) weglassen. Der
Grund hierfür wurde bereits oben in Verbindung mit der
ersten Ausführungsform erläutert.
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[Vierte Ausführungsform]
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9 zeigt
die vierte bevorzugte Ausführungsform einer Strom-Gegenkopplungsschaltung und
eines diese Schaltung verwendenden Gleichspannungswandlers. Bei
dieser Schaltung dient ein Hochsetzsteller oder Boost-Wandler (auch
Aufwärtswandler) als Gleichspannungswandler, der von einer Strom-Gegenkopplungsschaltung
gemäß der bevorzugten Ausführungsform
nach 5 Gebrauch macht. In 9 bezeichnen
gleiche Bezugszeichen gleiche Komponenten wie in 7.
Der Fehlerverstärker 8, die Referenzspannung VERF1
(7), der PWM-Vergleicher 9 und die Widerstände
R3 (17) und R2 (18) bilden die Rückkopplungs-Steuereinheit 10, und
der SW-Treiber 10, die Schalteinrichtungen Q1 (13)
und Q6 (19), bestehend aus N-MOSFETS, die Induktivität
L1 (15), die Diode D1 (14) und die Ausgangskapazität
Cout 16 bilden die Ausgangssignal-Generatoreinheit 260,
die nahezu die gleiche ist wie in 7. Wie in 7,
bilden die Stromdetektoreinheit 300 und die Sägezahn-Generatoreinheit 400 die
Strom-Gegenkopplungsschaltung 500 gemäß der bevorzugten
Ausführungsform der Erfindung.
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Wird
der Gleichstrom-Aufwärtswandler eingesetzt, so umfasst
die Stromdetektoreinheit 300 nach 9 einen
Stromdetektorwiderstand 12, einen N-MOSFET 21,
einen N-MOSFET 22, einen P-MOSFET 28, und einen
P-MOSFET 29, die zwei Stromspiegelschaltungen bilden, einen
Stromeinstellwiderstand 20 und eine Konstantstromquelle 23.
Wie bei der zweiten und der dritten Ausführungsform kann auch
hier der Stromeinstellwiderstand R4 (20) weggelassen werden.
Der Grund hierfür wurde bereits in Verbindung mit der ersten
Ausführungsform erläutert. Wie bei den oben beschriebenen
Ausführungsformen wird ein Strom nahezu proportional zum
Ladestrom der Induktivität L1 (15) (eine quadratische Funktion
des Ladestroms der Induktivität L1 (15) ohne Stromeinstellwiderstand
R4 (20)) erzeugt/ausgegeben von der Stromspiegelschaltung,
die aus dem N-MOSFET 21 und dem N-MOSFET 22 besteht. Die
Stromspiegelschaltung aus dem P-MOSFET 28 und dem P-MOSFET 29 kopiert
den Strom und liefert ihn an die Kapazität C1 (27).
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Der
Boost-Gleichspannungswandler nach 9 lässt
sich in der gleichen Weise steuern wie der Tiefsetzsteller, indem
man den P-MOSFET Q1 (13), den P-MOSFET Q6 (19),
den P-MOSFET Q2 (21) und den P-MOSFET Q3 (23)
durch N-MOSFETS ersetzt und die Hochpotential-Spannungsquelle durch
Masse (GND) ersetzt. Um außerdem den Ladestrom an die Kapazität
C1 (27) zu liefern, ist ein Stromspiegel bestehend aus
dem P-MOSFET Q7 (28) und dem P-MOSFET Q8 (29)
hinzugefügt. Damit kann der Boost-Gleichspannungswandler
mit dem gleichen Verfahren wie der Abwärtssteller realisiert werden.
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Bei
jeder der oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen
lässt sich die Diode D1 (14) auch ersetzen durch
einen Synchron-Gleichrichter, beispielsweise einen N-MOSFET oder
dergleichen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - JP 2006-345628 [0016]
- - JP 2004-40856 [0016]
- - JP 2001-245469 [0016]