WO2012164787A1 - 昇降圧コンバータ - Google Patents

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WO2012164787A1
WO2012164787A1 PCT/JP2012/001211 JP2012001211W WO2012164787A1 WO 2012164787 A1 WO2012164787 A1 WO 2012164787A1 JP 2012001211 W JP2012001211 W JP 2012001211W WO 2012164787 A1 WO2012164787 A1 WO 2012164787A1
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WO
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switch
signal
voltage
inductor
error
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PCT/JP2012/001211
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English (en)
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石井　卓也
武志 東
Original Assignee
パナソニック株式会社
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    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/618—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series and in parallel with the load as final control devices
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/375—Switched mode power supply [SMPS] using buck topology
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/38—Switched mode power supply [SMPS] using boost topology
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Definitions

  • the present invention relates to a buck-boost converter that converts an input DC voltage from a power source into a predetermined DC voltage using an inductor and supplies the converted voltage to a load, and more particularly, a step-up / down converter that controls the DC voltage based on an inductor current flowing through the inductor. Relates to a pressure converter.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a conventional buck-boost converter.
  • the buck-boost converter includes a DC power source 105, an inductor 106, first to fourth switches 101 to 104 connected to two ends of the inductor 106, and an output voltage Vo to the load 108.
  • Output capacitor 107 first current detection resistor 91 for detecting the current flowing through the third switch 103, second current detection resistor 92 for detecting the current flowing through the second switch 102, the first and first And a control circuit 110 that switches on and off of the switches 101 to 104 based on currents detected by the two current detection resistors 91 and 92.
  • the first switch 101 and the second switch 102 are alternatively turned on (complementary), and the third switch 103 and the fourth switch 104 are alternatively (complementary). Control) to turn on.
  • the input voltage Vi of the DC power source 105 is applied to the inductor 106, and the inductor 106
  • the inductor 106 As the current IL increases, energy is stored in the inductor 106.
  • the first switch 101 and the third switch 103 are turned off and the second switch 102 and the fourth switch 104 are turned on (second state)
  • the energy stored in the inductor 106 is changed to the second switch 102.
  • the output capacitor 107 is charged via the fourth switch 104. As the output capacitor 107 is charged, the output voltage Vo applied to the load 108 increases.
  • FIG. 7 is a graph showing signal waveforms at various parts of the buck-boost converter shown in FIG.
  • the increasing inductor current IL is detected by the first current detection resistor 91.
  • the control circuit 110 when the detection voltage Vs10 based on the inductor current IL detected by the first current detection resistor 91 reaches a preset upper limit current command value (voltage) V10, the control circuit 110 The switches 101 to 104 are switched to the second state.
  • the decreasing inductor current IL is detected by the second current detection resistor 92.
  • step-up mode the input voltage is boosted by repeatedly turning on and off the third switch 103 and the fourth switch 104 in a state where the first switch 101 is fixed on and the second switch 102 is fixed off. Output.
  • step-down mode the input voltage is changed by repeatedly turning on and off the first switch 101 and the second switch 102 in a state where the third switch 103 is fixed off and the fourth switch 104 is fixed on. Step down and output.
  • the conventional buck-boost converter as shown in FIG. 6 does not have any current detection resistor when the first switch 101 and the fourth switch 104 are turned on and the second switch 102 and the third switch 103 are turned off. Since 91 and 92 are not connected to the inductor 106, the inductor current IL cannot be detected. For this reason, in the circuit configuration as shown in FIG. 6, only the operation mode for switching between the first state and the second state can be applied as described above. Cannot be adopted.
  • the present invention solves such a conventional problem, and in an H-bridge type buck-boost converter, it is possible to easily detect the inductor current regardless of the connection mode of the switch with a simple configuration.
  • An object is to provide a pressure converter.
  • a step-up / down converter includes an inductor, a first switch having one end connected to an input power source that generates an input DC voltage based on a reference potential, and the other end connected to one end of the inductor.
  • a second switch having one end connected to one end of the inductor and the other end connected to a reference potential applying unit for applying the reference potential; a third switch having one end connected to the other end of the inductor; A fourth switch connected to the other end of the inductor, connected between the other end of the third switch and the other end of the fourth switch, and according to a connection state of the fourth switch from the first switch Between the other end of the second switch and the other end of the third switch, charging the charge based on the input DC voltage and generating an output voltage to be applied to the load based on the charged charge A detection resistor connected to and detecting an inductor current flowing through the inductor; and a control circuit that controls driving of the fourth switch from the first switch based on the inductor current detected by the detection resistor. Yes.
  • the detection resistor for detecting the inductor current is connected between the other end of the second switch and the other end of the third switch, the first switch and the fourth switch are on and the second switch In any connection mode including the case where the third switch is off, the detection resistor exists in the path closed by the two switches. Therefore, the inductor current can be easily detected using the detection resistor regardless of the connection mode of the switch with a simple configuration.
  • the control circuit is configured to detect a first detection signal based on the output voltage, and the control circuit detects that the first detection signal based on the output voltage matches a signal level of a predetermined first reference signal.
  • the second adjustment signal including the first adjustment unit that adjusts the output voltage, the signal component based on the output voltage, and the signal component based on the detected inductor current matches the signal level of a predetermined second reference signal.
  • the output voltage is feedback-controlled in the first adjustment unit with the first reference signal as a reference, and the sum of the voltage based on the inductor current and the output voltage is fed back in the second adjustment unit with the second reference signal as a reference. Be controlled.
  • feedback control is performed for each of the output voltage and the inductor current, thereby enabling output adjustment with higher accuracy and faster response speed.
  • the first adjustment unit includes a first error amplifier that amplifies an error between the first detection signal based on the output voltage and a predetermined first reference signal Vref1, and generates a first error signal Ve1.
  • the two adjustment units include an inductor current detection circuit that generates a current signal Is obtained by averaging the voltage Vs based on the inductor current detected by the detection resistor, and a voltage R23 based on the current signal Is as the second detection signal Ve.
  • a second error amplifier that amplifies an error between a signal obtained by adding Is and the first error signal Ve1 and a predetermined second reference signal to generate a second error signal Ve2, and an offset from the second error signal Ve2
  • An offset circuit that subtracts the signal Voff to generate a third error signal Ve3
  • the drive signal generation unit compares the second error signal with a predetermined triangular wave signal
  • a first comparator for generating a first drive signal for driving the first switch and the second switch according to the comparison result of the first, a third error signal and the triangular wave signal, and according to the comparison result
  • a second comparator for generating a second drive signal for driving the third switch and the fourth switch.
  • the control circuit may be configured not to detect the inductor current from the detection resistor when the third switch is turned on.
  • the third switch When the third switch is turned on, the voltage based on the inductor current starts to rise sharply, so that a sudden spike voltage may occur. Therefore, by configuring so as not to detect such switching noise based on the spike voltage, it is possible to prevent generation of an erroneous drive signal for each switch.
  • the load may include a light emitting element.
  • the load includes a light emitting element and a constant current source circuit connected in series to the light emitting element, and the first adjustment unit detects the voltage of the constant current source circuit as the first detection voltage.
  • the first reference signal may be a voltage corresponding to a minimum voltage necessary for the operation of the constant current source circuit.
  • the present invention is configured as described above, and in the H-bridge type buck-boost converter, it has an effect that the inductor current can be easily detected with a simple configuration regardless of the connection mode of the switch.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a buck-boost converter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a graph showing a signal waveform example of each switch in the step-up / step-down mode in the step-up / step-down converter shown in FIG.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of the buck-boost converter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a more specific configuration example of the buck-boost converter shown in FIG.
  • FIG. 5 is a graph showing signal waveforms of the control circuit in the buck-boost converter shown in FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a conventional buck-boost converter.
  • FIG. 7 is a graph showing signal waveforms at various parts of the buck-boost converter shown in FIG.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a buck-boost converter according to the first embodiment of the present invention.
  • the buck-boost converter 100 of this embodiment is connected to an input power supply 5 that generates an input DC voltage Vi with a reference potential (a ground potential in this embodiment) as a reference.
  • the buck-boost converter 100 includes four switches 1 to 4, an inductor 6, and a storage circuit element (output capacitor in the present embodiment) 7, and constitutes an H-bridge buck-boost converter.
  • the output voltage Vo (or the voltage supplied to the load 8 connected to the output capacitor 7 is changed by changing the manner in which charges are stored in the output capacitor 7 by switching the switches 1 to 4.
  • the output current is adjusted.
  • the load 8 is connected to the output capacitor 7 in parallel.
  • the switches 1 to 4 are composed of, for example, N-channel MOS transistors.
  • the first switch 1 and the fourth switch 4 may be configured by P-channel MOS transistors
  • the second switch 2 and the third switch 3 may be configured by N-channel MOS transistors.
  • a signal for driving the first switch 1 and the second switch 2 is a common signal
  • a signal for driving the third switch 3 and the fourth switch 4 is a common signal. Complementary operations between the switch 1 and the second switch 2 and between the third switch 3 and the fourth switch 4 can be easily realized.
  • the first switch 1 has one end connected to one end of the input power supply 5 and the other end connected to one end of the inductor 6.
  • the second switch 2 has one end connected to one end of the inductor 6 and the other end connected to a reference potential applying unit (ground in the present embodiment) GND for applying a reference potential.
  • the third switch 3 has one end connected to the other end of the inductor 6 and the other end connected to the output capacitor 7.
  • the fourth switch 4 has one end connected to the other end of the inductor 6 and the other end connected to the output capacitor 7. That is, the output capacitor 7 is connected between the other end of the third switch 3 and the other end of the fourth switch 4, and is based on the input DC voltage Vi according to the connection state of the first switch 1 to the fourth switch 4. The electric charge is charged, and the output voltage Vo is applied to the load 8 based on the charged electric charge.
  • the step-up / down converter includes a detection resistor 9 for detecting the inductor current IL flowing through the inductor 6.
  • the detection resistor 9 is connected between the second switch 2 and the third switch 3.
  • the detection resistor 9 is connected between the output capacitor 7 (and the load 8) and the ground GND.
  • the step-up / down converter 100 includes a control circuit 10 that performs control for driving the first switch 1 to the fourth switch 4 based on the inductor current IL detected by the detection resistor 9.
  • the third switch 3 is turned off and the fourth switch 4 is fixed to be turned on by the control signal from the control circuit 10, and the first switch 1 and the second switch 2 are turned on. It operates to be turned on alternatively (complementarily). That is, when the first switch 1 is on and the second switch 2 is off, the input power source 5 ⁇ the first switch 1 ⁇ the inductor 6 ⁇ the fourth switch 4 ⁇ the output capacitor 7 and the load 8 ⁇ the detection resistor 9 ⁇ the input power source 5 Current flows in order.
  • the first switch 1 is fixed on and the second switch 2 is fixed off by the control signal from the control circuit 10, and the third switch 4 and the fourth switch 4 are fixed. Operate in a complementary manner. That is, when the third switch 3 is turned on and the fourth switch 4 is turned off, a current flows through the input power source 5 ⁇ the first switch 1 ⁇ the inductor 6 ⁇ the third switch 3 ⁇ the detection resistor 9 ⁇ the input power source 5. As a result, energy is stored in the inductor 6 based on the input DC voltage Vi of the input power supply 5.
  • the input power source 5 ⁇ the first switch 1 ⁇ the inductor 6 ⁇ the fourth switch 4 ⁇ the output capacitor 7 and the load 8 ⁇ the detection resistor 9 ⁇ the input power source 5 Current flows in order.
  • charges are accumulated in the output capacitor 7 based on the energy stored in the inductor 6.
  • the detection resistor 9 is the same as the inductor 6. Current flows.
  • FIG. 2 is a graph showing a signal waveform example of each switch in the step-up / step-down mode in the step-up / step-down converter shown in FIG. 1 and a waveform example of the detection voltage Vs obtained by the detection resistor thereby. Since the detection voltage Vs changes corresponding to the inductor current IL, FIG. 2 shows a change in the inductor current IL by a voltage change based on the change. In the step-up / step-down mode shown in FIG.
  • step-up / step-down mode applicable in the step-up / step-down converter 100 in the present embodiment is not limited to this.
  • the first switch 1 is on and the second switch 2 is off, the third switch 3 is off, and the fourth switch 4 is on.
  • an input / output differential voltage Vi ⁇ Vo that is a differential voltage between the input DC voltage Vi of the input power supply 5 and the output voltage Vo of the output converter 7 is applied to the inductor 6.
  • the inductor current IL flows in the order of the input power supply 5 ⁇ the first switch 1 ⁇ the inductor 6 ⁇ the fourth switch 4 ⁇ the output capacitor 7 and the load 8 ⁇ the detection resistor 9 ⁇ the input power supply 5. It changes with a slope represented by -Vo) / L.
  • the inductor current IL increases in the period T1.
  • the third switch 3 is turned on while the connection state of the first switch 1 and the second switch 2 (the first switch 1 is on and the second switch 2 is off) is maintained.
  • the fourth switch 4 is turned off.
  • the input DC voltage Vi is applied to the inductor 6.
  • the inductor current IL flows in the order of the input power supply 5 ⁇ the first switch 1 ⁇ the inductor 6 ⁇ the third switch 3 ⁇ the detection resistor 9 ⁇ the input power supply 5 and increases with a slope represented by Vi / L.
  • the states of the switches 1 to 4 are the same as those in the period T1 (again, the third switch 3 and the fourth switch 4 are complementarily switched).
  • the first switch 1 is turned off while the connection state of the third switch 3 and the fourth switch 4 (the third switch 3 is off and the fourth switch 4 is on) is maintained.
  • 2 Switch 2 is turned on.
  • the output voltage Vo is applied to the inductor 6 in the reverse direction ( ⁇ Vo is applied).
  • the inductor current IL flows in the order of the inductor 6 ⁇ the fourth switch 4 ⁇ the output capacitor 7 and the load 8 ⁇ the detection resistor 9 ⁇ the second switch 2 ⁇ the inductor 6 and decreases at a slope represented by ⁇ Vo / L.
  • the current similar to that of the inductor 6 flows through the detection resistor 9 in any state during the operation in the step-up / step-down mode.
  • the detection resistor 9 that detects the inductor current IL is connected between the other end of the second switch 2 and the other end of the third switch 3, and thus the first switch 1 and the first switch
  • the detection resistor 9 exists in the path closed by the two switches in any connection mode including the case where the 4 switch 4 is on and the second switch 2 and the third switch 3 are off. Become. Therefore, in any connection mode, a current corresponding to the inductor current IL flows through the detection resistor 9.
  • the inductor current IL can be easily detected using the detection resistor 9 regardless of the connection mode of the switches 1 to 4 with a simple configuration.
  • the peak value and valley value of the current flowing through each of the switches 1 to 4 can be easily detected at one location of the detection resistor 9, the detected current can be easily applied to overcurrent protection and output control. it can.
  • control circuit 10 is configured not to detect the inductor current IL from the detection resistor 9 when the third switch 3 is turned on.
  • the second switch 2 and the third switch 3 are N-channel transistors, when the driving power of these switches is supplied from the input power supply 5, particularly the driving current to the third switch 3 flows through the detection resistor 9. It becomes. For this reason, when the third switch 3 is switched on in the boost mode or the step-up / step-down mode, a sudden spike voltage Vx as indicated by a broken line in FIG. 2 is superimposed as switching noise on the detection voltage Vs by the detection resistor 9. May be. If a drive signal to each of the switches 1 to 4 of the buck-boost converter 100 is generated based on the detection voltage Vs on which the spike voltage Vx is superimposed, there may occur a case where the output voltage Vo is not stable (a malfunction occurs).
  • the dead zone x that does not detect the detection voltage Vs from the detection resistor 9 before and after the third switch 3 is turned on, it is possible to prevent such switching noise based on the spike voltage Vx from being detected. . Thereby, even if the spike voltage Vx cannot be ignored, the generation of an erroneous drive signal for each switch can be prevented by providing the dead zone x.
  • the switching of the third switch 3 is started for a certain period of time according to the driving signal for switching the third switch 3 to ON (the third switch 3 starts switching from OFF to ON and is completed.
  • a switch (not shown) for cutting off the connection between the control circuit 10 and the detection resistor 9 may be provided.
  • the main control methods of the switching converter including the buck-boost converter 100 include a voltage mode and a current mode. Each control method finally adjusts the ratio (duty ratio) of on-time in one switching cycle of the switch (PWM control).
  • the voltage mode directly adjusts the duty ratio
  • the current mode has a difference that the duty ratio is adjusted by adjusting the inductor current IL.
  • the current mode control method includes an average value current mode control method and a peak value current mode control method.
  • the average value current mode control method is a method for controlling the converter by adjusting the average value of the inductor current IL
  • the peak value current mode control method is for controlling the converter by adjusting the peak value of the inductor current IL. It is a method.
  • the point at which the peak value of the inductor current IL is generated varies depending on whether the step-down mode or the step-up mode. Even in the same step-up / step-down mode, as shown in FIG. 2, the point at which the inductor current IL reaches its peak value changes depending on the level of the input / output voltage Vi-Vo.
  • the average value current mode control for controlling the average value of the inductor current IL rather than the peak value current mode control method for driving the switches 1 to 4 so as to control the peak value of the inductor current IL.
  • a method is preferably used.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of the buck-boost converter according to the second embodiment of the present invention.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the step-up / down converter 100B of the present embodiment is different from the first embodiment in that the control circuit 10B detects the first detection signal Vd1 based on the output voltage Vo, and generates a drive signal based on the first detection signal Vd1. That is.
  • the control circuit 10B includes a first adjustment unit 31 that adjusts the first detection signal Vd1 based on the output voltage Vo so that it matches the signal level of a predetermined first reference signal (voltage) Vref1, and the output voltage Vo. And a second detection signal Vd2 (described later) including a signal component based on the detection resistor 9 and a signal component based on the inductor current IL detected by the detection resistor 9 is adjusted to match the signal level of a predetermined second reference signal (voltage) Vref2. And a drive signal generation unit 33 that generates drive signals V15 and V16 for driving the fourth switch 4 from the first switch 1 based on the first adjustment unit 31 and the second adjustment unit 32. ing.
  • the control circuit 10B includes a first reference voltage source 21 that generates the first reference signal voltage Vref1 and a second reference voltage source 22 that generates the second reference signal voltage Vref2.
  • the output voltage Vo is feedback controlled with the first reference signal voltage Vref1 as the reference in the first adjustment unit 31, and the voltage Vs based on the inductor current IL with the second reference signal voltage Vref2 as the reference in the second adjustment unit 32.
  • the output value Vo are feedback-controlled.
  • the feedback control is performed for each of the output voltage Vo and the inductor current IL, thereby enabling output adjustment with higher accuracy and faster response speed.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a more specific configuration example of the buck-boost converter shown in FIG.
  • FIG. 4 shows an example in which a light emitting element (for example, LED) 80 is included as the load 8.
  • the load 8 further includes a constant current source circuit 81 that supplies a current necessary for light emission of the light emitting element 80.
  • the light emitting element 80 and the constant current source circuit 81 are connected in series.
  • the first adjustment unit 31 includes a first error amplifier 12 that amplifies an error between the first detection signal Vd1 based on the output voltage Vo and the first reference signal voltage Vref1 to generate the first error signal Ve1.
  • the first adjustment unit 31 is configured to detect the voltage of the constant current source circuit 81 as the first detection voltage Vd1.
  • the voltage of the constant current source circuit 81 is applied to the non-inverting input terminal of the first error amplifier 12, and the first reference signal voltage Vref1 of the first reference voltage source 21 is applied to the inverting input terminal of the first error amplifier 12.
  • the first error amplifier 12 outputs the error amplification signal of the voltage of the constant current source circuit 81 and the first reference signal voltage Vref1 as the first error signal Ve1.
  • the second adjustment unit 32 generates the current signal Is by averaging the voltage Vs based on the inductor current IL detected by the detection resistor 9, and the current signal Is as the second detection signal Vd2.
  • a second error amplifier 14 for amplifying an error between the second reference signal voltage Vref2 and a signal obtained by adding the voltage R24 ⁇ Is based on the first error signal Ve1 and the second error signal Ve2.
  • an offset circuit 23 that generates a third error signal Ve3 by subtracting the offset signal Voff from the offset circuit 23.
  • the inductor current detection circuit 34 includes a resistor 17 and a capacitor 18 connected in series to each other and connected in parallel to the detection resistor 9, a non-inverting input terminal connected to one end of the capacitor 18, and an inverting input terminal connected to the other end of the capacitor 18. And a third error amplifier 13 that amplifies the voltage applied to the capacitor 18 and converts it to a current for output.
  • the inductor current detection circuit 34 averages the voltage Vs applied to the detection resistor 9 by the resistor 17 and the capacitor 18, and inputs the average voltage Vs based on the inductor current IL to the third error amplifier 13. Is converted into a current signal Is and output.
  • the output terminal of the third error amplifier 13 is input to the inverting input terminal of the second error amplifier 14. Further, the inverting input terminal of the second error amplifier 14 and the output terminal of the first error amplifier 12 are connected via a resistor 24. That is, a voltage signal obtained by adding the voltage drop R24 ⁇ Is of the resistor 24 (resistance value R24) due to the current signal Is based on the inductor current IL and the first error signal Ve1 is applied to the inverting input terminal of the second error amplifier 14.
  • the second reference voltage source 22 is connected to the non-inverting input terminal of the second error amplifier 14, and the second reference signal voltage Vref2 is applied.
  • the second error amplifier 14 outputs a signal obtained by amplifying the error between the second detection signal Vd2 and the second reference signal voltage Vref2 as the second error signal Ve2.
  • the drive signal generator 33 compares the second error signal Ve2 with a predetermined triangular wave signal Vt, and generates a first drive signal V15 that drives the first switch 1 and the second switch 2 according to the comparison result.
  • a first comparator 15 that compares the third error signal Ve3 output from the offset circuit 23 with the triangular wave signal Vt, and drives the third switch 3 and the fourth switch 4 according to the comparison result.
  • a second comparator 16 for generating a drive signal V16.
  • the output terminal of the second error amplifier 14 is also connected to the non-inverting input terminal of the first comparator 15.
  • the drive signal generation unit 33 includes a triangular wave generation circuit 11 that outputs a triangular wave signal Vt. The triangular wave signal Vt output from the triangular wave generation circuit 11 is input to the inverting input terminals of the first comparator 15 and the second comparator 16, respectively.
  • control circuit 10B inverts the output of the first comparator 15 (ie, the first drive signal V15) and the first inverter 19 that inverts the output of the second comparator 1 (ie, the second drive signal V16). 2 inverter 20.
  • the first drive signal V15 is used as the drive signal V2 of the second switch 2 that operates in a complementary manner with the first switch 1.
  • the first comparator 15 compares the second error signal Ve2 with the triangular wave signal Vt.
  • the second comparator 16 compares the second error signal Ve2 and the triangular wave signal Vt.
  • the first adjustment unit 31 and the second adjustment unit 32 can be easily configured using the error amplifiers 12 and 14, and each switch is changed according to the outputs of the first adjustment unit 31 and the second adjustment unit 32.
  • the drive signals V1 to V4 for driving 1 to 4 can be easily configured using the comparators 15 and 16.
  • the first reference signal Vref1 is a voltage corresponding to the minimum voltage necessary for the operation of the constant current source circuit 81.
  • feedback control is performed so that the first detection signal Vd1 based on the output voltage Vo matches the minimum voltage necessary for the operation of the constant current source circuit 81. Therefore, since the output voltage Vo is adjusted with high accuracy to the minimum voltage necessary for the operation of the constant current source circuit 81, a stable light emitter with low power consumption can be realized.
  • FIG. 5 is a graph showing signal waveforms of the control circuit in the buck-boost converter shown in FIG.
  • the drive signal generator 33 generates drive signals for driving the first switch 1 to the fourth switch 4 according to the result of comparing the second error signal Ve2 and the third error signal Ve3 with the triangular wave signal Vt. To do. Specifically, when the signal level of the second error signal Ve2 or the third error signal Ve3 exists between the maximum value and the minimum value of the triangular wave signal Vt, the duty ratio of the corresponding drive signal changes.
  • the voltage difference between the maximum value and the minimum value of the triangular wave signal Vt is set so as to substantially match the offset voltage Voff, and the second error occurs when the first detection signal Vd1 substantially matches the first reference signal Vref1.
  • the signal level of the signal Ve2 is set to substantially match the maximum value of the triangular wave signal Vt, and the signal level of the third error signal Ve3 is set to substantially match the minimum value of the triangular wave signal Vt.
  • the signal level of the second error signal Ve2 is higher than the maximum value of the triangular wave signal Vt, and the signal level of the third error signal Ve3 is between the maximum value and the minimum value of the triangular wave signal Vt.
  • the operation is performed in the boost mode (the first switch 1 is turned on and the second switch 2 is fixed off, and the third switch 3 and the fourth switch 4 are alternatively turned on).
  • the second error signal Ve2 and the third error signal Ve3 are lower, and the signal levels of the second error signal Ve2 and the third error signal Ve3 are both between the maximum value and the minimum value of the triangular wave signal Vt.
  • the operation is performed in the step-up / step-down mode (the switches 1 to 4 are not fixed and all the switches 1 to 4 are changed according to the comparison with the triangular wave signal Vt). Further, the second error signal Ve2 and the third error signal Ve3 become lower, the signal level of the second error signal Ve2 is at a level between the maximum value and the minimum value of the triangular wave signal Vt, and the third error signal Ve3. Operates in the step-up mode (the third switch 3 is off and the fourth switch 4 is fixed on, and the third switch 4 and the fourth switch 4 are turned on). Is alternatively turned on).
  • the control circuit 10B reduces the duty ratio in the same operation mode or changes the operation mode to the step-up / step-down mode if the current mode is the boost mode. If is a step-up / down mode, the mode is changed to a step-down mode. As a result, the supplied power is reduced, and the output voltage Vo and thus the voltage of the constant current source circuit 81 (first detection signal Vd1) is lowered. Conversely, when the signal level of the first detection signal Vd1, which is the voltage of the constant current source circuit 81, becomes lower than the first reference voltage Vref1, the voltage of the constant current source circuit 81 increases due to the operation opposite to the above.
  • the second error signal Ve2 R24 ⁇ Is + Ve1 including the signal component of the inductor current IL and the signal component of the output voltage Vo is stabilized so as to coincide with the second reference voltage Vref2.
  • the first detection signal Vd1 that is the voltage of the constant current source circuit 81 is stabilized at the first reference voltage Vref1.
  • the first comparator 15 In the boost mode, as shown in FIG. 5, since the second error signal Ve2 has a higher voltage level than the triangular wave signal Vt, the first comparator 15 always outputs the first signal level H. Thereby, the state in which the first switch 1 is turned on and the second switch 2 is turned off is maintained.
  • a complementary operation in which the third switch 3 and the fourth switch 4 are alternatively turned on is repeated. The on-time of the third switch 3 becomes shorter as the third error signal Ve3 decreases (duty ratio becomes smaller), and becomes longer as the third error signal Ve3 rises (duty ratio becomes larger).
  • the mode is switched to the step-up / step-down mode.
  • both the second error signal Ve2 and the third error signal Ve3 have pulse waveforms in which the signal level transitions at a point where they intersect with the triangular wave signal Vt.
  • the duty ratio of the first switch 1 is sufficiently larger than the duty ratio of the third switch 3, and the ON period of the third switch 3 is included in the ON period of the first switch 1. Therefore, the step-up / step-down mode as described in FIG. 2 of the first embodiment is executed.
  • the step-down mode is switched.
  • the second comparator 16 always outputs the second signal level L.
  • the state where the third switch 3 is turned off and the fourth switch 4 is turned on is maintained.
  • the second error signal Ve2 is still in a state of crossing the triangular wave signal Vt, a complementary operation in which the first switch 1 and the second switch 2 are alternatively turned on is repeated.
  • the ON time of the first switch 1 becomes shorter as the second error signal Ve2 decreases (duty ratio becomes smaller), and becomes longer as the second error signal Ve2 increases (duty ratio becomes larger).
  • the boost converter 100B in the present embodiment can easily detect the inductor current IL in all the operation modes, and can stabilize the output voltage Vo to the load 8. Further, the first drive signal V15 and the second drive signal V16 are generated using the second error signal Ve2 and the third error signal Ve3 offset by the offset voltage Voff, thereby smoothly switching the operation mode. be able to.
  • a dead zone x may be provided before and after the third switch 3 is turned on, but the illustration and description are omitted in this embodiment.
  • the buck-boost converter 100B of this embodiment is preferably used as a power supply source for such a light emitting element 80.
  • the feedback control is performed so as to secure the minimum voltage necessary for the operation of the constant current source circuit 81 of the light emitting element 80.
  • the present invention is not limited to this.
  • a resistor instead of the constant current source circuit 81, a resistor may be used to stabilize the voltage drop.
  • the buck-boost converter according to the present invention is useful for easily detecting an inductor current in an H-bridge type buck-boost converter with a simple configuration and any switch connection mode.

Abstract

　簡単な構成でスイッチの接続態様がいかなる場合においてもインダクタ電流を容易に検出することができる昇降圧コンバータを提供する。一端が入力電源(5)に接続され、他端がインダクタ(6)の一端に接続された第１スイッチ(1)と、一端がインダクタ(6)の一端に接続され、他端が基準電位付与部(GND)に接続された第２スイッチ(2)と、一端がインダクタ(6)の他端に接続された第３スイッチ(3)および第４スイッチ(4)と、第３スイッチ(3)の他端と第４スイッチ(4)の他端との間に接続され、負荷(8)へ印加する出力電圧(Vo)を生成する蓄電回路要素(7)と、第２スイッチ(2)の他端と第３スイッチ(3)の他端との間に接続され、インダクタ(6)に流れるインダクタ電流(IL)を検出する検出抵抗(9)と、検出抵抗(9)で検出されたインダクタ電流(IL)に基づいて第１スイッチ(1)から第４スイッチ(4)を駆動する制御を行う制御回路(10)とを備えている。

Description

昇降圧コンバータ
　本発明は、電源からの入力直流電圧をインダクタを用いて所定の直流電圧に変換して負荷に供給する昇降圧コンバータに関し、特に、インダクタを流れるインダクタ電流に基づいて所定の直流電圧に制御する昇降圧コンバータに関する。
　電源からの入力直流電圧をインダクタを用いて所定の直流電圧に変換して負荷に供給する昇降圧コンバータにおいて、４つのスイッチを用いてインダクタを流れるインダクタ電流を制御するＨブリッジ回路を用いた構成が知られている（例えば特許文献１参照）。
　図６は従来の昇降圧コンバータの概略構成を示す回路図である。図６に示されるように、昇降圧コンバータは、直流電源１０５と、インダクタ１０６と、インダクタ１０６の両端に２つずつ接続される第１～第４スイッチ１０１～１０４と、負荷１０８に出力電圧Ｖｏを印加するための出力コンデンサ１０７と、第３スイッチ１０３に流れる電流を検出する第１電流検出抵抗９１と、第２スイッチ１０２に流れる電流を検出する第２電流検出抵抗９２と、第１および第２電流検出抵抗９１，９２で検出される電流に基づいて各スイッチ１０１～１０４のオンオフをスイッチングする制御回路１１０とを備えている。
　このような昇圧コンバータにおいて、制御回路１１０は、第１スイッチ１０１と第２スイッチ１０２とが択一的（相補的）にオンし、第３スイッチ１０３と第４スイッチ１０４とが択一的（相補的）にオンするように制御する。そして、第１スイッチ１０１および第３スイッチ１０３がオンかつ第２スイッチ１０２および第４スイッチ１０４がオフのとき（第１の状態）、インダクタ１０６には直流電源１０５の入力電圧Ｖｉが印加され、インダクタ電流ＩＬの増加とともにインダクタ１０６にエネルギーが蓄えられる。その後、第１スイッチ１０１および第３スイッチ１０３がオフしかつ第２スイッチ１０２および第４スイッチ１０４がオンにスイッチングすることにより（第２の状態）、インダクタ１０６に蓄えられたエネルギーが第２スイッチ１０２および第４スイッチ１０４を介して出力コンデンサ１０７を充電する。出力コンデンサ１０７に電荷が充電されることにより、負荷１０８に印加される出力電圧Ｖｏは増加する。
　図７は図６に示す昇降圧コンバータの各部における信号波形を示すグラフである。第１の状態のとき、増加するインダクタ電流ＩＬは、第１電流検出抵抗９１で検出される。図６に示す昇降圧コンバータにおいては、第１電流検出抵抗９１で検出されるインダクタ電流ＩＬに基づく検出電圧Ｖｓ１０が予め設定された上限電流指令値（電圧）Ｖ１０に達すると、制御回路１１０は、各スイッチ１０１～１０４を第２の状態に切り替える。第２の状態のとき、減少するインダクタ電流ＩＬは、第２電流検出抵抗９２で検出される。図６に示す昇降圧コンバータにおいては、第２電流検出抵抗９２で検出されるインダクタ電流ＩＬに基づく検出電圧Ｖｓ２０が予め設定された下限電流指令値（電圧）Ｖ２０に達すると、制御回路１１０は、各スイッチ１０１～１０４を第１の状態に切り替える。このように、各状態において対応する電流検出抵抗９１，９２から検出されたインダクタ電流ＩＬに基づいて各スイッチ１０１～１０４を駆動制御している。したがって、上限電流指令値Ｖ１０および下限電流指令値Ｖ２０を調整することにより、負荷１０８に供給される出力電圧Ｖｏや出力電圧Ｉｏが調整される。
特開２００５－２３７０５２号公報
　上記のようなＨブリッジ回路を用いた昇降圧コンバータにおける動作モードとしては、特許文献１のような動作以外にも昇圧モードや降圧モードと呼ばれる動作モードが知られている。昇圧モードは、第１スイッチ１０１をオンに固定しかつ第２スイッチ１０２をオフに固定した状態で、第３スイッチ１０３および第４スイッチ１０４を相補的に繰り返しオンオフすることにより入力電圧を昇圧して出力する。また、降圧モードは、第３スイッチ１０３をオフに固定しかつ第４スイッチ１０４をオンに固定した状態で、第１スイッチ１０１と第２スイッチ１０２とを相補的に繰り返しオンオフすることにより入力電圧を降圧して出力する。
　しかしながら、図６に示したような従来の昇降圧コンバータは、第１スイッチ１０１および第４スイッチ１０４がオンしかつ第２スイッチ１０２および第３スイッチ１０３がオフする状態においては、いずれの電流検出抵抗９１，９２もインダクタ１０６に接続していない状態となるため、インダクタ電流ＩＬを検出することができない問題がある。このため、図６に示すような回路構成では、結局、上記のように第１の状態と第２の状態とを交互に切り替える動作モードしか適用することができないため、昇圧および降圧のいずれのモードも採用できない。
　インダクタ電流を検出する他の方法としては、インダクタに直列に抵抗を挿入し、その抵抗に流れる電流による電圧降下を検出する方法も考えられる。しかしながら、インダクタに直列に接続された抵抗の電圧は、各スイッチ１０１～１０４のスイッチングに応じて増減してしまうため、インダクタに流れる電流を正しく検出するためには、各スイッチ１０１～１０４の接続状態を検出し、当該接続状態に応じて検出電圧を補正する必要が生じる。したがって、回路構成が複雑になる。
　本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、Ｈブリッジ型の昇降圧コンバータにおいて、簡単な構成でスイッチの接続態様がいかなる場合においてもインダクタ電流を容易に検出することができる昇降圧コンバータを提供することを目的とする。
　本発明のある形態に係る昇降圧コンバータは、インダクタと、一端が基準電位を基準とする入力直流電圧を生成する入力電源に接続され、他端が前記インダクタの一端に接続された第１スイッチと、一端が前記インダクタの一端に接続され、他端が前記基準電位を付与する基準電位付与部に接続された第２スイッチと、一端がインダクタの他端に接続された第３スイッチと、一端がインダクタの他端に接続された第４スイッチと、前記第３のスイッチの他端と前記第４スイッチの他端との間に接続され、前記第１スイッチから前記第４スイッチの接続状態に応じて入力直流電圧に基づいた電荷を充電し、充電した電荷に基づいて負荷へ印加する出力電圧を生成する蓄電回路要素と、前記第２スイッチの他端と前記第３スイッチの他端との間に接続され、前記インダクタに流れるインダクタ電流を検出する検出抵抗と、前記検出抵抗で検出された前記インダクタ電流に基づいて前記第１スイッチから前記第４スイッチを駆動する制御を行う制御回路とを備えている。
　上記構成によれば、インダクタ電流を検出する検出抵抗が第２スイッチの他端と第３スイッチの他端との間に接続されるため、第１スイッチおよび第４スイッチがオンでかつ第２スイッチおよび第３スイッチがオフである場合を含むいずれの接続態様であっても２つのスイッチにより閉成された経路内に検出抵抗が存在することとなる。したがって、簡単な構成でスイッチの接続態様がいかなる場合においても検出抵抗を用いてインダクタ電流を容易に検出することができる。
　前記制御回路は、前記出力電圧に基づく第１検出信号を検出するよう構成されており、当該制御回路は、前記出力電圧に基づく第１検出信号が所定の第１基準信号の信号レベルに一致するように調整する第１調整部と、前記出力電圧に基づく信号成分と検出された前記インダクタ電流に基づく信号成分とを含む第２検出信号が所定の第２基準信号の信号レベルに一致するように調整する第２調整部と、第１調整部および第２調整部に基づいて前記第１スイッチから前記第４スイッチを駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備えていてもよい。これによれば、第１調整部において第１基準信号を基準として出力電圧がフィードバック制御され、第２調整部において第２基準信号を基準としてインダクタ電流に基づく電圧と出力電圧との加算値がフィードバック制御される。このように、出力電圧およびインダクタ電流のそれぞれについてフィードバック制御が行われることにより、より高精度かつ応答速度の速い出力調整が可能となる。
　さらに、前記第１調整部は、前記出力電圧に基づく第１検出信号と所定の第１基準信号Ｖｒｅｆ１との誤差を増幅して第１誤差信号Ｖｅ１を生成する第１誤差増幅器を含み、前記第２調整部は、前記検出抵抗で検出された前記インダクタ電流に基づく電圧Ｖｓを平均化した電流信号Ｉｓを生成するインダクタ電流検出回路と、前記第２検出信号Ｖｅとして前記電流信号Ｉｓに基づく電圧Ｒ２３・Ｉｓおよび前記第１誤差信号Ｖｅ１が加算された信号と所定の第２基準信号との誤差を増幅して第２誤差信号Ｖｅ２を生成する第２誤差増幅器と、前記第２誤差信号Ｖｅ２からオフセット信号Ｖｏｆｆを減算して第３誤差信号Ｖｅ３を生成するオフセット回路とを含み、前記駆動信号生成部は、前記第２誤差信号と所定の三角波信号とを比較し、その比較結果に応じて前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを駆動する第１駆動信号を生成する第１比較器と、前記第３誤差信号と前記三角波信号とを比較し、その比較結果に応じて前記第３スイッチおよび前記第４スイッチを駆動する第２駆動信号を生成する第２比較器とを含んでもよい。これによれば、第１調整部および第２調整部を誤差増幅器を用いて容易に構成することができ、第１調整部および第２調整部の出力に応じて各スイッチを駆動する駆動信号を比較器を用いて容易に構成することができる。
　前記制御回路は、前記第３スイッチがオンする際に、前記検出抵抗から前記インダクタ電流を検出しないよう構成されてもよい。第３スイッチのオン時においてはインダクタ電流に基づく電圧が急峻に上昇し始めるため、突発的なスパイク電圧が生じる場合がある。したがって、このようなスパイク電圧に基づくスイッチングノイズを検出しないように構成することにより、各スイッチに対する誤った駆動信号の生成を防止することができる。
　前記負荷は、発光素子を含んでもよい。また、前記負荷は、発光素子と、前記発光素子に直列接続された定電流源回路とを含み、前記第１調整部は、前記第１検出電圧として前記定電流源回路の電圧を検出するよう構成されてもよい。さらに、前記第１基準信号は、前記定電流源回路の動作に必要な最小電圧に応じた電圧であってもよい。これにより、出力電圧に基づく第１検出信号が定電流源回路の動作に必要な最小電圧に一致するようにフィードバック制御される。したがって、出力電圧が定電流源回路の動作に必要な最小電圧に高精度に調整されるため、低消費電力で安定した発光器を実現することができる。
　本発明の上記目的、他の目的、特徴、及び利点は、添付図面参照の下、以下の好適な実施態様の詳細な説明から明らかにされる。
　本発明は以上に説明したように構成され、Ｈブリッジ型の昇降圧コンバータにおいて、簡単な構成でスイッチの接続態様がいかなる場合においてもインダクタ電流を容易に検出することができるという効果を奏する。
図１は本発明の第１実施形態に係る昇降圧コンバータの概略構成例を示す回路図である。 図２は図１に示す昇降圧コンバータにおける昇降圧モード時の各スイッチの信号波形例およびそれによって検出抵抗で得られる検出電圧の波形例を示すグラフである。 図３は本発明の第２実施形態に係る昇降圧コンバータの概略構成例を示す回路図である。 図４は図３に示す昇降圧コンバータのより具体的な構成例を示す回路図である。 図５は図４に示す昇降圧コンバータにおける制御回路の各信号波形を示すグラフである。 図６は従来の昇降圧コンバータの概略構成を示す回路図である。 図７は図６に示す昇降圧コンバータの各部における信号波形を示すグラフである。
　以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一または相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。
　＜第１実施形態＞
　まず、本発明の第１実施形態について説明する。図１は本発明の第１実施形態に係る昇降圧コンバータの概略構成例を示す回路図である。図１に示すように、本実施形態の昇降圧コンバータ１００は、基準電位（本実施形態においてはグランド電位）を基準とする入力直流電圧Ｖｉを生成する入力電源５に接続されている。昇降圧コンバータ１００は、４つのスイッチ１～４、インダクタ６および蓄電回路要素（本実施形態においては出力コンデンサ）７を備え、Ｈブリッジ型の昇降圧コンバータを構成している。昇降圧コンバータ１００は、各スイッチ１～４がスイッチングされることにより、出力コンデンサ７に電荷を蓄電する態様が変化することで出力コンデンサ７に接続された負荷８に供給される出力電圧Ｖｏ（または出力電流）を調整するように構成されている。本実施形態において、負荷８は出力コンデンサ７に並列に接続されている。スイッチ１～４は例えばＮチャンネルのＭＯＳトランジスタで構成される。なお、第１スイッチ１および第４スイッチ４をＰチャンネルのＭＯＳトランジスタで構成し、第２スイッチ２および第３スイッチ３をＮチャンネルのＭＯＳトランジスタで構成することとしてもよい。この場合には、第１スイッチ１と第２スイッチ２とを駆動する信号を共通の信号とし、第３スイッチ３と第４スイッチ４とを駆動する信号を共通の信号とすることで、第１スイッチ１と第２スイッチ２との間および第３スイッチ３と第４スイッチ４との間の相補的動作を容易に実現することができる。
　より詳しくは、第１スイッチ１は、一端が入力電源５の一端に接続され、他端がインダクタ６の一端に接続されている。また、第２スイッチ２は、一端がインダクタ６の一端に接続され、他端が基準電位を付与する基準電位付与部（本実施形態においてはグランド）ＧＮＤに接続されている。第３スイッチ３は、一端がインダクタ６の他端に接続され、他端が出力コンデンサ７に接続されている。第４スイッチ４は、一端がインダクタ６の他端に接続され、他端が出力コンデンサ７に接続されている。すなわち、出力コンデンサ７は、第３スイッチ３の他端と第４スイッチ４の他端との間に接続され、第１スイッチ１から第４スイッチ４の接続状態に応じて入力直流電圧Ｖｉに基づいた電荷を充電し、充電した電荷に基づいて負荷８に出力電圧Ｖｏを印加するよう構成されている。
　さらに、昇降圧コンバータは、インダクタ６に流れるインダクタ電流ＩＬを検出する検出抵抗９を備えている。検出抵抗９は、第２スイッチ２と第３スイッチ３との間に接続されている。言い換えると、検出抵抗９は、出力コンデンサ７（および負荷８）とグランドＧＮＤとの間に接続されている。また、昇降圧コンバータ１００は、検出抵抗９で検出されたインダクタ電流ＩＬに基づいて第１スイッチ１から第４スイッチ４を駆動する制御を行う制御回路１０を備えている。
　以下に、本実施形態の昇降圧コンバータ１００の各制御動作について説明する。まず、昇降圧コンバータ１００が降圧モードで動作する場合、制御回路１０からの制御信号により、第３スイッチ３がオフかつ第４スイッチ４がオンに固定され、第１スイッチ１および第２スイッチ２が択一的にオンするように（相補的に）動作する。すなわち、第１スイッチ１がオンで第２スイッチ２がオフの場合、入力電源５→第１スイッチ１→インダクタ６→第４スイッチ４→出力コンデンサ７および負荷８→検出抵抗９→入力電源５の順で電流が流れる。これにより、出力コンデンサ７にインダクタ６を介して入力電源５の入力直流電圧Ｖｉに基づく電荷が供給され、出力コンデンサ７に蓄積される。その後、第１スイッチ１がオフし、第２スイッチ２がオンすると、インダクタ６→第４スイッチ４→出力コンデンサ７および負荷８→検出抵抗９→第２スイッチ２→インダクタ６の順で電流が流れる。これにより、出力コンデンサ７に蓄えられた電荷に基づいてインダクタ６にエネルギーが蓄積される。このように、降圧モードの動作時においては、出力コンデンサ７に電荷が蓄積される場合およびインダクタ６にエネルギーが蓄積される場合のいずれの状態にあっても、検出抵抗９にインダクタ６と同様の電流が流れる。
　次に、昇降圧コンバータ１００が昇圧モードで動作する場合、制御回路１０からの制御信号により、第１スイッチ１がオンかつ第２スイッチ２がオフに固定され、第３スイッチ３および第４スイッチ４が択一的にオンするように（相補的に）動作する。すなわち、第３スイッチ３がオンで第４スイッチ４がオフの場合、入力電源５→第１スイッチ１→インダクタ６→第３スイッチ３→検出抵抗９→入力電源５と電流が流れる。これにより、インダクタ６に入力電源５の入力直流電圧Ｖｉに基づいてエネルギーが蓄積される。その後、第３スイッチ３がオフし、第４スイッチ４がオンすると、入力電源５→第１スイッチ１→インダクタ６→第４スイッチ４→出力コンデンサ７および負荷８→検出抵抗９→入力電源５の順で電流が流れる。これにより、インダクタ６に蓄えられたエネルギーに基づいて出力コンデンサ７に電荷が蓄積される。このように、昇圧モードの動作時においても、出力コンデンサ７に電荷が蓄積される場合およびインダクタ６にエネルギーが蓄積される場合のいずれの状態にあっても、検出抵抗９にインダクタ６と同様の電流が流れる。
　また、本実施形態の昇降圧コンバータ１００は、入力直流電圧Ｖｉと設定された出力電圧Ｖｏとの差が小さい場合に、４つのスイッチ１～４をスイッチングする（いずれのスイッチ１～４もオンまたはオフに固定しない）昇降圧モードを実行する。図２は図１に示す昇降圧コンバータにおける昇降圧モード時の各スイッチの信号波形例およびそれによって検出抵抗で得られる検出電圧Ｖｓの波形例を示すグラフである。検出電圧Ｖｓは、インダクタ電流ＩＬに対応して変化するため、図２はインダクタ電流ＩＬの変化をそれに基づいた電圧変化によって示すものである。なお、図２に示す昇降圧モードにおいては第１スイッチ１がオンである間に第４スイッチ４に対して相補的に動作する第３スイッチ３がオフ→オン→オフと動作する態様を示している。なお、本実施形態における昇降圧コンバータ１００において適用できる昇降圧モードはこれに限られない。
　まず、図２に示す期間Ｔ１においては、第１スイッチ１がオンかつ第２スイッチ２がオフであるとともに第３スイッチ３がオフかつ第４スイッチ４がオンとなっている。このとき、インダクタ６には入力電源５の入力直流電圧Ｖｉと出力コンバータ７の出力電圧Ｖｏとの差電圧である入出力差電圧Ｖｉ－Ｖｏが印加される。インダクタ電流ＩＬは、入力電源５→第１スイッチ１→インダクタ６→第４スイッチ４→出力コンデンサ７および負荷８→検出抵抗９→入力電源５の順に流れ、インダクタ６のインダクタンスをＬとして、（Ｖｉ－Ｖｏ）／Ｌで表される傾きで変化する。なお、図２においては、Ｖｉ＞Ｖｏの例をしめしているため、インダクタ電流ＩＬは、期間Ｔ１において増加している。
　次に、期間Ｔ２においては、第１スイッチ１および第２スイッチ２の接続状態（第１スイッチ１がオン、第２スイッチ２がオフ）が保持された状態で、第３スイッチ３がオンし、第４スイッチ４がオフする。このとき、インダクタ６には入力直流電圧Ｖｉが印加される。また、インダクタ電流ＩＬは入力電源５→第１スイッチ１→インダクタ６→第３スイッチ３→検出抵抗９→入力電源５の順に流れ、Ｖｉ／Ｌで表される傾きで増加する。さらに、期間Ｔ３においては、各スイッチ１～４の状態は期間Ｔ１と同じになる（再び第３スイッチ３および第４スイッチ４が相補的にスイッチングする）。その後、期間Ｔ４においては、第３スイッチ３および第４スイッチ４の接続状態（第３スイッチ３がオフ、第４スイッチ４がオン）が保持された状態で、第１スイッチ１がオフし、第２スイッチ２がオンする。このとき、インダクタ６には出力電圧Ｖｏが逆向きに印加される（－Ｖｏが印加される）。インダクタ電流ＩＬは、インダクタ６→第４スイッチ４→出力コンデンサ７および負荷８→検出抵抗９→第２スイッチ２→インダクタ６の順に流れ、－Ｖｏ／Ｌで表される傾きで減少する。
　このように、昇降圧モードの動作時におけるいずれの状態にあっても、検出抵抗９にインダクタ６と同様の電流が流れる。
　以上のとおり、上記構成によれば、インダクタ電流ＩＬを検出する検出抵抗９が第２スイッチ２の他端と第３スイッチ３の他端との間に接続されるため、第１スイッチ１および第４スイッチ４がオンでかつ第２スイッチ２および第３スイッチ３がオフである場合を含むいずれの接続態様であっても２つのスイッチにより閉成された経路内に検出抵抗９が存在することとなる。したがって、いかなる接続態様においても検出抵抗９にインダクタ電流ＩＬに相当する電流が流れることとなる。これにより、簡単な構成でスイッチ１～４の接続態様がいかなる場合においても検出抵抗９を用いてインダクタ電流ＩＬを容易に検出することができる。さらに、各スイッチ１～４に流れる電流のピーク値および谷値を検出抵抗９の一箇所で容易に検出することができるので、検出した電流を過電流保護や出力制御に容易に適用することができる。
　なお、本実施形態において、制御回路１０は、図２に示すように、第３スイッチ３がオンする際に、検出抵抗９からインダクタ電流ＩＬを検出しないよう構成されている。
　第２スイッチ２および第３スイッチ３がＮチャンネルのトランジスタである場合、それらのスイッチの駆動電力が入力電源５から供給されると、特に第３スイッチ３への駆動電流は検出抵抗９を流れることとなる。このため、昇圧モードや昇降圧モードにおいて第３スイッチ３がオンにスイッチングする場合には、検出抵抗９による検出電圧Ｖｓに図２の破線で示すような突発的なスパイク電圧Ｖｘがスイッチングノイズとして重畳される場合がある。スパイク電圧Ｖｘが重畳された検出電圧Ｖｓに基づいて、昇降圧コンバータ１００の各スイッチ１～４への駆動信号を生成すると、出力電圧Ｖｏが安定しない場合（誤動作となる場合）が生じ得る。
　したがって、第３スイッチ３のオンへのスイッチングの前後に検出抵抗９から検出電圧Ｖｓを検出しない不感帯ｘを設けることで、このようなスパイク電圧Ｖｘに基づくスイッチングノイズが検出されることが防止される。これにより、スパイク電圧Ｖｘが無視できないような場合であっても、不感帯ｘを設けることによって、各スイッチに対する誤った駆動信号の生成を防止することができる。不感帯ｘを設けるための構成としては、例えば、第３スイッチ３のオンへのスイッチングを行うための駆動信号に応じて一定期間（第３スイッチ３がオフからオンへスイッチングを開始し、それが完了するまでの間の期間）、制御回路１０と検出抵抗９との間の接続を遮断するスイッチ（図示せず）を設けることとしてもよい。
　なお、昇降圧コンバータ１００を含むスイッチングコンバータの主な制御方式には、電圧モードと電流モードとがある。いずれの制御方式も最終的にスイッチのスイッチング周期の１周期におけるオン時間の割合（デューティ比）を調整するもの（ＰＷＭ制御）である。しかし、電圧モードは、直接的にデューティ比を調整するのに対し、電流モードはインダクタ電流ＩＬを調整することによってデューティ比を調整するという違いがある。このため、インダクタ６を等価的に電流源化する電流モードの方がコンバータ伝達関数の次数が低くなり、位相補償が容易で高速応答性に優れることが知られている。この電流モード制御方式には、平均値電流モード制御方式とピーク値電流モード制御方式とがある。平均値電流モード制御方式は、インダクタ電流ＩＬの平均値を調整することによってコンバータを制御する方式であり、ピーク値電流モード制御方式は、インダクタ電流ＩＬのピーク値を調整することによってコンバータを制御する方式である。
　本実施形態の昇降圧コンバータ１００においては、降圧モードか昇圧モードかによってインダクタ電流ＩＬのピーク値の発生するポイントが変わる。また、同じ昇降圧モードであっても図２に示すように入出力電圧Ｖｉ－Ｖｏの高低によってインダクタ電流ＩＬがピーク値となるポイントが変わる。例えば、Ｖｉ＞Ｖｏの場合には期間Ｔ３においても電流は増加するので、インダクタ電流ＩＬのピーク値は期間Ｔ３の終了時点（＝期間Ｔ４の開始時点）となるが、Ｖｉ＜Ｖｏの場合には期間Ｔ３において電流は減少するので、インダクタ電流ＩＬのピーク値は期間Ｔ３の開始時点（＝期間Ｔ２の終了時点）となる。このため、本実施形態においては、インダクタ電流ＩＬのピーク値を制御するように各スイッチ１～４を駆動するピーク値電流モード制御方式よりもインダクタ電流ＩＬの平均値を制御する平均値電流モード制御方式が好適に用いられる。
　＜第２実施形態＞
　次に、本発明の第２実施形態について説明する。図３は本発明の第２実施形態に係る昇降圧コンバータの概略構成例を示す回路図である。本実施形態において第１実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本実施形態の昇降圧コンバータ１００Ｂが第１実施形態と異なる点は、制御回路１０Ｂが出力電圧Ｖｏに基づく第１検出信号Ｖｄ１を検出し、当該第１検出信号Ｖｄ１に基づいて駆動信号を生成することである。
　より詳しくは、制御回路１０Ｂは、出力電圧Ｖｏに基づく第１検出信号Ｖｄ１が所定の第１基準信号（電圧）Ｖｒｅｆ１の信号レベルに一致するように調整する第１調整部３１と、出力電圧Ｖｏに基づく信号成分と検出抵抗９で検出されたインダクタ電流ＩＬに基づく信号成分とを含む第２検出信号Ｖｄ２（後述）が所定の第２基準信号（電圧）Ｖｒｅｆ２の信号レベルに一致するように調整する第２調整部３２と、第１調整部３１および第２調整部３２に基づいて第１スイッチ１から第４スイッチ４を駆動する駆動信号Ｖ１５，Ｖ１６を生成する駆動信号生成部３３とを備えている。また、制御回路１０Ｂは、第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１を生成する第１基準電圧源２１と第２基準信号電圧Ｖｒｅｆ２を生成する第２基準電圧源２２とを備えている。
　これによれば、第１調整部３１において第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１を基準として出力電圧Ｖｏがフィードバック制御され、第２調整部３２において第２基準信号電圧Ｖｒｅｆ２を基準としてインダクタ電流ＩＬに基づく電圧Ｖｓと出力電圧Ｖｏとの加算値がフィードバック制御される。このように、出力電圧Ｖｏおよびインダクタ電流ＩＬのそれぞれについてフィードバック制御が行われることにより、より高精度かつ応答速度の速い出力調整が可能となる。
　より具体的な回路を用いて説明する。図４は図３に示す昇降圧コンバータのより具体的な構成例を示す回路図である。図４においては、負荷８として、発光素子（例えばＬＥＤ）８０を含む場合の例を示している。負荷８は、さらに発光素子８０の発光に必要な電流を流す定電流源回路８１を備えている。発光素子８０と定電流源回路８１とは直列接続されている。
　第１調整部３１は、出力電圧Ｖｏに基づく第１検出信号Ｖｄ１と第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１との誤差を増幅して第１誤差信号Ｖｅ１を生成する第１誤差増幅器１２を含んでいる。本実施形態において、第１調整部３１は、第１検出電圧Ｖｄ１として定電流源回路８１の電圧を検出するよう構成されている。第１誤差増幅器１２の非反転入力端には定電流源回路８１の電圧が印加され、第１誤差増幅器１２の反転入力端には第１基準電圧源２１の第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１が印加される。その上で、第１誤差増幅器１２は、定電流源回路８１の電圧と第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１の誤差増幅信号を第１誤差信号Ｖｅ１として出力する。
　また、第２調整部３２は、検出抵抗９で検出されたインダクタ電流ＩＬに基づく電圧Ｖｓを平均化した電流信号Ｉｓを生成するインダクタ電流検出回路３４と、第２検出信号Ｖｄ２として電流信号Ｉｓに基づく電圧Ｒ２４・Ｉｓおよび第１誤差信号Ｖｅ１が加算された信号と第２基準信号電圧Ｖｒｅｆ２との誤差を増幅して第２誤差信号Ｖｅ２を生成する第２誤差増幅器１４と、第２誤差信号Ｖｅ２からオフセット信号Ｖｏｆｆを減算して第３誤差信号Ｖｅ３を生成するオフセット回路２３とを含んでいる。
　インダクタ電流検出回路３４は、互いに直列接続されかつ検出抵抗９に並列に接続される抵抗１７およびコンデンサ１８と、非反転入力端がコンデンサ１８の一端に接続され、反転入力端がコンデンサ１８の他端に接続され、コンデンサ１８に印加された電圧を増幅して電流に変換して出力する第３誤差増幅器１３とを備えている。インダクタ電流検出回路３４は、抵抗１７とコンデンサ１８とによって検出抵抗９の印加される電圧Ｖｓを平均化し、インダクタ電流ＩＬに基づく電圧Ｖｓの平均電圧を第３誤差増幅器１３に入力し、この平均電圧を電流信号Ｉｓに変換して出力する。
　また、第３誤差増幅器１３の出力端は、第２誤差増幅器１４の反転入力端に入力される。さらに、第２誤差増幅器１４の反転入力端と第１誤差増幅器１２の出力端とが抵抗２４を介して接続されている。すなわち、第２誤差増幅器１４の反転入力端には、インダクタ電流ＩＬに基づく電流信号Ｉｓによる抵抗２４（抵抗値Ｒ２４）の電圧降下分Ｒ２４・Ｉｓと第１誤差信号Ｖｅ１とを加算した電圧信号が第２検出信号Ｖｄ２（＝Ｖｅ１＋Ｒ２４・Ｉｓ）として入力される。また、第２誤差増幅器１４の非反転入力端には、第２基準電圧源２２が接続され、第２基準信号電圧Ｖｒｅｆ２が印加される。そして、第２誤差増幅器１４は、第２検出信号Ｖｄ２と第２基準信号電圧Ｖｒｅｆ２との誤差が増幅された信号を第２誤差信号Ｖｅ２として出力する。
　また、駆動信号生成部３３は、第２誤差信号Ｖｅ２と所定の三角波信号Ｖｔとを比較し、その比較結果に応じて第１スイッチ１および第２スイッチ２を駆動する第１駆動信号Ｖ１５を生成する第１比較器１５と、オフセット回路２３から出力される第３誤差信号Ｖｅ３と前記三角波信号Ｖｔとを比較し、その比較結果に応じて第３スイッチ３および第４スイッチ４を駆動する第２駆動信号Ｖ１６を生成する第２比較器１６とを含んでいる。
　オフセット回路２３は、オフセット電圧Ｖｏｆｆを生成する電圧源により構成され、第２誤差増幅器１４の出力端と第２比較器１６の非反転入力端との間に設けられている。したがって、第２比較器１６の非反転入力端に印加される第３誤差信号Ｖｅ３は、第２誤差信号Ｖｅ２からオフセット電圧Ｖｏｆｆを差し引いた電圧（Ｖｅ３＝Ｖｅ２－Ｖｏｆｆ）となる。また、第２誤差増幅器１４の出力端は、第１比較器１５の非反転入力端にも接続されている。また、駆動信号生成部３３は、三角波信号Ｖｔを出力する三角波生成回路１１を備えている。三角波生成回路１１から出力される三角波信号Ｖｔは、第１比較器１５および第２比較器１６の反転入力端にそれぞれ入力される。
　さらに、制御回路１０Ｂは、第１比較器１５の出力（すなわち第１駆動信号Ｖ１５）を反転させる第１インバータ１９と、第２比較器１の出力（すなわち第２駆動信号Ｖ１６）を反転させる第２インバータ２０とを備えている。本実施形態においては、第１駆動信号Ｖ１５をそのまま第１スイッチ１の駆動信号Ｖ１（＝Ｖ１５）とし、第１スイッチ１と相補的動作する第２スイッチ２の駆動信号Ｖ２として第１駆動信号Ｖ１５の第１インバータ１９による反転信号（Ｖ２＝－Ｖ１５）を適用している。また、第２駆動信号Ｖ１６をそのまま第３スイッチ３の駆動信号Ｖ３（＝Ｖ１６）とし、第３スイッチ３と相補的動作する第４スイッチ４の駆動信号Ｖ４として第２駆動信号Ｖ１６の第２インバータ２０による反転信号（Ｖ４＝－Ｖ１６）を適用している。
　以上より、第１比較器１５において第２誤差信号Ｖｅ２と三角波信号Ｖｔとが比較される。第１比較器１５は、第２誤差信号Ｖｅ２が三角波信号Ｖｔより高い信号レベルである場合には、駆動信号Ｖ１（＝Ｖ１５）が第１スイッチ１をオンしかつ駆動信号Ｖ２（＝－Ｖ１５）が第２スイッチ２をオフするような信号レベル（第１の信号レベルＨ）を出力し、第２誤差信号Ｖｅ２が三角波信号Ｖｔより低い信号レベルである場合には、駆動信号Ｖ１（＝Ｖ１５）が第１スイッチ１をオフしかつ駆動信号Ｖ２（＝－Ｖ１５）が第２スイッチ２をオンするような信号レベル（第２の信号レベルＬ）を出力する。また、第２比較器１６において第２誤差信号Ｖｅ２と三角波信号Ｖｔとが比較される。第２比較器１６は、第３誤差信号Ｖｅ３が三角波信号Ｖｔより高い信号レベルである場合には、駆動信号Ｖ３（＝Ｖ１６）が第３スイッチ３をオンしかつ駆動信号Ｖ４（＝－Ｖ１６）が第４スイッチ４をオフするような信号レベル（第１の信号レベルＨ）を出力し、第３誤差信号Ｖｅ３が三角波信号Ｖｔより低い信号レベルである場合には、駆動信号Ｖ３（＝Ｖ１６）が第３スイッチ３をオフしかつ駆動信号Ｖ４（＝－Ｖ１６）が第４スイッチ４をオンするような信号レベル（第２の信号レベルＬ）を出力する。
　このように、第１調整部３１および第２調整部３２を誤差増幅器１２，１４を用いて容易に構成することができ、第１調整部３１および第２調整部３２の出力に応じて各スイッチ１～４を駆動する駆動信号Ｖ１～Ｖ４を比較器１５，１６を用いて容易に構成することができる。
　本実施形態において、第１基準信号Ｖｒｅｆ１は、定電流源回路８１の動作に必要な最小電圧に応じた電圧である。これにより、出力電圧Ｖｏに基づく第１検出信号Ｖｄ１が定電流源回路８１の動作に必要な最小電圧に一致するようにフィードバック制御される。したがって、出力電圧Ｖｏが定電流源回路８１の動作に必要な最小電圧に高精度に調整されるため、低消費電力で安定した発光器を実現することができる。
　以下、定電流源回路８１が動作可能な最小電圧である第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１に安定化されるための昇降圧コンバータ１００Ｂの動作について説明する。図５は図４に示す昇降圧コンバータにおける制御回路の各信号波形を示すグラフである。
　まず、定電流源回路８１の電圧である第１検出電圧Ｖｄ１が第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１より高くなると、第１誤差増幅器１２から出力される第１誤差信号Ｖｅ１は信号レベルが高くなる。このため、第２検出信号Ｖｄ２＝Ｒ２４・Ｉｓ＋Ｖｅ１も上昇する。これにより、第２検出信号Ｖｄ２が第２基準電圧Ｖｒｅｆ２より高くなると、第２誤差増幅器１４から出力される第２誤差信号Ｖｅ２が低くなる。第２誤差信号Ｖｅ２が低くなると、第２比較器１６に入力される第３誤差信号Ｖｅ３（＝Ｖｅ２－Ｖｏｆｆ）も低くなる。
　ここで、駆動信号生成部３３は、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３と三角波信号Ｖｔとを比較した結果に応じて第１スイッチ１～第４スイッチ４をそれぞれ駆動する駆動信号を生成する。具体的には、三角波信号Ｖｔの最大値と最小値との間に第２誤差信号Ｖｅ２または第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが存在する場合には、対応する駆動信号のデューティ比が変化する。
　そのため、三角波信号Ｖｔの最大値と最小値との電圧差は、オフセット電圧Ｖｏｆｆと略一致するように設定され、第１検出信号Ｖｄ１が第１基準信号Ｖｒｅｆ１に略一致する場合に、第２誤差信号Ｖｅ２の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最大値に略一致し、かつ第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最小値に略一致するように設定される。
　これにより、第２誤差信号Ｖｅ２の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最大値より高いレベルにあり、かつ第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最大値と最小値との間のレベルにある場合には昇圧モードで動作する（第１スイッチ１がオンかつ第２スイッチ２がオフに固定され、第３スイッチ３および第４スイッチ４が択一的にオンする）。また、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３がより低くなり、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルがともに三角波信号Ｖｔの最大値と最小値との間のレベルにある場合には昇降圧モードで動作する（固定されるスイッチ１～４がなくすべてのスイッチ１～４が三角波信号Ｖｔとの比較に応じて変化する）。さらに、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３がより低くなり、第２誤差信号Ｖｅ２の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最大値と最小値との間のレベルにあり、かつ第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最小値より低いレベルにある場合には昇圧モードで動作する（第３スイッチ３がオフかつ第４スイッチ４がオンに固定され、第３スイッチ３および第４スイッチ４が択一的にオンする）。
　したがって、第２誤差信号Ｖｅ２が低くなると、制御回路１０Ｂは、同じ動作モードにおいてデューティ比を小さくするか、あるいは動作モードを現在のモードが昇圧モードであれば昇降圧モードへ変化させ、現在のモードが昇降圧モードであれば降圧モードへ変化させる。これにより、供給電力が低減され、出力電圧Ｖｏひいては定電流源回路８１の電圧（第１検出信号Ｖｄ１）が低下する。逆に、定電流源回路８１の電圧である第１検出信号Ｖｄ１の信号レベルが第１基準電圧Ｖｒｅｆ１より低くなると、上記と反対の動作によって定電流源回路８１の電圧が上昇する。このようにして、インダクタ電流ＩＬの信号成分および出力電圧Ｖｏの信号成分を含む第２誤差信号Ｖｅ２＝Ｒ２４・Ｉｓ＋Ｖｅ１が第２基準電圧Ｖｒｅｆ２に一致するように安定化される。その結果、定電流源回路８１の電圧である第１検出信号Ｖｄ１が第１基準電圧Ｖｒｅｆ１に安定化される。
　次に、制御回路１０Ｂの動作モードが昇圧モード→昇降圧モード→降圧モードに順に変化する動作についてより詳しく説明する。なお、制御回路１０Ｂの動作モードが降圧モード→昇降圧モード→昇圧モードに順に変化する場合はこれと逆の動作をするだけであるので説明は省略する。
　まず、昇圧モードの場合、図５に示すように、第２誤差信号Ｖｅ２は三角波信号Ｖｔより高い電圧レベルとなるため、第１比較器１５は常に第１の信号レベルＨを出力する。これにより、第１スイッチ１がオンし、かつ第２スイッチ２がオフする状態が保持される。一方、第３誤差信号Ｖｅ３（＝Ｖｅ２－Ｖｏｆｆ）は三角波信号Ｖｔと交差し、第２比較器１６の出力は第３誤差信号Ｖｅ３と三角波信号Ｖｔとが交差する点で信号レベルが遷移するパルス波形となり、第３スイッチ３および第４スイッチ４が択一的にオンする相補的動作を繰り返す。第３スイッチ３のオン時間は第３誤差信号Ｖｅ３の低下とともに短くなり（デューティ比が小さくなり）、第３誤差信号Ｖｅ３の上昇とともに長くなる（デューティ比が大きくなる）。
　昇圧モードにおいて第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３が低下して、第２誤差信号Ｖｅ２が三角波信号Ｖｔと交差すると、昇降圧モードに切り替わる。このとき、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３はともに三角波信号Ｖｔと交差する点で信号レベルが遷移するパルス波形となる。さらに、第１スイッチ１のデューティ比は、第３スイッチ３のデューティ比より十分大きく、第３スイッチ３のオン期間は第１スイッチ１のオン期間に含まれることとなる。したがって、第１実施形態の図２において説明したような昇降圧モードが実行される。この昇降圧モードにおいては、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが低下することにより、第１スイッチ１および第３スイッチ３のオン時間がともに短く（デューティ比がともに小さく）なり、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが上昇することにより、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３のオン時間がともに長く（デューティ比がともに大きく）なる。
　昇降圧モードにおいて第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３がさらに低下して、第３誤差信号Ｖｅ３が三角波信号Ｖｔと交差しなくなると、降圧モードに切り替わる。このとき、第２比較器１６は常に第２の信号レベルＬを出力する。これにより、第３スイッチ３がオフし、かつ第４スイッチ４がオンする状態が保持される。一方、第２誤差信号Ｖｅ２は依然として三角波信号Ｖｔと交差した状態であるので、第１スイッチ１および第２スイッチ２が択一的にオンする相補的動作を繰り返す。第１スイッチ１のオン時間は第２誤差信号Ｖｅ２の低下とともに短くなり（デューティ比が小さくなり）、第２誤差信号Ｖｅ２の上昇とともに長くなる（デューティ比が大きくなる）。
　以上のように、本実施形態における昇圧コンバータ１００Ｂは、すべての動作モードでインダクタ電流ＩＬを容易に検出することができ、負荷８への出力電圧Ｖｏを安定化させることができる。また、第１駆動信号Ｖ１５と第２駆動信号Ｖ１６とを第２誤差信号Ｖｅ２とオフセット電圧Ｖｏｆｆだけオフセットされた第３誤差信号Ｖｅ３とを用いて生成することにより、動作モードの切り替わりをスムーズに行うことができる。
　なお、図５においても、第１実施形態で説明したように、第３スイッチ３のオン時の前後に不感帯ｘを設けてもよいが、本実施形態においては図示および説明を省略している。
　なお、本実施形態の昇降圧コンバータ１００Ｂにおいては、検出抵抗９が存在するため、制御回路１０Ｂの基準電位（グランドＧＮＤ）と負荷８の基準電位とが一致しない（グランドＧＮＤより高い電位となる）。したがって、このような電圧変動が問題とならないように制御回路の各構成要素を構成する。また、検出抵抗９は、電圧降下Ｖｓが数十～数百ｍＶ以下となるように設定することが好ましい。本実施形態のような発光素子８０においては、負荷８の回路が比較的簡素であるため、検出抵抗９による電圧降下Ｖｓが基準電位に重畳されてもあまり影響を受けない。したがって、本実施形態の昇降圧コンバータ１００Ｂはこのような発光素子８０の電力供給源として好適に用いられる。
　また、図３に示した昇降圧コンバータでは、発光素子８０の定電流源回路８１の動作に必要な最低電圧を確保するようにフィードバック制御をかける構成としたが、これに限られない。例えば、定電流源回路８１の代わりに抵抗を用いて、その電圧降下を安定化するような構成としてもよい。
　以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更、修正が可能である。例えば、複数の上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせることとしてもよい。また、本実施形態においては、第１スイッチ１の一端側の電位（入力電圧Ｖｉ）が第２スイッチ２の他端側の電位（グランド電位）より高い場合について説明したが、第２スイッチ２の他端側の電位が第１スイッチ１の一端側の電位より高いように構成してもよい。また、各スイッチ１～４の構成として上記実施形態で説明したＮチャンネルＭＯＳトランジスタ以外のスイッチ回路またはスイッチ素子を適用してもよい。
　上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。
　本発明の昇降圧コンバータは、Ｈブリッジ型の昇降圧コンバータにおいて、簡単な構成でスイッチの接続態様がいかなる場合においてもインダクタ電流を容易に検出するために有用である。
　１　第１スイッチ
　２　第２スイッチ
　３　第３スイッチ
　４　第４スイッチ
　５　入力電源
　６　インダクタ
　７　出力コンバータ（蓄電回路要素）
　８　負荷
　９　検出抵抗
　１０，１０Ｂ　制御回路
　１１　三角波生成回路
　１２　第１誤差増幅器
　１３　第３誤差増幅器
　１４　第２誤差増幅器
　１５　第１比較器
　１６　第２比較器
　１７，２４　抵抗
　１８　コンデンサ
　１９　第１インバータ
　２０　第２インバータ
　２１　第１基準電圧源
　２２　第２基準電圧源
　２３　オフセット回路
　３１　第１調整部
　３２　第２調整部
　３３　駆動信号生成部
　３４　インダクタ電流検出回路
　８０　発光素子
　８１　定電流源回路
　１００，１００Ｂ　昇降圧コンバータ

Claims (7)

  1. 　インダクタと、
    　一端が基準電位を基準とする入力直流電圧を生成する入力電源に接続され、他端が前記インダクタの一端に接続された第１スイッチと、
    　一端が前記インダクタの一端に接続され、他端が前記基準電位を付与する基準電位付与部に接続された第２スイッチと、
    　一端が前記インダクタの他端に接続された第３スイッチと、
    　一端が前記インダクタの他端に接続された第４スイッチと、
    　前記第３のスイッチの他端と前記第４スイッチの他端との間に接続され、前記第１スイッチから前記第４スイッチの接続状態に応じて入力直流電圧に基づいた電荷を充電し、充電した電荷に基づいて負荷へ印加する出力電圧を生成する蓄電回路要素と、
    　前記第２スイッチの他端と前記第３スイッチの他端との間に接続され、前記インダクタに流れるインダクタ電流を検出する検出抵抗と、
    　前記検出抵抗で検出された前記インダクタ電流に基づいて前記第１スイッチから前記第４スイッチを駆動する制御を行う制御回路とを備えた、昇降圧コンバータ。
  2. 　前記制御回路は、前記出力電圧に基づく第１検出信号を検出するよう構成されており、
    　当該制御回路は、
    　前記出力電圧に基づく第１検出信号が所定の第１基準信号の信号レベルに一致するように調整する第１調整部と、
    　前記出力電圧に基づく信号成分と検出された前記インダクタ電流に基づく信号成分とを含む第２検出信号が所定の第２基準信号の信号レベルに一致するように調整する第２調整部と、
    　第１調整部および第２調整部に基づいて前記第１スイッチから前記第４スイッチを駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備えている、請求項１に記載の昇降圧コンバータ。
  3. 　前記第１調整部は、
    　前記出力電圧に基づく第１検出信号と所定の第１基準信号との誤差を増幅して第１誤差信号を生成する第１誤差増幅器を含み、
    　前記第２調整部は、
    　前記検出抵抗で検出された前記インダクタ電流に基づく電圧を平均化した電流信号Ｉｓを生成するインダクタ電流検出回路と、
    　前記第２検出信号として前記電流信号に基づく電圧および前記第１誤差信号が加算された信号と所定の第２基準信号との誤差を増幅して第２誤差信号を生成する第２誤差増幅器と、
    　前記第２誤差信号からオフセット信号を減算して第３誤差信号を生成するオフセット回路とを含み、
    　前記駆動信号生成部は、
    　前記第２誤差信号と所定の三角波信号とを比較し、その比較結果に応じて前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを駆動する第１駆動信号を生成する第１比較器と、
    　前記第３誤差信号と前記三角波信号とを比較し、その比較結果に応じて前記第３スイッチおよび前記第４スイッチを駆動する第２駆動信号を生成する第２比較器とを含む、請求項２に記載の昇降圧コンバータ。
  4. 　前記制御回路は、前記第３スイッチがオンする際に、前記検出抵抗から前記インダクタ電流を検出しないよう構成される、請求項１に記載の昇降圧コンバータ。
  5. 　前記負荷は、発光素子を含む、請求項１に記載の昇降圧コンバータ。
  6. 前記負荷は、発光素子と、前記発光素子に直列接続された定電流源回路とを含み、前記第１調整部は、前記第１検出電圧として前記定電流源回路の電圧を検出するよう構成されている、請求項３に記載の昇降圧コンバータ。
  7. 　前記第１基準信号は、前記定電流源回路の動作に必要な最小電圧に応じた電圧である、請求項６に記載の昇降圧コンバータ。
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