JP5853153B2 - 昇降圧コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、電源からの入力直流電圧をインダクタを用いて所定の直流電圧に変換して負荷に供給する昇降圧コンバータに関し、特に、インダクタを流れるインダクタ電流に基づいて所定の直流電圧に制御する昇降圧コンバータに関する。

電源からの入力直流電圧をインダクタを用いて所定の直流電圧に変換して負荷に供給する昇降圧コンバータにおいて、４つのスイッチを用いてインダクタを流れるインダクタ電流を制御するＨブリッジ回路を用いた構成が知られている（例えば特許文献１参照）。

図６は従来の昇降圧コンバータの概略構成を示す回路図である。図６に示されるように、昇降圧コンバータは、直流電源１０５と、インダクタ１０６と、インダクタ１０６の両端に２つずつ接続される第１〜第４スイッチ１０１〜１０４と、負荷１０８に出力電圧Ｖｏを印加するための出力コンデンサ１０７と、第３スイッチ１０３に流れる電流を検出する第１電流検出抵抗９１と、第２スイッチ１０２に流れる電流を検出する第２電流検出抵抗９２と、第１および第２電流検出抵抗９１，９２で検出される電流に基づいて各スイッチ１０１〜１０４のオンオフをスイッチングする制御回路１１０とを備えている。

このような昇圧コンバータにおいて、制御回路１１０は、第１スイッチ１０１と第２スイッチ１０２とが択一的（相補的）にオンし、第３スイッチ１０３と第４スイッチ１０４とが択一的（相補的）にオンするように制御する。そして、第１スイッチ１０１および第３スイッチ１０３がオンかつ第２スイッチ１０２および第４スイッチ１０４がオフのとき（第１の状態）、インダクタ１０６には直流電源１０５の入力電圧Ｖｉが印加され、インダクタ電流ＩＬの増加とともにインダクタ１０６にエネルギーが蓄えられる。その後、第１スイッチ１０１および第３スイッチ１０３がオフしかつ第２スイッチ１０２および第４スイッチ１０４がオンにスイッチングすることにより（第２の状態）、インダクタ１０６に蓄えられたエネルギーが第２スイッチ１０２および第４スイッチ１０４を介して出力コンデンサ１０７を充電する。出力コンデンサ１０７に電荷が充電されることにより、負荷１０８に印加される出力電圧Ｖｏは増加する。

図７は図６に示す昇降圧コンバータの各部における信号波形を示すグラフである。第１の状態のとき、増加するインダクタ電流ＩＬは、第１電流検出抵抗９１で検出される。図６に示す昇降圧コンバータにおいては、第１電流検出抵抗９１で検出されるインダクタ電流ＩＬに基づく検出電圧Ｖｓ１０が予め設定された上限電流指令値（電圧）Ｖ１０に達すると、制御回路１１０は、各スイッチ１０１〜１０４を第２の状態に切り替える。第２の状態のとき、減少するインダクタ電流ＩＬは、第２電流検出抵抗９２で検出される。図６に示す昇降圧コンバータにおいては、第２電流検出抵抗９２で検出されるインダクタ電流ＩＬに基づく検出電圧Ｖｓ２０が予め設定された下限電流指令値（電圧）Ｖ２０に達すると、制御回路１１０は、各スイッチ１０１〜１０４を第１の状態に切り替える。このように、各状態において対応する電流検出抵抗９１，９２から検出されたインダクタ電流ＩＬに基づいて各スイッチ１０１〜１０４を駆動制御している。したがって、上限電流指令値Ｖ１０および下限電流指令値Ｖ２０を調整することにより、負荷１０８に供給される出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏが調整される。

特開２００５−２３７０５２号公報

上記のようなＨブリッジ回路を用いた昇降圧コンバータにおける動作モードとしては、特許文献１のような動作以外にも昇圧モードや降圧モードと呼ばれる動作モードが知られている。昇圧モードは、第１スイッチ１０１をオンに固定しかつ第２スイッチ１０２をオフに固定した状態で、第３スイッチ１０３および第４スイッチ１０４を相補的に繰り返しオンオフすることにより入力電圧を昇圧して出力する。また、降圧モードは、第３スイッチ１０３をオフに固定しかつ第４スイッチ１０４をオンに固定した状態で、第１スイッチ１０１と第２スイッチ１０２とを相補的に繰り返しオンオフすることにより入力電圧を降圧して出力する。

しかしながら、図６に示したような従来の昇降圧コンバータは、第１スイッチ１０１および第４スイッチ１０４がオンしかつ第２スイッチ１０２および第３スイッチ１０３がオフする状態においては、いずれの電流検出抵抗９１，９２もインダクタ１０６に接続していない状態となるため、インダクタ電流ＩＬを検出することができない問題がある。このため、図６に示すような回路構成では、結局、上記のように第１の状態と第２の状態とを交互に切り替える動作モードしか適用することができないため、昇圧および降圧のいずれのモードも採用できない。

インダクタ電流を検出する他の方法としては、インダクタに直列に抵抗を挿入し、その抵抗に流れる電流による電圧降下を検出する方法も考えられる。しかしながら、インダクタに直列に接続された抵抗の電圧は、各スイッチ１０１〜１０４のスイッチングに応じて増減してしまうため、インダクタに流れる電流を正しく検出するためには、各スイッチ１０１〜１０４の接続状態を検出し、当該接続状態に応じて検出電圧を補正する必要が生じる。したがって、回路構成が複雑になる。

本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、Ｈブリッジ型の昇降圧コンバータにおいて、簡単な構成でスイッチの接続態様がいかなる場合においてもインダクタ電流を容易に検出することができる昇降圧コンバータを提供することを目的とする。

本発明のある形態に係る昇降圧コンバータは、一端が、基準電位を基準とする入力直流電圧を生成する入力電源に接続され、他端が、前記インダクタの一端に接続された第１スイッチと、一端が、前記インダクタの一端に接続され、他端が、前記基準電位を付与する基準電位付与部に接続された第２スイッチと、一端が、前記インダクタの他端に接続された第３スイッチと、一端が、前記インダクタの前記他端に接続された第４スイッチと、前記第３のスイッチの他端と前記第４スイッチの他端との間に接続され、前記第１スイッチから前記第４スイッチの接続状態に応じて入力直流電圧に基づいた電荷を充電し、充電した電荷に基づいて負荷へ印加する出力電圧を生成する蓄電回路要素と、前記第２スイッチの前記他端と前記第３スイッチの前記他端との間に接続され、前記インダクタに流れるインダクタ電流を検出する検出抵抗と、前記検出抵抗で検出された前記インダクタ電流に基づいて前記第１スイッチから前記第４スイッチを駆動する制御を行う制御回路とを備えている。

上記構成によれば、インダクタ電流を検出する検出抵抗が第２スイッチの他端と第３スイッチの他端との間に接続されるため、第１スイッチおよび第４スイッチがオンでかつ第２スイッチおよび第３スイッチがオフである場合を含むいずれの接続態様であっても２つのスイッチにより閉成された経路内に検出抵抗が存在することとなる。したがって、簡単な構成でスイッチの接続態様がいかなる場合においても検出抵抗を用いてインダクタ電流を容易に検出することができる。

前記制御回路は、前記出力電圧に基づく第１検出信号を検出するよう構成されており、当該制御回路は、前記出力電圧に基づく第１検出信号が所定の第１基準信号の信号レベルに一致するように調整する第１調整部と、前記出力電圧に基づく信号成分と前記検出された前記インダクタ電流に基づく信号成分とを含む第２検出信号が所定の第２基準信号の信号レベルに一致するように調整する第２調整部と、第１調整部および第２調整部に基づいて前記第１スイッチから前記第４スイッチを駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備えていてもよい。これによれば、第１調整部において第１基準信号を基準として出力電圧がフィードバック制御され、第２調整部において第２基準信号を基準としてインダクタ電流に基づく電圧と出力電圧との加算値がフィードバック制御される。このように、出力電圧およびインダクタ電流のそれぞれについてフィードバック制御が行われることにより、より高精度かつ応答速度の速い出力調整が可能となる。

さらに、前記第１調整部は、前記出力電圧に基づく第１検出信号と前記所定の第１基準信号との誤差を増幅して第１誤差信号を生成する第１誤差増幅器を含み、前記第２調整部は、前記検出抵抗で検出された前記インダクタ電流に基づく電圧を平均化した電流信号を生成するインダクタ電流検出回路と、前記第２検出信号として、前記電流信号に基づく電圧および前記第１誤差信号が加算された信号と、前記所定の第２基準信号との誤差を増幅して第２誤差信号を生成する第２誤差増幅器と、前記第２誤差信号からオフセット信号を減算して第３誤差信号を生成するオフセット回路とを含み、前記駆動信号生成部は、前記第２誤差信号と所定の三角波信号とを比較し、その比較結果に応じて前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを駆動する第１駆動信号を生成する第１比較器と、前記第３誤差信号と前記三角波信号とを比較し、その比較結果に応じて前記第３スイッチおよび前記第４スイッチを駆動する第２駆動信号を生成する第２比較器とを含んでもよい。これによれば、第１調整部および第２調整部を誤差増幅器を用いて容易に構成することができ、第１調整部および第２調整部の出力に応じて各スイッチを駆動する駆動信号を比較器を用いて容易に構成することができる。

前記制御回路は、前記第３スイッチが導通する際に、前記検出抵抗から前記インダクタ電流を検出しないよう構成されてもよい。第３スイッチの導通時（オン時）においてはインダクタ電流に基づく電圧が急峻に上昇し始めるため、突発的なスパイク電圧が生じる場合がある。したがって、このようなスパイク電圧に基づくスイッチングノイズを検出しないように構成することにより、各スイッチに対する誤った駆動信号の生成を防止することができる。

前記負荷は、発光素子を含んでもよい。また、前記負荷は、発光素子と、前記発光素子に直列接続された定電流源回路とを含み、前記第１調整部は、前記第１検出電圧として、前記定電流源回路の電圧を検出するよう構成されてもよい。さらに、前記第１基準信号は、前記定電流源回路の動作に必要な最小値の電圧に応じた電圧であってもよい。これにより、出力電圧に基づく第１検出信号が定電流源回路の動作に必要な最小値の電圧（最小電圧）に一致するようにフィードバック制御される。したがって、出力電圧が定電流源回路の動作に必要な最小電圧に高精度に調整されるため、低消費電力で安定した発光器を実現することができる。

本発明の上記目的、他の目的、特徴、及び利点は、添付図面参照の下、以下の好適な実施態様の詳細な説明から明らかにされる。

本発明は以上に説明したように構成され、Ｈブリッジ型の昇降圧コンバータにおいて、簡単な構成でスイッチの接続態様がいかなる場合においてもインダクタ電流を容易に検出することができるという効果を奏する。

図１は本発明の第１実施形態に係る昇降圧コンバータの概略構成例を示す回路図である。 図２は図１に示す昇降圧コンバータにおける昇降圧モード時の各スイッチの信号波形例およびそれによって検出抵抗で得られる検出電圧の波形例を示すグラフである。 図３は本発明の第２実施形態に係る昇降圧コンバータの概略構成例を示す回路図である。 図４は図３に示す昇降圧コンバータのより具体的な構成例を示す回路図である。 図５は図４に示す昇降圧コンバータにおける制御回路の各信号波形を示すグラフである。 図６は従来の昇降圧コンバータの概略構成を示す回路図である。 図７は図６に示す昇降圧コンバータの各部における信号波形を示すグラフである。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一または相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。

＜第１実施形態＞
まず、本発明の第１実施形態について説明する。図１は本発明の第１実施形態に係る昇降圧コンバータの概略構成例を示す回路図である。図１に示すように、本実施形態の昇降圧コンバータ１００は、基準電位（本実施形態においてはグランド電位）を基準とする入力直流電圧Ｖｉを生成する入力電源５に接続されている。昇降圧コンバータ１００は、４つのスイッチ１〜４、インダクタ６および蓄電回路要素（本実施形態においては出力コンデンサ）７を備え、Ｈブリッジ型の昇降圧コンバータを構成している。昇降圧コンバータ１００は、各スイッチ１〜４がスイッチングされることにより、出力コンデンサ７に電荷を蓄電する態様が変化することで出力コンデンサ７に接続された負荷８に供給される出力電圧Ｖｏ（または出力電流）を調整するように構成されている。本実施形態において、負荷８は出力コンデンサ７に並列に接続されている。スイッチ１〜４は例えばＮチャンネルのＭＯＳトランジスタで構成される。なお、第１スイッチ１および第４スイッチ４をＰチャンネルのＭＯＳトランジスタで構成し、第２スイッチ２および第３スイッチ３をＮチャンネルのＭＯＳトランジスタで構成することとしてもよい。この場合には、第１スイッチ１と第２スイッチ２とを駆動する信号を共通の信号とし、第３スイッチ３と第４スイッチ４とを駆動する信号を共通の信号とすることで、第１スイッチ１と第２スイッチ２との間および第３スイッチ３と第４スイッチ４との間の相補的動作を容易に実現することができる。

より詳しくは、第１スイッチ１は、一端が入力電源５の一端に接続され、他端がインダクタ６の一端に接続されている。また、第２スイッチ２は、一端がインダクタ６の一端に接続され、他端が基準電位を付与する基準電位付与部（本実施形態においてはグランド）ＧＮＤに接続されている。第３スイッチ３は、一端がインダクタ６の他端に接続され、他端が出力コンデンサ７に接続されている。第４スイッチ４は、一端がインダクタ６の他端に接続され、他端が出力コンデンサ７に接続されている。すなわち、出力コンデンサ７は、第３スイッチ３の他端と第４スイッチ４の他端との間に接続され、第１スイッチ１から第４スイッチ４の接続状態に応じて入力直流電圧Ｖｉに基づいた電荷を充電し、充電した電荷に基づいて負荷８に出力電圧Ｖｏを印加するよう構成されている。

さらに、昇降圧コンバータは、インダクタ６に流れるインダクタ電流ＩＬを検出する検出抵抗９を備えている。検出抵抗９は、第２スイッチ２と第３スイッチ３との間に接続されている。言い換えると、検出抵抗９は、出力コンデンサ７（および負荷８）とグランドＧＮＤとの間に接続されている。また、昇降圧コンバータ１００は、検出抵抗９で検出されたインダクタ電流ＩＬに基づいて第１スイッチ１から第４スイッチ４を駆動する制御を行う制御回路１０を備えている。

以下に、本実施形態の昇降圧コンバータ１００の各制御動作について説明する。まず、昇降圧コンバータ１００が降圧モードで動作する場合、制御回路１０からの制御信号により、第３スイッチ３がオフ（非導通状態）かつ第４スイッチ４がオン（導通状態）に固定され、第１スイッチ１および第２スイッチ２が択一的にオン（導通）するように（相補的に）動作する。すなわち、第１スイッチ１がオンで第２スイッチ２がオフの場合、入力電源５→第１スイッチ１→インダクタ６→第４スイッチ４→出力コンデンサ７および負荷８→検出抵抗９→入力電源５の順で電流が流れる。これにより、出力コンデンサ７にインダクタ６を介して入力電源５の入力直流電圧Ｖｉに基づく電荷が供給され、出力コンデンサ７に蓄積される。その後、第１スイッチ１がオフし、第２スイッチ２がオンすると、インダクタ６→第４スイッチ４→出力コンデンサ７および負荷８→検出抵抗９→第２スイッチ２→インダクタ６の順で電流が流れる。これにより、出力コンデンサ７に蓄えられた電荷に基づいてインダクタ６にエネルギーが蓄積される。このように、降圧モードの動作時においては、出力コンデンサ７に電荷が蓄積される場合およびインダクタ６にエネルギーが蓄積される場合のいずれの状態にあっても、検出抵抗９にインダクタ６と同様の電流が流れる。

次に、昇降圧コンバータ１００が昇圧モードで動作する場合、制御回路１０からの制御信号により、第１スイッチ１がオン（導通状態）かつ第２スイッチ２がオフ（非導通状態）に固定され、第３スイッチ３および第４スイッチ４が択一的にオン（導通）するように（相補的に）動作する。すなわち、第３スイッチ３がオンで第４スイッチ４がオフの場合、入力電源５→第１スイッチ１→インダクタ６→第３スイッチ３→検出抵抗９→入力電源５と電流が流れる。これにより、インダクタ６に入力電源５の入力直流電圧Ｖｉに基づいてエネルギーが蓄積される。その後、第３スイッチ３がオフし、第４スイッチ４がオンすると、入力電源５→第１スイッチ１→インダクタ６→第４スイッチ４→出力コンデンサ７および負荷８→検出抵抗９→入力電源５の順で電流が流れる。これにより、インダクタ６に蓄えられたエネルギーに基づいて出力コンデンサ７に電荷が蓄積される。このように、昇圧モードの動作時においても、出力コンデンサ７に電荷が蓄積される場合およびインダクタ６にエネルギーが蓄積される場合のいずれの状態にあっても、検出抵抗９にインダクタ６と同様の電流が流れる。

また、本実施形態の昇降圧コンバータ１００は、入力直流電圧Ｖｉと設定された出力電圧Ｖｏとの差が小さい場合に、４つのスイッチ１〜４をスイッチングする（いずれのスイッチ１〜４もオンまたはオフに固定しない）昇降圧モードを実行する。図２は図１に示す昇降圧コンバータにおける昇降圧モード時の各スイッチの信号波形例およびそれによって検出抵抗で得られる検出電圧Ｖｓの波形例を示すグラフである。検出電圧Ｖｓは、インダクタ電流ＩＬに対応して変化するため、図２はインダクタ電流ＩＬの変化をそれに基づいた電圧変化によって示すものである。なお、図２に示す昇降圧モードにおいては第１スイッチ１がオンである間に第４スイッチ４に対して相補的に動作する第３スイッチ３がオフ→オン→オフと動作する態様を示している。なお、本実施形態における昇降圧コンバータ１００において適用できる昇降圧モードはこれに限られない。

まず、図２に示す期間Ｔ１においては、第１スイッチ１がオンかつ第２スイッチ２がオフであるとともに第３スイッチ３がオフかつ第４スイッチ４がオンとなっている。このとき、インダクタ６には入力電源５の入力直流電圧Ｖｉと出力コンバータ７の出力電圧Ｖｏとの差電圧である入出力差電圧Ｖｉ−Ｖｏが印加される。インダクタ電流ＩＬは、入力電源５→第１スイッチ１→インダクタ６→第４スイッチ４→出力コンデンサ７および負荷８→検出抵抗９→入力電源５の順に流れ、インダクタ６のインダクタンスをＬとして、（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌで表される傾きで変化する。なお、図２においては、Ｖｉ＞Ｖｏの例をしめしているため、インダクタ電流ＩＬは、期間Ｔ１において増加している。

次に、期間Ｔ２においては、第１スイッチ１および第２スイッチ２の接続状態（第１スイッチ１がオン、第２スイッチ２がオフ）が保持された状態で、第３スイッチ３がオンし、第４スイッチ４がオフする。このとき、インダクタ６には入力直流電圧Ｖｉが印加される。また、インダクタ電流ＩＬは入力電源５→第１スイッチ１→インダクタ６→第３スイッチ３→検出抵抗９→入力電源５の順に流れ、Ｖｉ／Ｌで表される傾きで増加する。さらに、期間Ｔ３においては、各スイッチ１〜４の状態は期間Ｔ１と同じになる（再び第３スイッチ３および第４スイッチ４が相補的にスイッチングする）。その後、期間Ｔ４においては、第３スイッチ３および第４スイッチ４の接続状態（第３スイッチ３がオフ、第４スイッチ４がオン）が保持された状態で、第１スイッチ１がオフし、第２スイッチ２がオンする。このとき、インダクタ６には出力電圧Ｖｏが逆向きに印加される（−Ｖｏが印加される）。インダクタ電流ＩＬは、インダクタ６→第４スイッチ４→出力コンデンサ７および負荷８→検出抵抗９→第２スイッチ２→インダクタ６の順に流れ、−Ｖｏ／Ｌで表される傾きで減少する。

このように、昇降圧モードの動作時におけるいずれの状態にあっても、検出抵抗９にインダクタ６と同様の電流が流れる。

以上のとおり、上記構成によれば、インダクタ電流ＩＬを検出する検出抵抗９が第２スイッチ２の他端と第３スイッチ３の他端との間に接続されるため、第１スイッチ１および第４スイッチ４がオンでかつ第２スイッチ２および第３スイッチ３がオフである場合を含むいずれの接続態様であっても２つのスイッチにより閉成された経路内に検出抵抗９が存在することとなる。したがって、いかなる接続態様においても検出抵抗９にインダクタ電流ＩＬに相当する電流が流れることとなる。これにより、簡単な構成でスイッチ１〜４の接続態様がいかなる場合においても検出抵抗９を用いてインダクタ電流ＩＬを容易に検出することができる。さらに、各スイッチ１〜４に流れる電流のピーク値および谷値を検出抵抗９の一箇所で容易に検出することができるので、検出した電流を過電流保護や出力制御に容易に適用することができる。

なお、本実施形態において、制御回路１０は、図２に示すように、第３スイッチ３がオンする際に、検出抵抗９からインダクタ電流ＩＬを検出しないよう構成されている。

第２スイッチ２および第３スイッチ３がＮチャンネルのトランジスタである場合、それらのスイッチの駆動電力が入力電源５から供給されると、特に第３スイッチ３への駆動電流は検出抵抗９を流れることとなる。このため、昇圧モードや昇降圧モードにおいて第３スイッチ３がオンにスイッチングする場合には、検出抵抗９による検出電圧Ｖｓに図２の破線で示すような突発的なスパイク電圧Ｖｘがスイッチングノイズとして重畳される場合がある。スパイク電圧Ｖｘが重畳された検出電圧Ｖｓに基づいて、昇降圧コンバータ１００の各スイッチ１〜４への駆動信号を生成すると、出力電圧Ｖｏが安定しない場合（誤動作となる場合）が生じ得る。

したがって、第３スイッチ３のオンへのスイッチングの前後に検出抵抗９から検出電圧Ｖｓを検出しない不感帯ｘを設けることで、このようなスパイク電圧Ｖｘに基づくスイッチングノイズが検出されることが防止される。これにより、スパイク電圧Ｖｘが無視できないような場合であっても、不感帯ｘを設けることによって、各スイッチに対する誤った駆動信号の生成を防止することができる。不感帯ｘを設けるための構成としては、例えば、第３スイッチ３のオンへのスイッチングを行うための駆動信号に応じて一定期間（第３スイッチ３がオフからオンへスイッチングを開始し、それが完了するまでの間の期間）、制御回路１０と検出抵抗９との間の接続を遮断するスイッチ（図示せず）を設けることとしてもよい。

なお、昇降圧コンバータ１００を含むスイッチングコンバータの主な制御方式には、電圧モードと電流モードとがある。いずれの制御方式も最終的にスイッチのスイッチング周期の１周期におけるオン時間の割合（デューティ比）を調整するもの（ＰＷＭ制御）である。しかし、電圧モードは、直接的にデューティ比を調整するのに対し、電流モードはインダクタ電流ＩＬを調整することによってデューティ比を調整するという違いがある。このため、インダクタ６を等価的に電流源化する電流モードの方がコンバータ伝達関数の次数が低くなり、位相補償が容易で高速応答性に優れることが知られている。この電流モード制御方式には、平均値電流モード制御方式とピーク値電流モード制御方式とがある。平均値電流モード制御方式は、インダクタ電流ＩＬの平均値を調整することによってコンバータを制御する方式であり、ピーク値電流モード制御方式は、インダクタ電流ＩＬのピーク値を調整することによってコンバータを制御する方式である。

本実施形態の昇降圧コンバータ１００においては、降圧モードか昇圧モードかによってインダクタ電流ＩＬのピーク値の発生するポイントが変わる。また、同じ昇降圧モードであっても図２に示すように入出力電圧Ｖｉ−Ｖｏの高低によってインダクタ電流ＩＬがピーク値となるポイントが変わる。例えば、Ｖｉ＞Ｖｏの場合には期間Ｔ３においても電流は増加するので、インダクタ電流ＩＬのピーク値は期間Ｔ３の終了時点（＝期間Ｔ４の開始時点）となるが、Ｖｉ＜Ｖｏの場合には期間Ｔ３において電流は減少するので、インダクタ電流ＩＬのピーク値は期間Ｔ３の開始時点（＝期間Ｔ２の終了時点）となる。このため、本実施形態においては、インダクタ電流ＩＬのピーク値を制御するように各スイッチ１〜４を駆動するピーク値電流モード制御方式よりもインダクタ電流ＩＬの平均値を制御する平均値電流モード制御方式が好適に用いられる。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図３は本発明の第２実施形態に係る昇降圧コンバータの概略構成例を示す回路図である。本実施形態において第１実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本実施形態の昇降圧コンバータ１００Ｂが第１実施形態と異なる点は、制御回路１０Ｂが出力電圧Ｖｏに基づく第１検出信号Ｖｄ１を検出し、当該第１検出信号Ｖｄ１に基づいて駆動信号を生成することである。

より詳しくは、制御回路１０Ｂは、出力電圧Ｖｏに基づく第１検出信号Ｖｄ１が所定の第１基準信号（電圧）Ｖｒｅｆ１の信号レベルに一致するように調整する第１調整部３１と、出力電圧Ｖｏに基づく信号成分と検出抵抗９で検出されたインダクタ電流ＩＬに基づく信号成分とを含む第２検出信号Ｖｄ２（後述）が所定の第２基準信号（電圧）Ｖｒｅｆ２の信号レベルに一致するように調整する第２調整部３２と、第１調整部３１および第２調整部３２に基づいて第１スイッチ１から第４スイッチ４を駆動する駆動信号Ｖ１５，Ｖ１６を生成する駆動信号生成部３３とを備えている。また、制御回路１０Ｂは、第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１を生成する第１基準電圧源２１と第２基準信号電圧Ｖｒｅｆ２を生成する第２基準電圧源２２とを備えている。

これによれば、第１調整部３１において第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１を基準として出力電圧Ｖｏがフィードバック制御され、第２調整部３２において第２基準信号電圧Ｖｒｅｆ２を基準としてインダクタ電流ＩＬに基づく電圧Ｖｓと出力電圧Ｖｏとの加算値がフィードバック制御される。このように、出力電圧Ｖｏおよびインダクタ電流ＩＬのそれぞれについてフィードバック制御が行われることにより、より高精度かつ応答速度の速い出力調整が可能となる。

より具体的な回路を用いて説明する。図４は図３に示す昇降圧コンバータのより具体的な構成例を示す回路図である。図４においては、負荷８として、発光素子（例えばＬＥＤ）８０を含む場合の例を示している。負荷８は、さらに発光素子８０の発光に必要な電流を流す定電流源回路８１を備えている。発光素子８０と定電流源回路８１とは直列接続されている。

第１調整部３１は、出力電圧Ｖｏに基づく第１検出信号Ｖｄ１と第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１との誤差を増幅して第１誤差信号Ｖｅ１を生成する第１誤差増幅器１２を含んでいる。本実施形態において、第１調整部３１は、第１検出電圧Ｖｄ１として定電流源回路８１の電圧を検出するよう構成されている。第１誤差増幅器１２の非反転入力端には定電流源回路８１の電圧が印加され、第１誤差増幅器１２の反転入力端には第１基準電圧源２１の第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１が印加される。その上で、第１誤差増幅器１２は、定電流源回路８１の電圧と第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１の誤差増幅信号を第１誤差信号Ｖｅ１として出力する。

また、第２調整部３２は、検出抵抗９で検出されたインダクタ電流ＩＬに基づく電圧Ｖｓを平均化した電流信号Ｉｓを生成するインダクタ電流検出回路３４と、第２検出信号Ｖｄ２として電流信号Ｉｓに基づく電圧Ｒ２４・Ｉｓおよび第１誤差信号Ｖｅ１が加算された信号と第２基準信号電圧Ｖｒｅｆ２との誤差を増幅して第２誤差信号Ｖｅ２を生成する第２誤差増幅器１４と、第２誤差信号Ｖｅ２からオフセット信号Ｖｏｆｆを減算して第３誤差信号Ｖｅ３を生成するオフセット回路２３とを含んでいる。

インダクタ電流検出回路３４は、互いに直列接続されかつ検出抵抗９に並列に接続される抵抗１７およびコンデンサ１８と、非反転入力端がコンデンサ１８の一端に接続され、反転入力端がコンデンサ１８の他端に接続され、コンデンサ１８に印加された電圧を増幅して電流に変換して出力する第３誤差増幅器１３とを備えている。インダクタ電流検出回路３４は、抵抗１７とコンデンサ１８とによって検出抵抗９の印加される電圧Ｖｓを平均化し、インダクタ電流ＩＬに基づく電圧Ｖｓの平均電圧を第３誤差増幅器１３に入力し、この平均電圧を電流信号Ｉｓに変換して出力する。

また、第３誤差増幅器１３の出力端は、第２誤差増幅器１４の反転入力端に入力される。さらに、第２誤差増幅器１４の反転入力端と第１誤差増幅器１２の出力端とが抵抗２４を介して接続されている。すなわち、第２誤差増幅器１４の反転入力端には、インダクタ電流ＩＬに基づく電流信号Ｉｓによる抵抗２４（抵抗値Ｒ２４）の電圧降下分Ｒ２４・Ｉｓと第１誤差信号Ｖｅ１とを加算した電圧信号が第２検出信号Ｖｄ２（＝Ｖｅ１＋Ｒ２４・Ｉｓ）として入力される。また、第２誤差増幅器１４の非反転入力端には、第２基準電圧源２２が接続され、第２基準信号電圧Ｖｒｅｆ２が印加される。そして、第２誤差増幅器１４は、第２検出信号Ｖｄ２と第２基準信号電圧Ｖｒｅｆ２との誤差が増幅された信号を第２誤差信号Ｖｅ２として出力する。

また、駆動信号生成部３３は、第２誤差信号Ｖｅ２と所定の三角波信号Ｖｔとを比較し、その比較結果に応じて第１スイッチ１および第２スイッチ２を駆動する第１駆動信号Ｖ１５を生成する第１比較器１５と、オフセット回路２３から出力される第３誤差信号Ｖｅ３と前記三角波信号Ｖｔとを比較し、その比較結果に応じて第３スイッチ３および第４スイッチ４を駆動する第２駆動信号Ｖ１６を生成する第２比較器１６とを含んでいる。

オフセット回路２３は、オフセット電圧Ｖｏｆｆを生成する電圧源により構成され、第２誤差増幅器１４の出力端と第２比較器１６の非反転入力端との間に設けられている。したがって、第２比較器１６の非反転入力端に印加される第３誤差信号Ｖｅ３は、第２誤差信号Ｖｅ２からオフセット電圧Ｖｏｆｆを差し引いた電圧（Ｖｅ３＝Ｖｅ２−Ｖｏｆｆ）となる。また、第２誤差増幅器１４の出力端は、第１比較器１５の非反転入力端にも接続されている。また、駆動信号生成部３３は、三角波信号Ｖｔを出力する三角波生成回路１１を備えている。三角波生成回路１１から出力される三角波信号Ｖｔは、第１比較器１５および第２比較器１６の反転入力端にそれぞれ入力される。

さらに、制御回路１０Ｂは、第１比較器１５の出力（すなわち第１駆動信号Ｖ１５）を反転させる第１インバータ１９と、第２比較器１の出力（すなわち第２駆動信号Ｖ１６）を反転させる第２インバータ２０とを備えている。本実施形態においては、第１駆動信号Ｖ１５をそのまま第１スイッチ１の駆動信号Ｖ１（＝Ｖ１５）とし、第１スイッチ１と相補的動作する第２スイッチ２の駆動信号Ｖ２として第１駆動信号Ｖ１５の第１インバータ１９による反転信号（Ｖ２＝−Ｖ１５）を適用している。また、第２駆動信号Ｖ１６をそのまま第３スイッチ３の駆動信号Ｖ３（＝Ｖ１６）とし、第３スイッチ３と相補的動作する第４スイッチ４の駆動信号Ｖ４として第２駆動信号Ｖ１６の第２インバータ２０による反転信号（Ｖ４＝−Ｖ１６）を適用している。

以上より、第１比較器１５において第２誤差信号Ｖｅ２と三角波信号Ｖｔとが比較される。第１比較器１５は、第２誤差信号Ｖｅ２が三角波信号Ｖｔより高い信号レベルである場合には、駆動信号Ｖ１（＝Ｖ１５）が第１スイッチ１をオンしかつ駆動信号Ｖ２（＝−Ｖ１５）が第２スイッチ２をオフするような信号レベル（第１の信号レベルＨ）を出力し、第２誤差信号Ｖｅ２が三角波信号Ｖｔより低い信号レベルである場合には、駆動信号Ｖ１（＝Ｖ１５）が第１スイッチ１をオフしかつ駆動信号Ｖ２（＝−Ｖ１５）が第２スイッチ２をオンするような信号レベル（第２の信号レベルＬ）を出力する。また、第２比較器１６において第２誤差信号Ｖｅ２と三角波信号Ｖｔとが比較される。第２比較器１６は、第３誤差信号Ｖｅ３が三角波信号Ｖｔより高い信号レベルである場合には、駆動信号Ｖ３（＝Ｖ１６）が第３スイッチ３をオンしかつ駆動信号Ｖ４（＝−Ｖ１６）が第４スイッチ４をオフするような信号レベル（第１の信号レベルＨ）を出力し、第３誤差信号Ｖｅ３が三角波信号Ｖｔより低い信号レベルである場合には、駆動信号Ｖ３（＝Ｖ１６）が第３スイッチ３をオフしかつ駆動信号Ｖ４（＝−Ｖ１６）が第４スイッチ４をオンするような信号レベル（第２の信号レベルＬ）を出力する。

このように、第１調整部３１および第２調整部３２を誤差増幅器１２，１４を用いて容易に構成することができ、第１調整部３１および第２調整部３２の出力に応じて各スイッチ１〜４を駆動する駆動信号Ｖ１〜Ｖ４を比較器１５，１６を用いて容易に構成することができる。

本実施形態において、第１基準信号Ｖｒｅｆ１は、定電流源回路８１の動作に必要な最小値の電圧（以下、最小電圧）に応じた電圧である。これにより、出力電圧Ｖｏに基づく第１検出信号Ｖｄ１が定電流源回路８１の動作に必要な最小電圧に一致するようにフィードバック制御される。したがって、出力電圧Ｖｏが定電流源回路８１の動作に必要な最小電圧に高精度に調整されるため、低消費電力で安定した発光器を実現することができる。

以下、定電流源回路８１が動作可能な最小電圧である第１基準信号電圧Ｖｒｅｆ１に安定化されるための昇降圧コンバータ１００Ｂの動作について説明する。図５は図４に示す昇降圧コンバータにおける制御回路の各信号波形を示すグラフである。

まず、定電流源回路８１の電圧である第１検出電圧Ｖｄ１が第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１より高くなると、第１誤差増幅器１２から出力される第１誤差信号Ｖｅ１は信号レベルが高くなる。このため、第２検出信号Ｖｄ２＝Ｒ２４・Ｉｓ＋Ｖｅ１も上昇する。これにより、第２検出信号Ｖｄ２が第２基準電圧Ｖｒｅｆ２より高くなると、第２誤差増幅器１４から出力される第２誤差信号Ｖｅ２が低くなる。第２誤差信号Ｖｅ２が低くなると、第２比較器１６に入力される第３誤差信号Ｖｅ３（＝Ｖｅ２−Ｖｏｆｆ）も低くなる。

ここで、駆動信号生成部３３は、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３と三角波信号Ｖｔとを比較した結果に応じて第１スイッチ１〜第４スイッチ４をそれぞれ駆動する駆動信号を生成する。具体的には、三角波信号Ｖｔの最大値と最小値との間に第２誤差信号Ｖｅ２または第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが存在する場合には、対応する駆動信号のデューティ比が変化する。

そのため、三角波信号Ｖｔの最大値と最小値との電圧差は、オフセット電圧Ｖｏｆｆと略一致するように設定され、第１検出信号Ｖｄ１が第１基準信号Ｖｒｅｆ１に略一致する場合に、第２誤差信号Ｖｅ２の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最大値に略一致し、かつ第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最小値に略一致するように設定される。

これにより、第２誤差信号Ｖｅ２の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最大値より高いレベルにあり、かつ第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最大値と最小値との間のレベルにある場合には昇圧モードで動作する（第１スイッチ１がオンかつ第２スイッチ２がオフに固定され、第３スイッチ３および第４スイッチ４が択一的にオンする）。また、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３がより低くなり、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルがともに三角波信号Ｖｔの最大値と最小値との間のレベルにある場合には昇降圧モードで動作する（固定されるスイッチ１〜４がなくすべてのスイッチ１〜４が三角波信号Ｖｔとの比較に応じて変化する）。さらに、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３がより低くなり、第２誤差信号Ｖｅ２の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最大値と最小値との間のレベルにあり、かつ第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが三角波信号Ｖｔの最小値より低いレベルにある場合には昇圧モードで動作する（第３スイッチ３がオフかつ第４スイッチ４がオンに固定され、第３スイッチ３および第４スイッチ４が択一的にオンする）。

したがって、第２誤差信号Ｖｅ２が低くなると、制御回路１０Ｂは、同じ動作モードにおいてデューティ比を小さくするか、あるいは動作モードを現在のモードが昇圧モードであれば昇降圧モードへ変化させ、現在のモードが昇降圧モードであれば降圧モードへ変化させる。これにより、供給電力が低減され、出力電圧Ｖｏひいては定電流源回路８１の電圧（第１検出信号Ｖｄ１）が低下する。逆に、定電流源回路８１の電圧である第１検出信号Ｖｄ１の信号レベルが第１基準電圧Ｖｒｅｆ１より低くなると、上記と反対の動作によって定電流源回路８１の電圧が上昇する。このようにして、インダクタ電流ＩＬの信号成分および出力電圧Ｖｏの信号成分を含む第２誤差信号Ｖｅ２＝Ｒ２４・Ｉｓ＋Ｖｅ１が第２基準電圧Ｖｒｅｆ２に一致するように安定化される。その結果、定電流源回路８１の電圧である第１検出信号Ｖｄ１が第１基準電圧Ｖｒｅｆ１に安定化される。

次に、制御回路１０Ｂの動作モードが昇圧モード→昇降圧モード→降圧モードに順に変化する動作についてより詳しく説明する。なお、制御回路１０Ｂの動作モードが降圧モード→昇降圧モード→昇圧モードに順に変化する場合はこれと逆の動作をするだけであるので説明は省略する。

まず、昇圧モードの場合、図５に示すように、第２誤差信号Ｖｅ２は三角波信号Ｖｔより高い電圧レベルとなるため、第１比較器１５は常に第１の信号レベルＨを出力する。これにより、第１スイッチ１がオンし、かつ第２スイッチ２がオフする状態が保持される。一方、第３誤差信号Ｖｅ３（＝Ｖｅ２−Ｖｏｆｆ）は三角波信号Ｖｔと交差し、第２比較器１６の出力は第３誤差信号Ｖｅ３と三角波信号Ｖｔとが交差する点で信号レベルが遷移するパルス波形となり、第３スイッチ３および第４スイッチ４が択一的にオンする相補的動作を繰り返す。第３スイッチ３のオン時間は第３誤差信号Ｖｅ３の低下とともに短くなり（デューティ比が小さくなり）、第３誤差信号Ｖｅ３の上昇とともに長くなる（デューティ比が大きくなる）。

昇圧モードにおいて第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３が低下して、第２誤差信号Ｖｅ２が三角波信号Ｖｔと交差すると、昇降圧モードに切り替わる。このとき、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３はともに三角波信号Ｖｔと交差する点で信号レベルが遷移するパルス波形となる。さらに、第１スイッチ１のデューティ比は、第３スイッチ３のデューティ比より十分大きく、第３スイッチ３のオン期間は第１スイッチ１のオン期間に含まれることとなる。したがって、第１実施形態の図２において説明したような昇降圧モードが実行される。この昇降圧モードにおいては、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが低下することにより、第１スイッチ１および第３スイッチ３のオン時間がともに短く（デューティ比がともに小さく）なり、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３の信号レベルが上昇することにより、第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３のオン時間がともに長く（デューティ比がともに大きく）なる。

昇降圧モードにおいて第２誤差信号Ｖｅ２および第３誤差信号Ｖｅ３がさらに低下して、第３誤差信号Ｖｅ３が三角波信号Ｖｔと交差しなくなると、降圧モードに切り替わる。このとき、第２比較器１６は常に第２の信号レベルＬを出力する。これにより、第３スイッチ３がオフし、かつ第４スイッチ４がオンする状態が保持される。一方、第２誤差信号Ｖｅ２は依然として三角波信号Ｖｔと交差した状態であるので、第１スイッチ１および第２スイッチ２が択一的にオンする相補的動作を繰り返す。第１スイッチ１のオン時間は第２誤差信号Ｖｅ２の低下とともに短くなり（デューティ比が小さくなり）、第２誤差信号Ｖｅ２の上昇とともに長くなる（デューティ比が大きくなる）。

以上のように、本実施形態における昇圧コンバータ１００Ｂは、すべての動作モードでインダクタ電流ＩＬを容易に検出することができ、負荷８への出力電圧Ｖｏを安定化させることができる。また、第１駆動信号Ｖ１５と第２駆動信号Ｖ１６とを第２誤差信号Ｖｅ２とオフセット電圧Ｖｏｆｆだけオフセットされた第３誤差信号Ｖｅ３とを用いて生成することにより、動作モードの切り替わりをスムーズに行うことができる。

なお、図５においても、第１実施形態で説明したように、第３スイッチ３のオン時の前後に不感帯ｘを設けてもよいが、本実施形態においては図示および説明を省略している。

なお、本実施形態の昇降圧コンバータ１００Ｂにおいては、検出抵抗９が存在するため、制御回路１０Ｂの基準電位（グランドＧＮＤ）と負荷８の基準電位とが一致しない（グランドＧＮＤより高い電位となる）。したがって、このような電圧変動が問題とならないように制御回路の各構成要素を構成する。また、検出抵抗９は、電圧降下Ｖｓが数十〜数百ｍＶ以下となるように設定することが好ましい。本実施形態のような発光素子８０においては、負荷８の回路が比較的簡素であるため、検出抵抗９による電圧降下Ｖｓが基準電位に重畳されてもあまり影響を受けない。したがって、本実施形態の昇降圧コンバータ１００Ｂはこのような発光素子８０の電力供給源として好適に用いられる。

また、図３に示した昇降圧コンバータでは、発光素子８０の定電流源回路８１の動作に必要な最低電圧を確保するようにフィードバック制御をかける構成としたが、これに限られない。例えば、定電流源回路８１の代わりに抵抗を用いて、その電圧降下を安定化するような構成としてもよい。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更、修正が可能である。例えば、複数の上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせることとしてもよい。また、本実施形態においては、第１スイッチ１の一端側の電位（入力電圧Ｖｉ）が第２スイッチ２の他端側の電位（グランド電位）より高い場合について説明したが、第２スイッチ２の他端側の電位が第１スイッチ１の一端側の電位より高いように構成してもよい。また、各スイッチ１〜４の構成として上記実施形態で説明したＮチャンネルＭＯＳトランジスタ以外のスイッチ回路またはスイッチ素子を適用してもよい。

上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。

本発明の昇降圧コンバータは、Ｈブリッジ型の昇降圧コンバータにおいて、簡単な構成でスイッチの接続態様がいかなる場合においてもインダクタ電流を容易に検出するために有用である。

１ 第１スイッチ
２ 第２スイッチ
３ 第３スイッチ
４ 第４スイッチ
５ 入力電源
６ インダクタ
７ 出力コンバータ（蓄電回路要素）
８ 負荷
９ 検出抵抗
１０，１０Ｂ 制御回路
１１ 三角波生成回路
１２ 第１誤差増幅器
１３ 第３誤差増幅器
１４ 第２誤差増幅器
１５ 第１比較器
１６ 第２比較器
１７，２４ 抵抗
１８ コンデンサ
１９ 第１インバータ
２０ 第２インバータ
２１ 第１基準電圧源
２２ 第２基準電圧源
２３ オフセット回路
３１ 第１調整部
３２ 第２調整部
３３ 駆動信号生成部
３４ インダクタ電流検出回路
８０ 発光素子
８１ 定電流源回路
１００，１００Ｂ 昇降圧コンバータ

Claims (5)

1. インダクタと、
   一端が、基準電位を基準とする入力直流電圧を生成する入力電源に接続され、他端が、前記インダクタの一端に接続された第１スイッチと、
   一端が、前記インダクタの前記一端に接続され、他端が、前記基準電位を付与する基準電位付与部に接続された第２スイッチと、
   一端が、前記インダクタの他端に接続された第３スイッチと、
   一端が、前記インダクタの前記他端に接続された第４スイッチと、
   前記第３スイッチの他端と前記第４スイッチの他端との間に接続され、前記第１スイッチから前記第４スイッチの接続状態に応じて入力直流電圧に基づいた電荷を充電し、充電した電荷に基づいて負荷へ印加する出力電圧を生成する蓄電回路要素と、
   前記第２スイッチの前記他端と前記第３スイッチの前記他端との間に接続され、前記インダクタに流れるインダクタ電流を検出する検出抵抗と、
   前記検出抵抗で検出された前記インダクタ電流に基づいて前記第１スイッチから前記第４スイッチを駆動する制御を行う制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記出力電圧に基づく第１検出信号を検出するよう構成されており、
   当該制御回路は、
   前記出力電圧に基づく第１検出信号が所定の第１基準信号の信号レベルに一致するように調整する第１調整部と、
   前記出力電圧に基づく信号成分と前記検出された前記インダクタ電流に基づく信号成分とを含む第２検出信号が所定の第２基準信号の信号レベルに一致するように調整する第２調整部と、
   第１調整部および第２調整部に基づいて前記第１スイッチから前記第４スイッチを駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備え、
   前記第１調整部は、
   前記出力電圧に基づく第１検出信号と前記所定の第１基準信号との誤差を増幅して第１誤差信号を生成する第１誤差増幅器を含み、
   前記第２調整部は、
   前記検出抵抗で検出された前記インダクタ電流に基づく電圧を平均化した電流信号を生成するインダクタ電流検出回路と、
   前記第２検出信号として、前記電流信号に基づく電圧および前記第１誤差信号が加算された信号と、前記所定の第２基準信号との誤差を増幅して第２誤差信号を生成する第２誤差増幅器と、
   前記第２誤差信号からオフセット信号を減算して第３誤差信号を生成するオフセット回路とを含み、
   前記駆動信号生成部は、
   前記第２誤差信号と所定の三角波信号とを比較し、その比較結果に応じて前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを駆動する第１駆動信号を生成する第１比較器と、
   前記第３誤差信号と前記三角波信号とを比較し、その比較結果に応じて前記第３スイッチおよび前記第４スイッチを駆動する第２駆動信号を生成する第２比較器とを含む、昇降圧コンバータ。
2. 前記制御回路は、前記第３スイッチが導通する際に、前記検出抵抗から前記インダクタ電流を検出しないよう構成される、請求項１に記載の昇降圧コンバータ。
3. 前記負荷は、発光素子を含む、請求項１に記載の昇降圧コンバータ。
4. 前記負荷は、発光素子と、前記発光素子に直列接続された定電流源回路とを含み、前記第１調整部は、前記第１検出信号の電圧として、前記定電流源回路の電圧を検出するよう構成されている、請求項１に記載の昇降圧コンバータ。
5. 前記第１基準信号は、前記定電流源回路の動作に必要な最小値の電圧に応じた電圧である、請求項４に記載の昇降圧コンバータ。

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