CN109617421B - 开关电源控制芯片及其自适应线网电压补偿电路 - Google Patents

开关电源控制芯片及其自适应线网电压补偿电路 Download PDF

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Abstract

本发明提供的开关电源控制芯片及其自适应线网电压补偿电路，该开关电源控制芯片，包括第一部分电路和负反馈电路；第一部分电路的输出端通过所述负反馈电路接第一部分电路的输入端。该芯片能够应用于开关电源恒流控制系统的自适应线网电压补偿电路，提高自适应线网电压补偿电路的性能，降低自适应线网电压补偿电路的成本。

Description

开关电源控制芯片及其自适应线网电压补偿电路
技术领域
本发明属于电子技术领域，具体涉及开关电源控制芯片及其自适应线网电压补偿电路。
背景技术
传统的开关电源恒流控制系统，其采用的峰值检测电路由于响应有一定的延时t，导致输出电流会受到线网电压影响：即Vcs＝Vref_cs+△Vcs(△Vcs＝t×Rcs×Vin÷L)。
为了提高恒流精度，现有技术提供了一套简单易行的线网电压补偿电路A(简称传统线网电压补偿电路A，如图1所示)，它使用两个采样电阻采样线网电压，并传输至开关电源控制芯片的FB端口，然后将FB端口的电压按一定的比例加成至CS引脚(图1中采用跨接电阻分压实现)，叠加一个补偿电压(记为Vcomp)至CS引脚，表达式为Vcomp＝Vin×RL÷(RH+RL)×R1÷(R0+R1)，用以补偿峰值检测电路的延时t造成的CS过冲电压(记为△Vcs)，△Vcs的表达式为△Vcs＝t×Rcs×Vin÷L；最终误差量(记为Verror)为补偿电压Vcomp减去CS过冲电压△Vcs，表达式为：Verror＝Vin×RL÷(RH+RL)×R1÷(R0+R1)-t×Rcs×Vin÷L。但是该电路存在以下问题：
1、峰值检测电路的响应延时t与线网电压Vin的关系是两个独立的量，它们相关性低，因此响应延时t导致的CS电压过冲量△Vcs与线网电压Vin叠加的补偿电压Vcomp的关系并不恒定。
2、响应延时并非一成不变，在不同的CS斜率下，响应延时是改变的；由于以上两个因素的存在，导致补偿效果不佳。并且，传统线网电压补偿电路A在实际量产中存在不同批次之间不一样的问题。一般情况下，传统线网电压补偿电路A的补偿效果能达到补偿80％的误差量，剩余误差量为△Vcs的20％；
现有技术还提出了一种低成本的开关电源恒流控制系统，采用的是线网电压补偿电路B(简称低成本线网电压补偿电路B，如图2所示)，它是利用Power管开启时间ton进行补偿；该方案是为了降低成本，省去FB端口及两个线网电压采样电阻而衍生出来的方案；对于开关电源来说，Power管开启时间ton＝vref_cs÷Rcs÷Vin×L，即ton随Vin变化而变化，它利用了这个原理，将线网电压Vin的变化通过Power管开启时间ton的变化反应出来，再将其传送至CS进行补偿；补偿电压Vcomp＝ton×k2(其中k2＝R1×f(ton)，一般设置k2为-20mV/us；由于该低成本线网电压补偿电路B相比线网电压补偿电路A，Vcomp并非由Vin通过电阻分压直接产生，而是先由Vin转换为ton，然后再从ton通过函数f(ton)转换至Vcomp，所以该方案的补偿效果比传统线网电压补偿电路A的性能差，它是为了降低成本而衍生出来的；也就是说，即使方案B的厂商采取分段拟合的方式提高ton与Vin的线性关系，比如采用3段或者4段，也只能将ton与Vin之间的关系设计的更加线性，也就更接近方案A的补偿效果，也就是说最好的结果是只能达到方案A的效果，但是依然无法解决补偿电路A存在的一致性问题；又因为ton＝vref_cs÷Rcs÷Vin×L，则ton与Vin组成的坐标曲线是双曲线(Vin位于分母)，难以拟合，所以实际效果差。由于没有FB端口，在不同的电感量下，无法在芯片外部采用传统方案A的RH和RL进行调整，因此还引入了不同功率、不同频率的方案之间，由于电感L不一样，补偿效果不一样的问题。一般情况下，低成本线网电压补偿电路B的补偿效果能达到补偿67％的误差量，剩余误差量为△Vcs的33％。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种开关电源控制芯片，能够应用于开关电源恒流控制系统的自适应线网电压补偿电路，提高自适应线网电压补偿电路的性能，降低自适应线网电压补偿电路的成本。
本发明的另一个目的还在于提供一种自适应线网电压补偿电路，性能好，成本低。
第一方面，一种开关电源控制芯片，
包括第一部分电路和负反馈电路；第一部分电路的输出端通过所述负反馈电路接第一部分电路的输入端。
优选地，所述第一部分电路包括供电基准单元、逻辑控制状态机、驱动单元、谷底检测单元和峰值检测单元；
所述逻辑控制状态机的输出端接所述驱动单元的输入端，驱动单元的第一输出端接所述谷底检测单元的输入端，谷底检测单元的输出端接所述逻辑控制状态机的第一输入端；驱动单元的第一输出端接场效应管M0的栅极，场效应管M0的源极通过电阻R1接所述峰值检测单元的输入端；峰值检测单元的输出端接所述逻辑控制状态机的第二输入端；
所述场效应管M0的源极作为所述第一部分电路的第一输出端，驱动单元的第二输出端作为所述第一部分电路的第二输出端；
场效应管M0的漏极作为开关电源控制芯片的D端口，场效应管M0的源极作为开关电源控制芯片的CS端口，供电基准单元提供开关电源控制芯片的HV端口。
优选地，所述负反馈电路包括采样保持单元和gm单元；所述gm单元包括放大器；
所述第一部分电路的第一输出端接采样保持单元的第一输入端，第一部分电路的第二输出端接采样保持单元的第二输入端，采样保持单元的输出端接所述放大器的正向输入端，放大器的负向输入端接基准电压，放大器的输出端接所述电阻R1与峰值检测单元的输入端的中间节点。
优选地，所述采样保持单元包括场效应管M1和电容CSH；
场效应管M1的漏极为所述采样保持单元的第一输入端，场效应管M1的栅极为所述采样保持单元的第二输入端，场效应管M1的源极通过电容CSH1接地；场效应管M1的源极为所述采样保持单元的输出端。
优选地，所述场效应管M1为NMOS管。
优选地，所述gm单元包括场效应管PM0、场效应管PM1、场效应管NM0、场效应管NM1、场效应管SNM2和场效应管NM3；
所述场效应管PM0的栅极为所述放大器的正向输入端，场效应管PM0的源极接场效应管PM1的源极，场效应管PM1的栅极为所述放大器的负向输入端；场效应管PM0的漏极接场效应管NM0的漏极，场效应管PM1的漏极接场效应管NM1的漏极，场效应管NM0的栅极接场效应管NM1的栅极，场效应管NM0的栅极接场效应管NM0的漏极；场效应管NM0的源极和场效应管NM1的源极接地；场效应管PM1的漏极和场效应管NM1的漏极之间的节点接场效应管SNM2的源极，场效应管SNM2的漏极接场效应管NM3的栅极，场效应管NM3的源极通过电阻R1输出，场效应管SNM2的漏极与场效应管NM3的栅极之间的公共节点通过电容CSH2接地。
优选地，所述场效应管PM0和场效应管PM1为PMOS管；
所述场效应管NM0、场效应管NM1、场效应管SNM2和场效应管NM3为NMOS管。
第二方面，一种自适应线网电压补偿电路，
包括采样电阻Rcs、隔离电路和第一方面所述的开关电源控制芯片；所述开关电源控制芯片的CS端口通过所述采样电阻Rcs接线网，所述隔离电路接开关电源控制芯片的的D端口；所述开关电源控制芯片的HV端口接线网。
优选地，所述隔离电路包括电流互感器L0、二极管D0和电容CL；
开关电源控制芯片的D端口接电流互感器L0中初级的同名端，电流互感器L0中初级的异名端接线网，电流互感器L0中次级的同名端接所述二极管D0的正极，二极管D0的负极通过所述电容CL接电流互感器L0中次级的异名端，二极管D0的负极与电流互感器L0中次级的异名端共同形成输出端Vout。
由上述技术方案可知，本发明提供的开关电源控制芯片，能够应用于开关电源恒流控制系统的自适应线网电压补偿电路，提高自适应线网电压补偿电路的性能，降低自适应线网电压补偿电路的成本。
本发明提供的自适应线网电压补偿电路，性能好，成本低。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。在所有附图中，类似的元件或部分一般由类似的附图标记标识。附图中，各元件或部分并不一定按照实际的比例绘制。
图1为背景技术中提供的传统线网电压补偿电路A的模块框图。
图2为背景技术中提供的传统线网电压补偿电路B的模块框图。
图3为本发明提供的自适应线网电压补偿电路的模块框图。
图4为实施例三提供的采样保持单元的电路图。
图5为实施例四提供的gm单元的电路图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明技术方案的实施例进行详细的描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，因此只作为示例，而不能以此来限制本发明的保护范围。需要注意的是，除非另有说明，本申请使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域技术人员所理解的通常意义。
传统线网电压补偿电路A中，Vin为输入线网电压，Vout为输出负载电压；CL为输出滤波电容；D0为续流二极管；L0为隔离变压器；M0为功率MOS；RCS为电流采样电阻；I0为谷底检测；I1为峰值检测；I2为供电&基准；I3为恒流&逻辑控制；I4为驱动；RH为FB电阻H；RL为FB电阻L；R0为跨导电阻R0；R1为补偿电阻R1。
传统线网电压补偿电路B中，Vin为输入线网电压，Vout为输出负载电压；CL为输出滤波电容；D0为续流二极管；L0为隔离变压器；M0为功率MOS；RCS为电流采样电阻；I0为谷底检测；I1为峰值检测；I2为供电&基准；I3为恒流&逻辑控制；I4为驱动；I5为Ton转Iout；R1为补偿电阻R1。
实施例一：
一种开关电源控制芯片，
包括第一部分电路和负反馈电路；第一部分电路的输出端通过所述负反馈电路接第一部分电路的输入端。
该开关电源控制芯片能够应用于开关电源恒流控制系统的自适应线网电压补偿电路，提高自适应线网电压补偿电路的性能，降低自适应线网电压补偿电路的成本。
参见图3，所述第一部分电路包括供电基准单元、逻辑控制状态机、驱动单元、谷底检测单元和峰值检测单元；
所述逻辑控制状态机的输出端接所述驱动单元的输入端，驱动单元的第一输出端接所述谷底检测单元的输入端，谷底检测单元的输出端接所述逻辑控制状态机的第一输入端；驱动单元的第一输出端接场效应管M0的栅极，场效应管M0的源极通过电阻R1接所述峰值检测单元的输入端；峰值检测单元的输出端接所述逻辑控制状态机的第二输入端；
所述场效应管M0的源极作为所述第一部分电路的第一输出端，驱动单元的第二输出端作为所述第一部分电路的第二输出端；
场效应管M0的漏极作为开关电源控制芯片的D端口，场效应管M0的源极作为开关电源控制芯片的CS端口，供电基准单元提供开关电源控制芯片的HV端口。
供电&基准单元、逻辑控制状态机、驱动单元、谷底检测单元和峰值检测单元均可以采用现有线网电压补偿电路中相关电路实现。
实施例二：
实施例二提供的方案在实施例一的基础上，还增加以下内容：
参见图3，所述负反馈电路包括采样保持单元和gm单元；所述gm单元包括放大器；
所述第一部分电路的第一输出端接采样保持单元的第一输入端，第一部分电路的第二输出端接采样保持单元的第二输入端，采样保持单元的输出端接所述放大器的正向输入端，放大器的负向输入端接基准电压，放大器的输出端接所述电阻R1与峰值检测单元的输入端的中间节点。
具体地，Vin为输入线网电压，Vout为输出负载电压；CL为输出滤波电容；D0为续流二极管；L0为隔离变压器；M0为功率MOS；RCS为电流采样电阻；I0为谷底检测；I1为峰值检测；I2为供电&基准；I3为恒流&逻辑控制；I4为驱动；I5为采样/保持；I6为gm；R1为补偿电阻R1。
本发明的开关电源控制芯片，内部直接对峰值检测单元的响应延时t进行补偿，利用采样保持电路、gm单元和电阻R1组成的负反馈电路实现线网补偿功能，具有很好的线网电压调整率，性能好。
本发明实施例所提供的芯片，为简要描述，实施例部分未提及之处，可参考前述实施例中相应内容。
实施例三：
实施例三提供的方案在其他实施例的基础上，还增加以下内容：
参见图4，所述采样保持单元包括场效应管M1和电容CSH；
场效应管M1的漏极为所述采样保持单元的第一输入端，场效应管M1的栅极为所述采样保持单元的第二输入端，场效应管M1的源极通过电容CSH1接地；场效应管M1的源极为所述采样保持单元的输出端。
优选地，所述场效应管M1为NMOS管。
具体地，场效应管M1为采样开关；电容CSH1为采样保持电容；Vcs_s/h为Vcs采样保持电压，即采样保持单元的输出电压。采样保持单元的时序与驱动单元同步，用来精确采样CS的peak值，并保持，保持电压记为Vcs_s/h；将保持好的Vcs_s/h传输至gm单元。
本发明实施例所提供的芯片，为简要描述，实施例部分未提及之处，可参考前述实施例中相应内容。
实施例四：
实施例四提供的方案在其他实施例的基础上，还增加以下内容：
参见图5，所述gm单元包括场效应管PM0、场效应管PM1、场效应管NM0、场效应管NM1、场效应管SNM2和场效应管NM3；
所述场效应管PM0的栅极为所述放大器的正向输入端，场效应管PM0的源极接场效应管PM1的源极，场效应管PM1的栅极为所述放大器的负向输入端；场效应管PM0的漏极接场效应管NM0的漏极，场效应管PM1的漏极接场效应管NM1的漏极，场效应管NM0的栅极接场效应管NM1的栅极，场效应管NM0的栅极接场效应管NM0的漏极；场效应管NM0的源极和场效应管NM1的源极接地；场效应管PM1的漏极和场效应管NM1的漏极之间的节点接场效应管SNM2的源极，场效应管SNM2的漏极接场效应管NM3的栅极，场效应管NM3的源极通过电阻R1输出，场效应管SNM2的漏极与场效应管NM3的栅极之间的公共节点通过电容CSH2接地。
优选地，所述场效应管PM0和场效应管PM1为PMOS管；
所述场效应管NM0、场效应管NM1、场效应管SNM2和场效应管NM3为NMOS管。
具体地，I0为gm单元尾电流；电容CSH2为环路补偿电容；R1为输出电阻；NM3为NMOS调整管；NM0/NM1为NMOS电流镜负载；PM0/PM1为PMOS输入对管；SNM2为NMOS开关管；Iout为输出电流Vcs_s/h为Vcs采样保持单元输出电压Vref_cs为Vcs基准电压；Duty cycle为占空比。
gm单元内部加入环路补偿电容CSH2作为主极点。采样保持单元输出电压与gm单元的基准电压vref_cs做减法，并通过gm单元逐渐输出(Vcs_s/h－vref_cs)×gm的电流iout给电阻R1。由于gm单元内部的补偿电容作为负反馈环路的主极点，因此输出电流是逐渐变化的。则R1电阻上的压降为(Vcs_s/h－vref_cs)×gm×R1，其中gm×R1>>1，电路设计时，按照gm×R1＝9至19之间来设计。R1上的电压会叠加到Vcs，再传输至恒定的峰值检测单元,由于峰值检测单元的比较点是固定值Vref_cs，因此Vcs的值小于Vref_cs+△Vcs(△Vcs为峰值检测单元的响应延时t导致的CS电压过冲量。当反馈系统稳定之后，R1电阻上的压降约等于峰值检测单元的延时t造成的CS过冲量△Vcs，即(Vcs_s/h－vref_cs)×gm×R1+Vcs_s/h＝Vref_cs+△Vcs(△Vcs为峰值)，那么Vcs_s/h－vref_cs＝△Vcs÷(1+gm×R1)；由于1+gm×R1>>1，则Vcs_s/h－vref_cs的差值对比△Vcs减小到可以忽略不计的程度；因此达到了线网补偿的效果。
补偿的程度由gm×R1的大小来决定；例如，若gm×R1＝9，则Vcs_s/h－vref_cs＝0.1×△Vcs，相当于补偿了90％，还剩下10％误差没有补偿。若gm×R1＝19，则Vcs_s/h－vref_cs＝0.05×△Vcs，相当于补偿了95％，还剩下5％没有补偿。
本发明实施例所提供的芯片，为简要描述，实施例部分未提及之处，可参考前述实施例中相应内容。
实施例五：
一种自适应线网电压补偿电路，参见图3，
包括采样电阻Rcs、隔离电路和第一方面所述的开关电源控制芯片；所述开关电源控制芯片的CS端口通过所述采样电阻Rcs接线网，所述隔离电路接开关电源控制芯片的的D端口；所述开关电源控制芯片的HV端口接线网。
该自适应线网电压补偿电路适用于开关电源恒流控制系统，开关电源控制芯片的外围只需要接一个电阻Rcs，该自适应线网电压补偿电路需要的外围元器件与现有的线网电压补偿电路B一样，依然具有线网电压补偿电路B中低成本的优势。且采用上述开关电源控制芯片，利用采样保持电路、gm单元和电阻R1组成的负反馈电路实现线网补偿功能，具有很好的线网电压调整率，性能好。
优选地，所述隔离电路包括电流互感器L0、二极管D0和电容CL；
开关电源控制芯片的D端口接电流互感器L0中初级的同名端，电流互感器L0中初级的异名端接线网，电流互感器L0中次级的同名端接所述二极管D0的正极，二极管D0的负极通过所述电容CL接电流互感器L0中次级的异名端，二极管D0的负极与电流互感器L0中次级的异名端共同形成输出端Vout。
具体地，隔离电路用于对开关电源控制芯片进行隔离，提高了电路的安全性。
本发明实施例所提供的电路，为简要描述，实施例部分未提及之处，可参考前述实施例中相应内容。
为了更好地说明本发明自适应线网电压补偿电路，以下对线网电压补偿电路A、线网电压补偿电路B和本发明的电路进行对比，表1为3种电路的成本对比。表2为3种电路的性能对比。
表1：
成本对比 RH RL FB引脚 合计总成本
传统电路A 有 有 有 高
传统电路B 无 无 无 低
本发明电路C 无 无 无 低
表2：
由此可知，一般情况下，本发明的电路补偿效果能达到补偿90％以上的误差量，剩余误差量为△Vcs的10％以下，性能优于线网电压补偿电路A的20％和线网电压补偿电路B的33％。本发明的成本和线网电压补偿电路B一致，依然具有低成本的优势。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。

Claims (8)

1.一种开关电源控制芯片，包括场效应管M0、补偿电阻、第一部分电路；所述第一部分电路包括峰值检测单元、逻辑控制状态机、驱动单元；所述逻辑控制状态机的输出端接所述驱动单元的输入端，驱动单元的第一输出端接场效应管M0的栅极，场效应管M0的源极通过补偿电阻接所述峰值检测单元的输入端；峰值检测单元的输出端接所述逻辑控制状态机的第二输入端；场效应管M0的源极作为开关电源控制芯片的CS端口；其特征在于，
还包括负反馈电路；所述负反馈电路包括采样保持单元和gm单元；所述采样保持电路的输入端连接开关电源控制芯片的CS端口，所述采样保持电路的输出端连接所述gm单元的第一输入端，所述gm单元的第二输入端连接基准电压，所述gm单元的输出端连接所述峰值检测单元和所述补偿电阻的中间节点；
所述采样保持单元用于采样开关电源控制芯片中CS端口的peak值，并保持；所述gm单元用于对所述采样保持单元的输出电压与基准电压做减法，并将输出电流传输给补偿电阻，补偿电阻的电压叠加到Vcs，再传输至峰值检测单元,以实现对峰值检测单元的响应延时t进行补偿。
2.根据权利要求1所述开关电源控制芯片，其特征在于，
所述gm单元包括放大器；
采样保持单元的输出端接所述放大器的正向输入端，放大器的负向输入端接基准电压，放大器的输出端接所述补偿电阻与峰值检测单元的输入端的中间节点。
3.根据权利要求2所述开关电源控制芯片，其特征在于，
所述采样保持单元包括场效应管M1和电容CSH1；
场效应管M1的漏极为所述采样保持单元的第一输入端，连接采样开关电源控制芯片中CS端口；场效应管M1的栅极为所述采样保持单元的第二输入端，连接驱动单元的第二输出端；场效应管M1的源极通过电容CSH1接地；场效应管M1的源极为所述采样保持单元的输出端。
4.根据权利要求3所述开关电源控制芯片，其特征在于，
所述场效应管M1为NMOS管。
5.根据权利要求2所述开关电源控制芯片，其特征在于，
所述gm单元包括场效应管PM0、场效应管PM1、场效应管NM0、场效应管NM1、场效应管SNM2和场效应管NM3；
所述场效应管PM0的栅极为所述放大器的正向输入端，场效应管PM0的源极接场效应管PM1的源极，场效应管PM1的栅极为所述放大器的负向输入端；场效应管PM0的漏极接场效应管NM0的漏极，场效应管PM1的漏极接场效应管NM1的漏极，场效应管NM0的栅极接场效应管NM1的栅极，场效应管NM0的栅极接场效应管NM0的漏极；场效应管NM0的源极和场效应管NM1的源极接地；场效应管PM1的漏极和场效应管NM1的漏极之间的节点接场效应管SNM2的源极，场效应管SNM2的漏极接场效应管NM3的栅极，场效应管NM3的源极通过补偿电阻输出，场效应管SNM2的漏极与场效应管NM3的栅极之间的公共节点通过电容CSH2接地。
6.根据权利要求5所述开关电源控制芯片，其特征在于，
所述场效应管PM0和场效应管PM1为PMOS管；
所述场效应管NM0、场效应管NM1、场效应管SNM2和场效应管NM3为NMOS管。
7.一种自适应线网电压补偿电路，其特征在于，
包括采样电阻Rcs、隔离电路和权利要求2-6中任一权利要求所述的开关电源控制芯片；所述开关电源控制芯片的CS端口通过所述采样电阻Rcs接线网，所述隔离电路接开关电源控制芯片的D端口，场效应管M0的漏极作为开关电源控制芯片的D端口；所述开关电源控制芯片的HV端口接线网。
8.根据权利要求7所述自适应线网电压补偿电路，其特征在于，所述隔离电路包括电流互感器L0、二极管D0和电容CL；
开关电源控制芯片的D端口接电流互感器L0中初级的同名端，电流互感器L0中初级的异名端接线网，电流互感器L0中次级的同名端接所述二极管D0的正极，二极管D0的负极通过所述电容CL接电流互感器L0中次级的异名端，二极管D0的负极与电流互感器L0中次级的异名端共同形成输出端Vout。
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