CN209692618U - 转换器控制电路及芯片 - Google Patents

Abstract

本申请实施例提供一种转换器控制电路及芯片，转换器控制电路包括：目标变压器、两个钳位二极管、两个开关器件、主边电容、第三二极管、控制单元；目标变压器包括一次侧线圈、二次侧线圈；一次侧线圈的两端分别与两个开关器件连接，一次侧线圈的两端还分别与两个钳位二极管连接；两个钳位二极管中的一个二极管经主边电容连接主边地；二次侧线圈的一端与副边地连接，二次侧线圈的另一端与第三二极管连接；控制单元的输入端与主边电容连接，控制单元的两个输出端分别与两个开关器件连接；控制单元用于根据主边电容的电压调节两个开关器件的导通时间，以调节二次侧线圈的输出电压。以此可无需借助额外的光电耦合器、辅助绕组等器件进行控制。

Description

转换器控制电路及芯片

技术领域

本申请涉及转换器技术领域，具体而言，涉及一种转换器控制电路及芯片。

背景技术

反激式转换器因拓扑结构简单、元件数量较少，常应用于功耗较小的设备中。

目前对于反激式转换器的控制方式，主要是通过额外的光耦、辅助绕组等隔离器件获取变压器的二次侧电压或电流，进一步根据二次侧电压或电流对一次侧的开关管进行控制的。

实用新型内容

有鉴于此，本申请实施例的目的在于提供一种转换器控制电路及芯片，使得无需再采用额外的光耦、辅助绕组等器件得到二次侧信号以对一次侧的开关管进行控制。

第一方面，本申请实施例提供了一种转换器控制电路，所述转换器控制电路包括：

目标变压器、两个钳位二极管、两个开关器件、主边电容、第三二极管、控制单元；

所述目标变压器包括一次侧线圈、二次侧线圈；

所述一次侧线圈的两端分别与所述两个开关器件连接，所述一次侧线圈的两端还分别与所述两个钳位二极管连接；

所述两个钳位二极管中的一个二极管经过所述主边电容连接主边地；

所述二次侧线圈的一端与副边地连接，所述二次侧线圈的另一端与所述第三二极管连接；

所述控制单元的输入端与所述主边电容连接，所述控制单元的两个输出端分别与所述两个开关器件连接；

所述控制单元用于根据所述主边电容的电压调节所述两个开关器件的导通时间，以调节所述二次侧线圈的输出电压。

在上述结构中，控制单元可以根据主边的主边电容的电压对开关器件进行控制，仅根据主边的信号就可以实现控制，无需借助光耦、辅助绕组等器件获得二次侧信号。相对于现有的控制方式，上述转换器控制电路的结构更为简化。

在一种可能的设计中，所述控制单元包括采样电路、放大电路、振荡电路；

所述采样电路的输入端与所述主边电容连接，所述采样电路的输出端与所述放大电路的一个输入端连接；

所述放大电路的另一个输入端用于接入一基准电压，所述放大电路的输出端与所述振荡电路的输入端连接；

所述振荡电路的两个输出端分别与所述两个开关器件连接；

所述采样电路用于根据所述主边电容的电压得到采样信号，并将所述采样信号传输至所述放大电路；

所述振荡电路用于根据所述放大电路输出的信号调节所述两个开关器件的导通时间。

通过上述实现方式，采样电路、放大电路、振荡电路相互配合，能够根据主边电容的电压调节开关器件的导通时间，实现占空比的调节。

在一种可能的设计中，所述采样电路包括第一电阻、第二电阻；

所述第一电阻和所述第二电阻串联构成的串联电路与所述主边电容并联；

其中，所述第二电阻和所述第一电阻连接的节点与所述放大电路连接。

通过上述实现方式，第一电阻、第二电阻可以作为采样电阻，根据主边电容的电压以及第一电阻、第二电阻的分压情况可以得到采样信号。

在一种可能的设计中，所述振荡电路包括比较器、斜坡信号发生器、锁存器、开关驱动器；

所述比较器的第一输入端与所述放大电路连接，所述比较器的第二输入端与所述斜坡信号发生器连接；

所述比较器的输出端与所述锁存器连接，所述锁存器与所述两个开关器件连接，所述锁存器与每个开关器件之间设有用于驱动开关器件的所述开关驱动器。

通过上述实现方式，比较器可以将放大电路输出的信号与斜坡信号发生器输出的斜坡信号进行对比并输出比较结果信号，锁存器可以根据比较器输出的比较结果信号输出两个控制信号，该两个控制信号分别用于控制主边的两个开关器件。其中，每个开关器件被配置为具有相应的开关驱动器进行驱动。

在一种可能的设计中，所述锁存器为SR锁存器；

所述SR锁存器的R端与所述比较器的输出端连接；

所述SR锁存器的S端与一时钟发生器连接；

所述SR锁存器的两个输出端分别与所述两个开关器件连接，所述SR锁存器的两个输出端与所述两个开关器件之间设有用于驱动开关器件的所述开关驱动器。

通过上述实现方式，SR锁存器可以根据比较器输出的比较结果信号以及时钟发生器输出的时钟信号输出两个控制信号，以控制主边的两个开关器件。

在一种可能的设计中，所述两个开关器件为第一开关管、第二开关管；

所述第一开关管为NMOS管，所述第二开关管为PMOS管。

在一种可能的设计中，所述控制单元用于按照第一控制表达式对所述主边电容的电压进行控制；

所述第一控制表达式包括：

VC1＝VREF1*(RS1+RS2)/RS2；

所述控制单元还用于按照第二控制表达式对所述二次侧线圈的输出电压进行控制；

所述第二控制表达式包括：

VO1＝n*VC1；

其中，所述VC1表示所述主边电容的电压，所述VO1表示所述二次侧线圈的输出电压，所述n表示所述二次侧线圈与所述一次侧线圈之间的匝数比，所述VREF1表示所述放大电路接入的一基准电压，所述RS1、RS2分别表示所述采样电路中的两个采样电阻。

在一种可能的设计中，所述两个钳位二极管为第一二极管、第二二极管；

所述一次侧线圈的同名端与所述第一二极管的负极连接，所述第一二极管的正极与主边地连接；

所述一次侧线圈的异名端与所述第二二极管的正极连接，所述第二二极管的负极经过所述主边电容与主边地连接。

通过上述实现方式，提供了转换器控制电路中的一种可能的转换器结构。

在一种可能的设计中，所述两个钳位二极管为第一二极管、第二二极管；

所述一次侧线圈的同名端与所述第一二极管的负极连接，所述第一二极管的正极经过所述主边电容与主边地连接；

所述一次侧线圈的异名端与所述第二二极管的正极连接，所述第二二极管的负极用于接入电源。

通过上述实现方式，提供了转换器控制电路中的另一种可能的转换器结构。

第二方面，本申请实施例提供了一种芯片，包括前述第一方面所述的转换器控制电路。

通过上述实现方式，能够以芯片封装形式对转换器控制电路中的全部或部分器件进行封装，减小了整个转换器控制电路的体积。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对本申请实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为现有技术中的一种反激式转换器控制电路的示意图。

图2为本申请实施例提供的一种转换器控制电路的示意图。

图3为本申请实施例提供的转换器控制电路中主边电容两端的电压与输出电压之间的关系曲线示意图。

图4为本申请实施例提供的一个实例中的转换器控制电路的示意图。

图5为本申请实施例提供的另一个实例中的转换器控制电路的示意图。

图6为本申请实施例提供的另一种转换器控制电路的示意图。

图7为本申请实施例提供的再一个实例中的转换器控制电路的示意图。

图标：Q1-第一开关管；Q2-第二开关管；D1-第一二极管；D2-第二二极管；X1-目标变压器；L11-一次侧线圈；L22-二次侧线圈；C1-主边电容；D3-第三二极管；GND1-主边地；GND2-副边地；Y-控制单元；100-采样电路；RS1-第一电阻；RS2-第二电阻；200-放大电路；300-振荡电路；DR1-第一开关驱动器；DR2-第二开关驱动器。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。

应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。同时，在本申请的描述中，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

请参阅图1，图1所示的是现有技术中的一种反激式转换器控制电路，实际上是一种对双开关反激式转换器进行控制的结构。

如图1所示，图1中的双开关反激式转换器包括变压器X1、两个开关器件Q1和Q2、一对钳位二极管D1和D2，以及第三二极管D3。变压器X1的一次侧线圈L11与二次侧线圈L22之间的匝数比为1：n。

一次侧线圈L11两端分别与两个开关器件Q1、Q2连接，两个开关器件中的一个开关器件接电源，另一个开关器件接主边地GND1。且一次侧线圈L11两端还连接一对钳位二极管D1、D2。二次侧线圈L22的一端接副边地GND2，另一端连接第三二极管D3，第三二极管D3连接负载。

图1所示结构的控制原理是：采用副边发射单元直接采集变压器X1的二次侧信号(或称副边信号、次级信号)，通过光电耦合器、辅助变压器、辅助电容等器件得到变压器X1的二次侧信号，并反馈给变压器X1一次侧的主边接收单元、PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制器，由PWM控制器对一次侧(或称主边、初级)的开关器件进行控制。其中，图1中的“PWM”表示以脉冲宽度调制方式进行调制的器件。

发明人研究发现，图1所示的结构需要在反激式转换器外另设光电耦合器、辅助变压器、辅助电容等隔离器件，结构较为复杂，因此提出以下实施例以给反激式转换器提供一种新的控制方式及相应的控制结构。

第一实施例

本申请实施例提供一种转换器控制电路，可用于对反激式转换器进行控制，例如可用于对双开关反激式转换器进行控制，为便于描述，下面将本申请实施例中的双开关反激式转换器简称为转换器。

请参看图2，图2为本申请实施例提供的一种转换器控制电路的示意图。如图2所示，该转换器控制电路包括：目标变压器X1、两个钳位二极管、两个开关器件、主边电容C1、第三二极管D3、控制单元Y。两个钳位二极管可以表示为图2中的“D1”、“D2”。两个开关器件可以表示为图2中的“Q1”、“Q2”。

目标变压器X1包括一次侧线圈L11、二次侧线圈L22。一次侧线圈L11与二次侧线圈L22之间的匝数比为1：n。

一次侧线圈L11的两端分别与两个开关器件连接，一次侧线圈L11的两端还分别与两个钳位二极管连接。

两个开关器件中的其中一个开关器件用于与电源连接，该两个开关器件中的另一个开关器件用于接主边地GND1。

两个钳位二极管中的其中一个二极管经过主边电容C1连接主边地GND1。该两个钳位二极管中的另一个二极管接主边地GND1或接电源。

二次侧线圈L22的一端与副边地GND2连接，二次侧线圈L22的另一端与第三二极管D3连接。

控制单元Y的输入端与主边电容C1连接，控制单元Y的两个输出端分别与两个开关器件连接。

其中，控制单元Y用于根据主边电容C1的电压VC1调节两个开关器件的导通时间，以调节二次侧线圈L22的输出电压。

在控制单元Y的作用下，两个开关器件可以同时周期性的导通、关断。

通过上述结构，控制单元Y可以根据主边的主边电容C1的电压VC1对开关器件进行控制，根据主边的信号就可以实现对开关器件的控制，以调节占空比D，调节线圈的输出电压VO1。上述结构无需借助光耦、辅助绕组等隔离器件获得二次侧信号。相对于现有的转换器控制方式，上述转换器控制电路的结构更为简化。

可选地，主边电容C1的电容值较大，例如可以大于100pF。由于主边电容C1的电容值较大，因此主边电容C1两端的电压VC1在稳态下的波动较小。

主边电容C1的电压VC1也可以称作第一电压，第一电压的表达式可以为：

D表示占空比，VDD1表示电源电压。

其中，在本申请实施例提供的转换器控制电路中，将传统的双开关反激式转换器的一个二极管连接位置作了改变，使该被改变连接位置的二极管连接主边电容C1。一次侧线圈L11两端的电压VP可能高于电源电压VDD1，可以提高转换器的电压转换比的范围，使得电压转换比不再被变压器的一次侧线圈L11与二次侧线圈L22之间的匝数比n所限制。

上述转换器控制电路的电压转换比的表达式如下：

当占空比D增大时，输出电压VO1增大，当占空比D减小时，输出电压VO1减小。当占空比D大于0.5时，电压转换比可以大于二次侧线圈L22与一次侧线圈L11之间的匝数比n。

通过和这两个表达式，可以得到VC1与输出电压VO1之间的关系式：

上述VC1与输出电压VO1之间的关系式也可以表现为图3所示的关系曲线。VC1、VO1在稳态下维持的关系，当其中一个电压变化，另一个会随之变化，实际运行过程中，有可能是VC1先改变，也有可能是VO1先改变。

在实际应用场景下，对于一个给定的双开关反激式转换器，二次侧线圈L22与一次侧线圈L11的之间的匝数比n通常是固定值。因此可以采用本申请实施例提供的转换器控制电路，通过调节主边电容C1两端的电压VC1以将输出电压VO1调节至预设值，实现了以主边控制的方式对转换器进行调节，无需再通过光电耦合器、辅助变压器、辅助信号电容等器件采集副边信号，也无需在主边设置辅助绕组。

可选地，目标变压器X1可以是隔离变压器，隔离电压可以大于1000伏，以此可以适用于电磁环境复杂的场景。

可选地，如图4所示，控制单元Y可以包括采样电路100、放大电路200、振荡电路300。采样电路100、放大电路200、振荡电路300依次连接。

采样电路100的输入端与主边电容C1连接，采样电路100的输出端与放大电路200的一个输入端连接。放大电路200的另一个输入端用于接入一基准电压，放大电路200的输出端与振荡电路300的输入端连接。振荡电路300的两个输出端分别与两个开关器件连接。

采样电路100用于根据主边电容C1的第一电压VC1得到采样信号VC1S，并将采样信号VC1S传输至放大电路200。

作为一种实施方式，采样电路100可以包括多个分压电容和/或多个分压电阻。

振荡电路300用于根据放大电路200输出的信号调节两个开关器件的导通时间，以调节占空比D。

其中，放大电路200可以有一级或多级。

基准电压可以包括多个参考电压。在具体实施时，多个参考电压中的任意一个或者多个电压信号可以接入放大电路200，例如可以将多个参考电源通过选择器接入放大电路200。放大电路200的具体实现方式不应理解为对本申请实施例的限制。

在上述实现过程中，采样电路100、放大电路200、振荡电路300相互配合，可以根据主边电容C1的第一电压VC1调节开关器件的导通时间，实现占空比D的调节。当占空比D改变时，主边电容C1的第一电压VC1、输出电压VO1得到调节。

作为一种实施方式，放大电路200的输入端可以包括正输入端、负输入端，正输入端可以接入基准电压，负输入端可以与采样电路100连接。

在一个实例中，如图5所示，采样电路100包括第一电阻RS1、第二电阻RS2。第一电阻RS1和第二电阻RS2串联构成的串联电路与主边电容C1并联，第二电阻RS2和第一电阻RS1连接的节点与放大电路200连接。第二电阻RS2和第一电阻RS1连接的节点处的电压可作为采样电压VC1S。

其中，第一电阻RS1、第二电阻RS2可以作为采样电阻(或称分压电阻)，根据第一电阻RS1、第二电阻RS2的分压情况可以得到主边电容C1的第一电压VC1。

采样电路100输出的采样电压VC1S可以接入一放大器，该放大器用于接入一基准电压VREF1。

可选地，振荡电路300可以包括比较器、斜坡信号发生器、锁存器，还可以包括开关驱动器。

比较器的第一输入端可以与放大电路200连接，比较器的第二输入端可以与斜坡信号发生器连接。斜坡信号发生器可包括积分电路，斜坡信号发生器可输出波形为斜坡状的信号。

比较器的输出端与锁存器连接，锁存器与两个开关器件连接，锁存器与每个开关器件之间设有用于驱动开关器件的开关驱动器。

其中，每个开关器件可以被配置为具有相应的开关驱动器进行驱动。开关驱动器可以提供用于驱动开关管的能力，开关驱动器不会对信号频率、占空比造成影响。

在其他实施例中，振荡电路300中的开关驱动器可以单独设置，例如，振荡电路300可以通过两个开关驱动器与两个开关器件连接。

通过上述结构，比较器可以将放大电路200输出的信号Va与斜坡信号发生器输出的斜坡信号RAMP进行对比，并输出比较结果信号VCMP。锁存器可以根据比较器输出的比较结果信号VCMP输出两个控制信号VG1、VG2。两个控制信号VG1、VG2分别用于调节主边的两个开关器件的导通时间。

作为一种实现方式，锁存器可以为SR锁存器。

在一个实例中，若锁存器为SR锁存器，SR锁存器的R端可以与比较器的输出端连接。SR锁存器的S端与一时钟发生器连接。时钟发生器输出的时钟信号可以是一个频率固定的脉冲信号CLK。SR锁存器的两个输出端分别与两个开关器件连接，SR锁存器的两个输出端与两个开关器件之间设有用于驱动开关器件的开关驱动器。

在一个实例中，SR锁存器的Q端用于经过第一开关驱动器DR1连接两个开关器件中的第一开关管Q1，SR锁存器的NQ端用于经过第二开关驱动器DR2连接两个开关器件中的第二开关管Q2。

通过上述实现方式，SR锁存器可以根据比较器输出的比较结果信号VCMP以及时钟发生器输出的时钟信号CLK，输出两个开关控制信号VG1、VG2，以此对主边的两个开关器件进行控制，从而使得主边电容C1的电压VC1、输出电压VO1得到调节。

可选地，第一开关管Q1、第二开关管Q2可以是MOS管(Metal-Oxide-Semiconductor，金属-氧化物-半导体，简称MOS)。

例如，第一开关管Q1可以是NMOS管(NMetalOxideSemiconductor，N型金属-氧化物-半导体，简称NMOS)，第二开关管Q2可以为PMOS管(P Metal Oxide Semiconductor，P型金属-氧化物-半导体，简称PMOS)。

当第一开关管Q1为NMOS管且第二开关管Q2为PMOS管时，第一开关管Q1的源极用于连接主边地GND1，第一开关管Q1的栅极用于接入开关控制信号，第一开关管Q1的漏极用于连接一次侧线圈L11。第二开关管Q2的源极用于连接电源，第二开关管Q2的栅极用于接入开关控制信号，第二开关管Q2的漏极用于连接一次侧线圈L11。

可选地，控制单元Y用于按照第一控制表达式对主边电容C1的电压进行控制。

第一控制表达式包括：

VC1＝VREF1*(RS1+RS2)/RS2。

控制单元Y还用于按照第二控制表达式对二次侧线圈L22的输出电压进行控制。

第二控制表达式包括：

VO1＝n*VC1。

其中，VC1表示主边电容C1的电压，VO1表示二次侧线圈L22的输出电压。n表示二次侧线圈L22与一次侧线圈L11之间的匝数比。VREF1表示放大电路200接入的一基准电压。RS1、RS2分别表示采样电路100中的两个采样电阻。

本实施例中，两个钳位二极管为第一二极管D1、第二二极管D2。

第一二极管D1的负极用于连接一次侧线圈L11的同名端，第一二极管D1的正极用于与主边地GND1连接。第二二极管D2的正极用于连接一次侧线圈L11的异名端，第二二极管D2的负极经过主边电容C1与主边地GND1连接。

通过上述结构，一次侧线圈L11的同名端与第一二极管D1的负极连接，第一二极管D1的正极与主边地GND1连接。一次侧线圈L11的异名端与第二二极管D2的正极连接，第二二极管D2的负极经过主边电容C1与主边地GND1连接。一次侧线圈L11的同名端经第一二极管D1接主边地GND1，一次侧线圈L11的异名端经第二二极管D2接主边电容C1，一次侧线圈L11两端的电压可以是主边电容C1两端的电压。当第三二极管D3导通，以主边电容C1两端的电压作为变压器的主边输入，变压器的副边可得到更高的电压输出，具有较宽范围的电压转换比。

下面将对本申请实施例提供的转换器控制电路的工作原理进行介绍。以图4、图5所示的转换器控制电路为例。

转换器的一个工作周期的时间长度为T，包括两个阶段。

第一阶段为S1阶段，开关器件导通的占空比为D，时间长度为D*T。在S1阶段，第一开关管Q1、第二开关管Q2导通，第一二极管D1、第二二极管D2没有导通，电流从电源经第二开关管Q2、一次侧线圈L11、第一开关管Q1流向主边地GND1，一次侧线圈L11上的电流增大。在S1阶段，第三二极管D3两端的电压为负电压，第三二极管D3没有导通，此阶段没有能量从目标变压器X1的主边向副边传输。

第二阶段为S2阶段，开关器件导通的占空比为(1-D)，时间长度为(1-D)*T。在S2阶段，第一开关管Q1、第二开关管Q2关断，第一二极管D1、第二二极管D2导通，一次侧线圈L11的同名端通过第一二极管D1连接主边地GND1，一次侧线圈L11异名端经第二二极管D2接主边电容C1。在S2阶段，第三二极管D3导通，能量从目标变压器X1的主边向副边传输。

采样电路100对主边电容C1的电压VC1进行采样，得到的采样信号VC1S可能是根据VC1按指定倍数A进行放缩得到的信号。该指定倍数A与采样电路100中各采样电阻之间的比值有关。

放大电路200用于比较基准信号VREF1与采样信号VC1S的大小，并用于根据VREF1与VC1S之间的差值向振荡电路300输出差值信号Va。振荡电路300可以输出固定频率的方波，方波的占空比可由放大电路200输出的差值信号Va进行控制。

对于基准信号VREF1，是预先设定的电压。当VC1低于VREF1时，振荡电路300输出的信号的占空比D减小，使得VC1、VO1都减小。在放大电路200和振荡电路300的共同作用下，只要控制单元Y具有足够的增益，就可以将VC1调节至指定大小。该指定大小可能与实际应用场景下采样电路100的具体设计、放大电路200中放大器的级数、放大电路200的具体放大器设计有关，还可能与基准信号VREF1的具体大小有关。

在一个实例中，VC1可能被调节至约等于A可以是前述的指定倍数。由于输出电压VO1可以表现为VC1的n倍，所以VO1可能被调节至约等于以此实现了通过主边控制的方式对副边的输出电压进行调节的效果，无需另设隔离器件以将含有输出电压信息的信号传回主边，节约了成本，简化了结构。

下面以图5为例对工作原理作进一步介绍。第一开关管Q1是NMOS管，第二开关管Q2是PMOS管。放大电路200中的放大器是误差放大器。误差放大器将采样信号VC1S与基准信号VREF1之间的电压差放大。比较器的负输入端连接误差放大器的输出端，以接收误差放大器输出的差值信号Va，比较器的正输入端接入斜坡信号RAMP。SR锁存器(又称RS锁存器)的R输入端连接比较器，以接收比较结果信号VCMP，SR锁存器的S输入端接收时钟信号，Q输出端、NQ输出端分别经过两个开关驱动器连接两个开关器件。

当转换器处于稳态时，VC1可被调节至约等于VC1＝VREF1*(RS1+RS2)/RS2，VO1可被调节至约等于VO1＝n*VC1。即，VO1＝n*VREF1*(RS1+RS2)/RS2。

当由于外部原因(例如负载电流突然增大)而导致输出电压VO1减小时，VC1也会减小，经过放大电路200的放大作用，差值信号Va增大，Va在一个周期内大于斜坡信号RAMP的时间变长，导致比较器输出的比较结果信号VCMP的信号占空比减小。时钟信号CLK在时钟发生器的每个信号周期开始时可将锁存器的Q输出端置为高电位，将锁存器的NQ输出端置为低电位。当VCMP从低电压变为高电压时，Q输出端将被置为低电位，NQ输出端将被置为高电位。因此，VCMP的信号占空比减小时，可使第一开关管Q1、第二开关管Q2导通的占空比D增大。由于主边电容C1两端的电压VC1、副边的输出电压VO1都与两个开关器件的占空比D正相关，VCMP的信号占空比减小时(占空比D增大时)会使得VC1、VO1增大，实现对VC1、VO1的调节。在VC1、VO1增大的过程中，VC1与VREF1*(RS1+RS2)/RS2之间的电压差减小，差值信号Va也减小，从而使得VO1更趋近于n*VREF1*(RS1+RS2)/RS2这一定值，以使VC1、VO1趋于稳定。

而若是由于外部原因(例如负载电流突然减小)导致副边的输出电压VO1增大时，VC1会增大，通过放大电路200的放大作用，差值信号Va减小，Va在一个周期内大于斜坡信号RAMP的时间变短，导致VCMP的信号占空比增大。VCMP的信号占空比增大时，可使第一开关管Q1、第二开关管Q2导通的占空比D减小，使得与占空比D正相关的VC1、VO1减小，实现对VC1、VO1的调节。在VC1、VO1减小的过程中，VC1与VREF1*(RS1+RS2)/RS2之间的电压差减小，差值信号Va增大，VO1更趋近于n*VREF1*(RS1+RS2)/RS2这一定值，使得VC1、VO1趋于稳定。

因此，在转换器的实际运行过程中，无论副边的输出电压VO1如何波动(向上波动或向下波动)，控制单元Y都能够根据主边电容C1的电压VC1对两个开关器件进行控制，以使输出电压VO1向相反方向波动，最终使得输出电压VO1趋于稳定。无需另设其他的绕组、光电耦合器等隔离器件即可实现控制过程。

第二实施例

本实施例提供一种转换器控制电路，本实施例提供的转换器控制电路与第一实施例提供的转换器控制电路类似，区别在于，两个钳位二极管的连接方式有所不同。

本实施例中，如图6所示，转换器控制电路包括：目标变压器X1、两个开关器件、两个钳位二极管、主边电容C1、第三二极管D3、控制单元Y。

目标变压器X1包括一次侧线圈L11、二次侧线圈L22，一次侧线圈L11、二次侧线圈L22之间的匝数比为1：n。

两个钳位二极管为第一二极管D1、第二二极管D2。

第一二极管D1的负极用于连接一次侧线圈L11的同名端，第一二极管D1的正极经过主边电容C1与主边地GND1连接。第二二极管D2的正极用于连接一次侧线圈L11的异名端，第二二极管D2的负极用于接入电源。

一次侧线圈L11的同名端、异名端分别用于连接两个开关器件Q2、Q1。控制单元Y的输入端与主边电容C1连接，控制单元Y的两个输出端分别与两个开关器件连接。

控制单元Y的输入端与主边电容C1连接，控制单元Y的两个输出端分别与两个开关器件连接。

如图7所示，控制单元Y可以包括依次连接的采样电路100、放大电路200、振荡电路300。其中，采样电路100与主边电容C1连接，振荡电路300的两个输出端分别与两个开关器件连接。

通过上述实现方式，一次侧线圈L11的同名端与第一二极管D1的负极连接，第一二极管D1的正极经过主边电容C1与主边地GND1连接；一次侧线圈L11的异名端与第二二极管D2的正极连接，第二二极管D2的负极接入电源。这样的结构可以使得当第一二极管D1、第二二极管D2导通时，一次侧线圈L11的异名端接至主边的电源，一次侧线圈L11的同名端接主边电容C1，主边电容C1与第二二极管D2连接的节点处的电压相对于主边地GND1的电压可以为负电压，一次侧线圈L11两端的电压VP可以是电源电压VDD1与主边电容C1两端电压VC1之差(绝对值之和)。当第三二极管D3导通时，以电源电压VDD1与主边电容C1两端电压VC1之差作为变压器的主边输入，可以使变压器的副边得到更高的电压输出。且控制单元Y可以根据主边电容C1的电压VC1调节两个开关器件的导通时间，能够以主边控制的方式对变压器的输出电压进行调节，无需借助额外的隔离器件获取副边的信号。

关于本实施例中转换器控制电路的其他细节，请进一步参考前述第一实施例中的相关描述，在此不再赘述。

需要说明的是，本实施例提供的转换器控制电路与第一实施例提供的转换器控制电路在工作原理方面是类似的，都是根据主边电容C1的电压VC1调节两个开关器件的占空比D，以调节输出电压VO1，以使输出电压VO1趋于稳定。即，以主边控制方式实现对副边输出信号进行调节，无需借助额外的隔离器件或辅助器件。

第三实施例

本申请实施例提供了一种芯片，包括前述第一实施例所述的转换器控制电路。其中，该芯片中可能对转换器控制电路的全部或部分器件进行了封装。芯片上的引脚可以用于连接负载、电源。

在一种可能的情况下，转换器控制电路中除了目标变压器X1以外的其他器件都可以被集成在同一芯片中。

在另一种可能的情况下，若是目标变压器X1是微型变压器，例如，若变压器尺寸不超过5毫米，目标变压器X1、两个开关器件、两个钳位二极管、第三二极管D3可以被集成在同一芯片中。

以此能够以芯片封装形式对转换器控制电路中的全部或部分器件进行封装，减小整个转换器控制电路的体积。

第四实施例

本申请实施例提供了一种芯片，该芯片与第三实施例提供的芯片类似，区别在于，该芯片用于对前述第二实施例所述的转换器控制电路中的全部或者部分器件进行封装。

关于本实施例提供的芯片的其他细节，请进一步参考前述几个实施例中的相关描述，在此不再赘述。

通过以芯片封装的形式可以减小整个转换器控制电路的体积，有利于提高结构稳定性。

以上所述仅为本申请的实施例而已，并不用于限制本申请的保护范围，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种转换器控制电路，其特征在于，所述转换器控制电路包括：

目标变压器、两个钳位二极管、两个开关器件、主边电容、第三二极管、控制单元；

所述目标变压器包括一次侧线圈、二次侧线圈；

所述一次侧线圈的两端分别与所述两个开关器件连接，所述一次侧线圈的两端还分别与所述两个钳位二极管连接；

所述两个钳位二极管中的一个二极管经过所述主边电容连接主边地；

所述二次侧线圈的一端与副边地连接，所述二次侧线圈的另一端与所述第三二极管连接；

所述控制单元的输入端与所述主边电容连接，所述控制单元的两个输出端分别与所述两个开关器件连接；

所述控制单元用于根据所述主边电容的电压调节所述两个开关器件的导通时间，以调节所述二次侧线圈的输出电压。

2.根据权利要求1所述的转换器控制电路，其特征在于，所述控制单元包括采样电路、放大电路、振荡电路；

所述采样电路的输入端与所述主边电容连接，所述采样电路的输出端与所述放大电路的一个输入端连接；

所述放大电路的另一个输入端用于接入一基准电压，所述放大电路的输出端与所述振荡电路的输入端连接；

所述振荡电路的两个输出端分别与所述两个开关器件连接；

所述采样电路用于根据所述主边电容的电压得到采集信号，并将所述采集信号传输至所述放大电路；

所述振荡电路用于根据所述放大电路输出的信号调节所述两个开关器件的导通时间。

3.根据权利要求2所述的转换器控制电路，其特征在于，所述采样电路包括第一电阻、第二电阻；

所述第一电阻和所述第二电阻串联构成的串联电路与所述主边电容并联；

其中，所述第二电阻和所述第一电阻连接的节点与所述放大电路连接。

4.根据权利要求2所述的转换器控制电路，其特征在于，所述振荡电路包括比较器、斜坡信号发生器、锁存器、开关驱动器；

所述比较器的第一输入端与所述放大电路连接，所述比较器的第二输入端与所述斜坡信号发生器连接；

所述比较器的输出端与所述锁存器连接，所述锁存器与所述两个开关器件连接，所述锁存器与每个开关器件之间设有用于驱动开关器件的所述开关驱动器。

5.根据权利要求4所述的转换器控制电路，其特征在于，所述锁存器为SR锁存器；

所述SR锁存器的R端与所述比较器的输出端连接；

所述SR锁存器的S端与一时钟发生器连接；

所述SR锁存器的两个输出端分别与所述两个开关器件连接，所述SR锁存器的两个输出端与所述两个开关器件之间设有用于驱动开关器件的所述开关驱动器。

6.根据权利要求5所述的转换器控制电路，其特征在于，

所述两个开关器件为第一开关管、第二开关管；

所述第一开关管为NMOS管，所述第二开关管为PMOS管。

7.根据权利要求2所述的转换器控制电路，其特征在于，

所述控制单元用于按照第一控制表达式对所述主边电容的电压进行控制；

所述第一控制表达式包括：

VC1＝VREF1*(RS1+RS2)/RS2；

所述控制单元还用于按照第二控制表达式对所述二次侧线圈的输出电压进行控制；

所述第二控制表达式包括：

VO1＝n*VC1；

其中，所述VC1表示所述主边电容的电压，所述VO1表示所述二次侧线圈的输出电压，所述n表示所述二次侧线圈与所述一次侧线圈之间的匝数比，所述VREF1表示所述放大电路接入的一基准电压，所述RS1、RS2分别表示所述采样电路中的两个采样电阻。

8.根据权利要求1所述的转换器控制电路，其特征在于，所述两个钳位二极管为第一二极管、第二二极管；

所述一次侧线圈的同名端与所述第一二极管的负极连接，所述第一二极管的正极与主边地连接；

所述一次侧线圈的异名端与所述第二二极管的正极连接，所述第二二极管的负极经过所述主边电容与主边地连接。

9.根据权利要求1所述的转换器控制电路，其特征在于，所述两个钳位二极管为第一二极管、第二二极管；

所述一次侧线圈的同名端与所述第一二极管的负极连接，所述第一二极管的正极经过所述主边电容与主边地连接；

所述一次侧线圈的异名端与所述第二二极管的正极连接，所述第二二极管的负极用于接入电源。

10.一种芯片，其特征在于，包括权利要求1-9任一项所述的转换器控制电路。