CN113014112B - 控制电路、控制方法以及功率变换器 - Google Patents

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Abstract

依据本发明的实施例揭露了一种控制电路、控制方法以及功率变换器，所述控制电路，应用于功率变换器，所述功率变换器包括开关电路，包括至少一个半桥；变压器，包括原边绕组和副边绕组；谐振电感和谐振电容，与所述原边绕组串联以构成谐振模块；以及采样电阻，与所述谐振模块串联或串联在所述谐振模块中；所述控制电路根据所述采样电阻的电压的绝对值和电流参考信号生成控制信号，以控制所述开关电路的工作状态，调节所述功率变换器的输出电流；其中，所述电流参考信号用于表征所述功率变换器的输出电流的期望值。本发明中的功率变换器需要的外围器件较少，而且由于无需光耦进行原副边信号传递，使得电路体积较小，有利于系统集成化。

Description

控制电路、控制方法以及功率变换器
技术领域
本发明涉及电力电子领域，更具体的说，涉及一种控制电路、控制方法以及功率变换器。
背景技术
LLC谐振电路具有较好的软开关特性，能够大幅减小开关损耗，提高能量的传输效率，是目前使用最普遍的大功率拓扑之一。LLC谐振电路一般采用隔离的形式，现有技术中在对LLC谐振电路的输出电流进行控制时，一般基于副边电流采样。具体的，在LLC谐振电路的输出端耦接采样电阻以得到表征所述输出电流的副边采样电流，再根据所述副边采样电流和基准信号产生补偿信号，并通过光耦将补偿信号传输到原边控制电路以产生控制信号，进而控制所述LLC谐振电路的工作状态。
但现有技术中基于副边电流采样的方式控制LLC谐振电路的输出电流，需要的外围器件较多，而且由于现有技术中需要光耦，使得电路体积较大，不利于系统集成化。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种采用原边电流控制的控制电路、控制方法以及功率变换器，以解决现有技术中采用副边电流控制而引起外围器件较多以及不利于系统集成化的技术问题。
第一方面，本发明实施例提供了一种控制电路，应用于功率变换器，所述功率变换器包括开关电路，包括至少一个半桥；变压器，包括原边绕组和副边绕组；谐振电感和谐振电容，与所述原边绕组串联以构成谐振模块；以及采样电阻，与所述谐振模块串联或串联在所述谐振模块中；所述控制电路根据所述采样电阻的电压的绝对值和电流参考信号生成控制信号，以控制所述开关电路的工作状态，调节所述功率变换器的输出电流；其中，所述电流参考信号用于表征所述功率变换器的输出电流的期望值。
优选地，当所述开关电路的工作频率大于第一参考频率时，所述采样电阻的电压用于表征所述功率变换器的输出电流，其中，所述第一参考频率被配置为1/(所述谐振电感的感量和所述谐振电容的容量的乘积的二次方根)。
优选地，所述控制电路被配置为根据所述采样电阻的电压、所述电流参考信号和第一参考电流信号生成控制信号，所述第一参考电流信号为所述电流参考信号的取反数值。
优选地，所述控制电路包括：补偿电路，被配置为当所述采样电阻的电压大于零时，根据所述采样电阻的电压和所述电流参考信号的误差信号生成补偿信号；当所述采样电阻的电压小于零时，根据所述采样电阻的电压和所述第一参考电流信号的误差信号生成补偿信号；以及驱动电路，用于根据所述补偿信号生成控制信号以控制所述开关电路的开关状态。
优选地，所述控制电路包括：偏置电压叠加模块，被配置为在所述采样电阻的电压、所述电流参考信号和所述第一参考电流信号上分别叠加第一偏置电压，以生成第一采样信号、第一参考信号和第二参考信号；补偿电路，被配置为当所述采样电阻的电压大于零时，根据第一采样信号和第一参考信号的误差信号生成补偿信号；当所述采样电阻的电压小于零时，根据第一采样信号和第二参考信号的误差信号生成补偿信号；以及驱动电路，用于根据所述补偿信号生成控制信号以控制所述开关电路的开关状态。
优选地，所述补偿电路包括：第一误差放大器，其反向输入端接收所述第一采样信号，同向输入端接收所述第一参考信号，当所述采样电阻的电压大于零时，其输出端产生所述补偿信号；以及第二误差放大器，其反向输入端接收所述第二参考信号，同向输入端接收所述第一采样信号，当所述采样电阻的电压小于零时，其输出端产生所述补偿信号。
优选地，所述补偿电路包括：第一误差放大器，当采样电阻的电压大于零时，其反向输入端接收所述第一采样信号，同向输入端接收所述第一参考信号；当采样电阻的电压小于零时，其反向输入端接收所述第二参考信号，同向输入端接收所述第一采样信号；其输出端产生所述补偿信号。
优选地，所述第一误差放大器或/和第二误差放大器被配置为跨导放大器时，所述补偿电路还包括补偿电容，所述补偿电容耦接在所述第一误差放大器或/和第二误差放大器的输出端和地电位之间。
优选地，所述控制电路还包括偏置电压生成模块，所述偏置电压生成模块包括偏置电流源和偏置电阻，所述偏置电流源产生的电流流过所述偏置电阻，并在所述偏置电阻上产生所述第一偏置电压。
优选地，所述驱动电路用于比较所述补偿信号和斜坡信号生成控制信号，以控制所述开关电路的开关状态。
第二方面，本发明实施例提供了一种功率变换器，其特征在于，包括：开关电路，包括至少一个半桥；变压器，包括原边绕组和副边绕组；谐振电感和谐振电容，与所述原边绕组串联以构成谐振模块；采样电阻，与所述谐振模块串联或串联在所述谐振模块中；以及以上任意一项所述的控制电路。
优选地，所述原边绕组被配置为其感量大于所述谐振电感的感量的至少两倍，以使得所述开关电路的工作频率大于所述第一参考频率，所述采样电阻的电压用于表征所述功率变换器的输出电流。
优选地，当所述原边绕组和所述副边绕组的匝数比为N：1时，所述采样电阻的电压的绝对值正比例于所述功率变换器输出电流的1/N。
优选地，所述开关电路包括第一功率开关和第二功率开关，所述第一功率开关和所述第二功率开关依次串联耦接在所述功率变换器输入端的高电位端和地电位端之间，所述谐振模块和所述采样电阻组成的串联结构耦接在所述第一功率开关和所述第二功率开关的公共端和地电位端或所述功率变换器输入端的高电位端之间。
优选地，所述开关电路包括第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关，依次串联耦接在所述功率变换器输入端的高电位端和地电位端之间，所述谐振模块和所述采样电阻组成的串联结构耦接在所述第一功率开关和所述第二功率开关的公共端和所述第三功率开关和所述第四功率开关的公共端之间。
第三方面，本发明实施例提供了一种控制方法，应用于功率变换器，所述功率变换器包括开关电路，包括至少一个半桥；变压器，包括原边绕组和副边绕组；谐振电感和谐振电容，与所述原边绕组串联以构成谐振模块；以及采样电阻，与所述谐振模块串联或串联在所述谐振模块中，所述控制方法包括：当所述开关电路的工作频率大于第一参考频率时，根据所述采样电阻的电压的绝对值和电流参考信号生成控制信号，以控制所述开关电路的工作状态，调节所述功率变换器的输出电流，其中所述电流参考信号用于表征所述功率变换器的输出电流的期望值。
优选地，根据所述采样电阻的电压、所述电流参考信号和第一参考电流信号生成控制信号，所述第一参考电流信号为所述电流参考信号的取反数值。
优选地，当所述采样电阻的电压大于零时，根据所述采样电阻的电压和电流参考信号的误差信号生成补偿信号；当所述采样电阻的电压小于零时，根据所述采样电阻的电压和所述第一参考电流信号的误差信号生成补偿信号；以及根据所述补偿信号生成控制信号以控制所述开关电路的开关状态。
优选地，在所述采样电阻的电压、所述电流参考信号和所述第一参考电流信号上分别叠加第一偏置电压，以生成第一采样信号、第一参考信号和第二参考信号；当所述采样电阻的电压大于零时，根据第一采样信号和第一参考信号的误差信号生成补偿信号；当所述采样电阻的电压小于零时，根据第一采样信号和第二参考信号的误差信号生成补偿信号；以及根据所述补偿信号生成控制信号以控制所述开关电路的开关状态。
优选地，控制所述第一偏置电压的大小以使得所述第一采样信号的值不小于零。
优选地，控制所述第一偏置电压大于所述电流参考信号的至少两倍，以使得所述第一采样信号的值不小于零。
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：本发明的功率变换器包括开关电路，包括至少一个半桥；变压器，包括原边绕组和副边绕组；谐振电感和谐振电容，与所述原边绕组串联以构成谐振模块；采样电阻，与所述谐振模块串联或串联在所述谐振模块中；以及控制电路，被配置为根据所述采样电阻的电压的绝对值和电流参考信号生成控制信号，以控制所述开关电路的工作状态，调节所述功率变换器的输出电流；其中，所述电流参考信号用于表征所述功率变换器的输出电流的期望值。在本发明中，所述谐振模块和所述开关电路构成了LLC谐振主回路，将采样电阻串联在原边的LLC谐振主回路中，当所述开关电路的工作频率大于第一参考频率时，所述采样电阻的电压用于表征所述功率变换器的输出电流，故根据所述采样电阻的电压控制所述开关电路的工作状态。本发明中的功率变换器基于原边电流采样的方式控制LLC谐振电路的输出电流，需要的外围器件较少，而且由于无需光耦进行原副边信号传递，使得电路体积较小，有利于系统集成化。进一步的，在本发明中所述采样电阻Rcs的电压Vcs有正值也有负值，故控制电路通过一个第一偏置电压Voffset将其抬高至不小于零，并通过在所述采样电阻Rcs的电压Vcs的不同区间切换比较基准，以实现正负电流采样，从而生成控制信号以控制所述开关电路1的工作状态，本发明中的控制电路的实现简单，直接利用运算放大器即可实现，有利于降低成本和简化电路。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为本发明功率变换器实施例一的电路示意图；
图2为本发明控制电路的工作波形图；
图3为本发明控制电路实施例一的电路示意图；
图4为本发明驱动电路的一种工作波形图；
图5为本发明控制电路实施例二的电路示意图；
图6为本发明控制电路实施例二的工作波形图；
图7为本发明偏置电压叠加电路的电路示意图；
图8为本发明功率变换器实施例二的电路示意图；
图9为本发明功率变换器实施例三的电路示意图；
图10为本发明功率变换器实施例四的电路示意图；
图11为本发明功率变换器实施例五的电路示意图；
图12为本发明功率变换器实施例六的电路示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1为本发明功率变换器实施例一的电路示意图；如图1所示，所述功率变换器采用半桥LLC电路，包括开关电路1、变压器、谐振电感LR、谐振电容CR、采样电阻Rcs、控制电路2以及副边整流电路3。
在本实施例中，所述开关电路1包括第一功率开关Q1和第二功率开关Q2，所述第一功率开关Q1和所述第二功率开关Q2依次串联耦接在所述功率变换器输入端的高电位端和地电位端之间。第一功率开关Q1和第二功率开关Q2分别受控于控制信号G1和G2导通或关断。
在本实施例中，所述变压器包括初级绕组L1以及副边绕组L2和L3；谐振电感LR、谐振电容CR与原边绕组L1串联以构成谐振模块；所述采样电阻Rcs与所述谐振模块串联或串联在所述谐振模块中。在本实施例中，谐振电感LR、采样电阻Rcs、原边绕组L1和谐振电容CR依次串联在所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的公共端HB和地电位之间，但本发明对此不进行限制，谐振电感LR、采样电阻Rcs、原边绕组L1和谐振电容CR串联连接在所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的公共端HB和地电位之间的所有实施例均包含在本发明的保护范围内。
在本实施例中，副边整流电路3与所述副边绕组L2和L3耦接，副边的感生交流电经由所述副边整流电路3整流后，提供输出电流Io至所述功率变换器的输出端，以为负载供电。可选的，所述负载为LED。具体的，所述副边整流电路3包括第一整流管D1和第二整流管D2，所述副边绕组L2和所述副边绕组L3的公共端为副边绕组的中间端，所述副边绕组L2的另一端为副边绕组的第一端，所述副边绕组L3的另一端为所述副边绕组的第二端；所述第一整流管D1的第一端连接所述副边绕组的第一端，所述第一整流管D1的第二端作为所述功率变换器的输出端的高电位端，所述第二整流管D2的第一端连接所述副边绕组的第二端，所述第二整流管D2的第二端连接所述第一整流管D1的第二端。所述副边绕组的中间端作为所述功率变换器的输出端的低电位端。在本实施例中，所述副边整流电路3采用全波整流的方式进行整流，本发明对此不进行限制，例如，在其他的实施例中，所述变压器仅包含一个副边绕组，相应的，所述副边整流电路3采用全桥的方式进行整流。并且，本实施例中所述整流管为二极管，本发明对此不进行限制，在其他实施例中，也可以采用各种现有的电可控开关器件作为整流管。
在本实施例中，所述控制电路2被配置为根据所述采样电阻Rcs的电压Vcs的绝对值和电流参考信号Vref生成控制信号，以控制所述开关电路1的工作状态，调节所述功率变换器的输出电流Io；其中，所述电流参考信号Vref用于表征所述功率变换器的输出电流Io的期望值。
当所述开关电路1的工作频率大于第一参考频率f1时，流过谐振电感LR的电流的绝对值(即所述采样电阻Rcs的电压的绝对值|Vcs|除以采样电阻Rcs的阻值)正比于流过第一整流管D1的电流和流过第二整流管D2的电流之和，即正比于所述功率变换器的输出电流Io。从而，当所述开关电路1的工作频率大于第一参考频率f1时，所述采样电阻Rcs的电压Vcs可以用于表征所述功率变换器的输出电流。其中，所述第一参考频率f1被配置为1/(所述谐振电感LR的感量和所述谐振电容CR的容量的乘积的二次方根)，即
Figure BDA0002992324810000081
进一步的，当所述开关电路1的工作频率大于所述第一参考频率f1时，所述原边绕组和所述副边绕组的匝数比为N：1时，所述采样电阻Rcs的电压的绝对值|Vcs|除以采样电阻Rcs的阻值(即流过谐振电感LR的电流的绝对值)等于所述功率变换器输出电流Io的1/N，从而所述采样电阻Rcs的电压的绝对值|Vcs|正比例于所述功率变换器输出电流Io的1/N。
由于在所述开关电路1的工作频率大于所述第一参考频率f1时，所述采样电阻Rcs的电压Vcs用于表征所述功率变换器的输出电流Io，从而可以根据所述采样电阻Rcs的电压Vcs生成控制信号以控制所述开关电路1的工作状态，进而调节所述功率变换器的输出电流Io。
进一步的，在本实施例中，所述原边绕组L1被配置为其感量大于所述谐振电感LR的感量的至少两倍，以使得所述开关电路1的工作频率大于所述第一参考频率f1。
在本实施例中，所述功率变换器还包括电容C1，耦接在所述功率变换器的输入端，用于对输入电压Vin进行滤波。同时，所述功率变换器还包括电容C2，耦接在所述功率变换器的输出端，用于对所述功率变换器的输出信号进行滤波。
本发明所述的功率开关可以采用各种现有的电可控开关器件，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)，或者，绝缘栅双极晶体管(IGBT)，对此不进行限制。
图2为本发明控制电路的工作波形图；其中，所述开关电路1的工作频率大于第一参考频率f1。Vcs为所述采样电阻Rcs的电压，用于表征流过谐振电感LR的电流，Vcs以采样电阻Rcs靠近公共端HB端的电压小于靠近地电位端的电压时为正，即流过谐振电感LR的电流流向公共端HB的方向为正；|Vcs|为所述采样电阻Rcs的电压的绝对值；Vref为所述电流参考信号；-Vref为第一参考电流信号，其为所述电流参考信号Vref的取反数值；Vcs+Voffset为第一采样信号，Voffset+Vref为第一参考信号，Voffset-Vref为第二参考信号。图2中的(1)、(2)、(3)分别示意了本发明控制电路的一种工作方式。
图2的(1)中示意了控制电路2的第一种工作方式，为：根据所述采样电阻Rcs的电压的绝对值|Vcs|和电流参考信号Vref生成控制信号，以控制所述开关电路1的工作状态，调节所述功率变换器的输出电流Io。具体的，所述控制电路2包括：补偿电路，被配置为根据采样电阻Rcs的电压的绝对值|Vcs|和电流参考信号Vref的误差信号生成补偿信号Vcomp；驱动电路，用于根据所述补偿信号Vcomp生成控制信号G1和G2以控制所述开关电路1的开关状态。进一步的，所述控制电路2还包括整流模块，用于接收所述采样电阻Rcs的电压Vcs以获取采样电阻Rcs的电压的绝对值|Vcs|。
图2的(2)中示意了控制电路2的第二种工作方式，为：根据所述采样电阻Rcs的电压Vcs、所述电流参考信号Vref和第一参考电流信号-Vref生成控制信号，以控制所述开关电路1的工作状态，调节所述功率变换器的输出电流Io。具体的，所述控制电路2包括：补偿电路，被配置为当所述采样电阻Rcs的电压Vcs大于零时，根据所述采样电阻Rcs的电压Vcs和所述电流参考信号Vref的误差信号生成补偿信号Vcomp；当所述采样电阻Rcs的电压Vcs小于零时，根据所述采样电阻Rcs的电压Vcs和所述第一参考电流信号-Vref的误差信号生成补偿信号Vcomp；驱动电路，用于根据所述补偿信号Vcomp生成控制信号G1和G2以控制所述开关电路1的开关状态。
图2的(3)中示意了控制电路2的第三种工作方式，为：首先，在所述采样电阻Rcs的电压Vcs、所述电流参考信号Vref和第一参考电流信号-Vref上分别叠加第一偏置电压Voffset，以生成第一采样信号Vcs+Voffset、第一参考信号Voffset+Vref和第二参考信号Voffset-Vref；再根据第一采样信号Vcs+Voffset、第一参考信号Voffset+Vref和第二参考信号Voffset-Vref生成控制信号G1和G2，以控制所述开关电路1的工作状态，调节所述功率变换器的输出电流Io。
并且，控制所述第一偏置电压Voffset的大小以使得所述第一采样信号Vcs+Voffset的值不小于零。具体的，控制所述第一偏置电压Voffset大于所述电流参考信号Vref的至少2倍，以使得所述第一采样信号Vcs+Voffset的值不小于零。也可以通过其他的方式控制所述第一偏置电压Voffset的大小以使得所述第一采样信号Vcs+Voffset的值不小于零，本发明对此不进行限制。
在控制电路2的第三种工作方式中，所述采样电阻Rcs的电压Vcs有正值也有负值，故通过利用一个第一偏置电压Voffset将其抬高至不小于零，并通过在所述采样电阻Rcs的电压Vcs的不同区间切换比较基准，以实现正负电流采样，从而生成控制信号以控制所述开关电路1的工作状态。
由于上述控制电路2的三种工作方式中，控制电路2的第三种工作方式的实现最为简单，直接利用运算放大器即可实现，故本发明后续以第三种工作方式进行详细说明，但本发明对此不进行限制。
图3为本发明控制电路实施例一的电路示意图；如图3所示，所述控制电路2包括偏置电压叠加模块(图中未给出)、补偿电路21和驱动电路22。所述偏置电压叠加模块，被配置为在所述采样电阻Rcs的电压Vcs、所述电流参考信号Vref和所述第一参考电流信号-Vref上分别叠加第一偏置电压Voffset，以生成第一采样信号Vcs+Voffset、第一参考信号Voffset+Vref和第二参考信号Voffset-Vref；所述补偿电路21，被配置为当所述采样电阻Rcs的电压Vcs大于零时，根据第一采样信号Vcs+Voffset和第一参考信号Voffset+Vref的误差信号生成补偿信号Vcomp；当所述采样电阻Rcs的电压Vcs小于零时，根据第一采样信号Vcs+Voffset和第二参考信号Voffset-Vref的误差信号生成补偿信号Vcomp；所述驱动电路22，用于根据所述补偿信号Vcomp生成控制信号G1和G2，以控制所述开关电路1的开关状态。
具体的，所述补偿电路21包括第一误差放大器Gm1和第二误差放大器Gm2。所述第一误差放大器Gm1的反向输入端接收所述第一采样信号Vcs+Voffset，同向输入端接收所述第一参考信号Voffset+Vref，当所述采样电阻Rcs的电压Vcs大于零时，其输出端产生所述补偿信号Vcomp；所述第二误差放大器Gm2的反向输入端接收所述第二参考信号Voffset-Vref，同向输入端接收所述第一采样信号Vcs+Voffset，当所述采样电阻Rcs的电压Vcs小于零时，其输出端产生所述补偿信号Vcomp。
进一步的，所述补偿电路21还包括第一比较器CMP1、第一开关S1和第二开关S2。所述第一开关S1耦接在所述第一误差放大器Gm1和驱动电路22之间，所述第二开关S2耦接在所述第二误差放大器Gm2和所述驱动电路22之间，所述第一比较器CMP1的同向输入端接收所述采样电阻Rcs的电压Vcs，反向输入端耦接到地电位(即电压值等于零)，所述第一比较器CMP1的输出信号用于控制所述第一开关S1和第二开关S2的导通和关断。当所述采样电阻Rcs的电压Vcs大于零时，所述第一比较器CMP1输出高电平，所述第一开关S1导通，所述第二开关S2关断；当所述采样电阻Rcs的电压Vcs小于零时，所述第一比较器CMP1输出低电平，所述第一开关S1关断，所述第二开关S2导通。
在本实施例中，所述第一误差放大器Gm1和第二误差放大器Gm2均为跨导放大器，所述补偿电路21还包括补偿电容Cmp，所述补偿电容的一端接地，另一端用于耦接在所述驱动电路22的输入端，但本发明对此不进行限制，例如另外的实施例中，所述第一误差放大器Gm1和所述第二误差放大器Gm2中一个为运算放大器，另外一个为跨导放大器，或所述所述第一误差放大器Gm1和第二误差放大器Gm2均为运算放大器(此时不需要补偿电容Cmp)。
进一步的，所述驱动电路22根据所述补偿信号Vcomp和斜坡信号Vsaw生成控制信号G1和G2。图4给出了本发明驱动电路的一种工作波形图，其中，Vcomp为补偿信号，Vsaw为斜坡信号，G1和G2为控制信号。如图4所示，在t1时刻，斜坡信号Vsaw开始上升，G1切换为高电平，G2保持低电平不变。在t2时刻，斜坡信号Vsaw上升至与补偿信号Vcomp相等，G1切换为低电平，G2保持低电平不变。经过读取时间Δt(死区时间)之后，即在t3时刻，斜坡信号Vsaw开始上升，G1保持低电平不变，G2切换为高电平。如此循环，使得控制信号G1和G2的占空比一直为50％，从而所述功率变换器的占空比不变，通过控制所述功率变换器的工作频率以调节所述功率变换器的输出电流Io。需要说明的是，图4仅仅给出了本发明驱动电路22的一种工作波形，本发明对此不进行限制，例如在其他的实施例中可以通过三角波信号和补偿信号Vcomp生成控制信号G1和G2。
图5为本发明控制电路实施例二的电路示意图；其与图3中控制电路实施例一的区别在于：所述补偿电路21仅包括一个误差放大器，即第一误差放大器Gm1，当所述采样电阻Rcs的电压Vcs大于零时，其反向输入端V-接收所述第一采样信号Vcs+Voffset，同向输入端V+接收所述第一参考信号Voffset+Vref；当所述采样电阻Rcs的电压Vcs小于零时，其反向输入端V-接收所述第二参考信号Voffset-Vref，同向输入端V+接收所述第一采样信号Vcs+Voffset；其输出端产生所述补偿信号Vcomp。所述第一误差放大器Gm1同向输入端V+和反向输入端V-的输入信号的波形如图6所示。
进一步的，所述补偿电路21还包括第一比较器CMP1、第一开关S1～第六开关S6，所述第一开关S1和第三开关S3依次串联耦接在所述第一参考信号Voffset+Vref的接收端和所述同向输入端V+之间，所述第二开关S2耦接在所述第一开关S1和所述第三开关S3的公共端和所述第二参考信号Voffset-Vref的接收端之间，所述第四开关S4耦接在所述第一开关S1和所述第三开关S3的公共端和所述反向输入端V-之间，所述第五开关S5耦接在所述第一采样信号Vcs+Voffset的接收端和所述所述反向输入端V-之间，所述第六开关S6耦接在所述第一采样信号Vcs+Voffset的接收端和所述同向输入端V+之间。所述第一比较器CMP1的同向输入端接收所述采样电阻Rcs的电压Vcs，反向输入端耦接到地电位(即电压值等于零)，所述第一比较器CMP1的输出信号用于控制所述第一开关S1～第六开关S6的导通和关断。当所述采样电阻Rcs的电压Vcs大于零时，所述第一比较器CMP1的输出信号为高电平，所述第一开关S1、所述第三开关S3和所述第五开关S5导通，所述第二开关S2、所述第四开关S4和所述第六开关S6关断；当所述采样电阻Rcs的电压Vcs小于零时，所述第一比较器CMP1的输出信号为低电平，所述第一开关S1、所述第三开关S3和所述第五开关S5关断，所述第二开关S2、所述第四开关S4和所述第六开关S6导通。
本实施例中，其余部分与图3中控制电路实施例一相同，在此不进行赘述。
本发明控制电路实施例一和实施例二中的所述偏置电压叠加模块包括偏置电压叠加电路，图7为本发明偏置电压叠加电路的电路示意图；如图7所示，所述偏置电压叠加电路包括偏置电压生成模块和第一电阻R1。所述偏置电压生成模块包括偏置电流源Ioffset和偏置电阻Roffset，所述偏置电流源Ioffset产生的电流流过所述偏置电阻Roffset，并在所述偏置电阻Roffset上产生所述第一偏置电压Voffset。所述第一电阻R1的一端接地，所述第一电阻R1的另一端耦接所述偏置电阻Roffset的第一端，所述第一电阻R1和所述偏置电阻Roffset的公共端用于接收所述采样电阻Rcs的电压Vcs或所述电流参考信号Vref或第一参考电流信号-Vref，以在所述偏置电阻Roffset的第二端生成第一采样信号Vcs+Voffset或第一参考信号Voffset+Vref或第二参考信号Voffset-Vref。其中偏置电流源Ioffset的电流方向从偏置电阻Roffset的第二端流向第一端。
在有的实施例中，所述偏置电压叠加模块包括三个偏置电压生成电路，以分别生成第一采样信号Vcs+Voffset、第一参考信号Voffset+Vref和第二参考信号Voffset-Vref。在另外的实施例中，所述偏置电压叠加模块还包括电压跟随器，用于复制所述偏置电阻Roffset两端的电压，仅需要一个所述偏置电压生成模块即可生成第一采样信号Vcs+Voffset、第一参考信号Voffset+Vref和第二参考信号Voffset-Vref，具体的，所述第一电阻R1和所述偏置电阻Roffset的公共端用于接收所述采样电阻Rcs的电压Vcs以生成第一采样信号Vcs+Voffset，利用电压跟随器的电压和所述电流参考信号Vref叠加产生第一参考信号Voffset+Vref，利用电压跟随器的电压和第一参考电流信号-Vref叠加产生第二参考信号Voffset-Vref。
需要注意的是，这里仅仅给出了本发明所述偏置电压叠加模块的实施例，本发明对此不进行限制，任意可以实现上述功能的电路均包含在本发明的保护范围内。
图8为本发明功率变换器实施例二的电路示意图；其与图1中实施例一的区别在于：所述采样电阻RS的第一端耦接所述第一功率开关Q1和所述第二功率开关Q2的公共端HB，所述采样电阻RS的第二端耦接所述谐振模块的一端，所述谐振模块的另一端耦接地电位端。其余部分与实施例一相同，在此不进行赘述。
在对于第一功率开关Q1进行主控制时，公共端HB可以作为控制电路的浮地端，从而仅检测采样电阻Rcs靠近地电位端(即第二端)的电压即得可得到采样电阻Rcs的电压Vcs，即图8所示的实施例便于采样所述采样电阻Rcs的电压Vcs。
图9为本发明功率变换器实施例三的电路示意图；其与图1实施例一的区别在于：所述所述谐振模块的一端耦接所述第一功率开关Q1和所述第二功率开关Q2的公共端HB，所述谐振模块的另一端耦接所述采样电阻Rcs的第一端，所述采样电阻Rcs的第二端接地。其余部分与实施例一相同，在此不进行赘述。
在对于第二功率开关Q2进行主控制时，地电位端可以作为控制电路的接地端，从而仅检测采样电阻Rcs靠近公共端HB的电压(即第一端)即得可得到采样电阻Rcs的电压Vcs，即图9所示的实施例便于采样所述采样电阻Rcs的电压Vcs。
图10为本发明功率变换器实施例四的电路示意图；其与图1实施例一的区别在于：谐振电感LR、采样电阻Rcs、原边绕组L1和谐振电容CR串联在所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的公共端HB和所述功率变换器输入端的高电位端之间。其余部分与实施例一相同，在此不进行赘述。
图11为本发明功率变换器实施例五的电路示意图；其与图10实施例四的区别在于：所述采样电阻RS的第一端耦接所述第一功率开关Q1和所述第二功率开关Q2的公共端HB，所述采样电阻RS的第二端耦接所述谐振模块的一端，所述谐振模块的另一端耦接所述功率变换器输入端的高电位端。其余部分与实施例四相同，在此不进行赘述。
在对于第一功率开关Q1进行主控制时，公共端HB可以作为控制电路的浮地端，从而仅检测采样电阻RS靠近地电位端(即第二端)的电压即得可得到采样电阻Rcs的电压Vcs，即图11所示的实施例便于采样所述采样电阻Rcs的电压Vcs。
本发明所述的开关电路1除了实施例1中的结构外，还可以为其他的结构，本发明对此不进行限制。例如，图12为本发明功率变换器实施例六的电路示意图。其与实施例一的区别在于：所述功率变换器采用三电平LLC电路，所述开关电路1包括第一功率开关Q1、第二功率开关Q2、第三功率开关Q3和第四功率开关Q4，依次串联耦接在所述功率变换器输入端的高电位端和地电位端之间，所述谐振模块和所述采样电阻组成的串联结构耦接在所述第一功率开关Q1和所述第二功率开关Q2的公共端和所述第三功率开关Q3和所述第四功率开关Q4的公共端之间。第一功率开关Q1、第二功率开关Q2、所述第三功率开关Q3和所述第四功率开关Q4分别受控于控制信号G3～G6导通或关断。其余部分与实施例一相同，在此不进行赘述。
其中，第一功率开关Q1和第四功率开关Q4的开关状态相同，第二功率开关Q2和第三功率开关Q3与第一功率开关Q1和第四功率开关Q4的开关状态互补。从而本实施例中的控制电路2在图3或图5中控制电路的基础上，所述控制电路2还包括逻辑电路，所述逻辑电路根据控制信号G1和G2生成控制信号G3～G6以控制开关电路1的工作状态。
虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。
依照本发明实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (15)

1.一种控制电路，应用于功率变换器，所述功率变换器包括开关电路，包括至少一个半桥；变压器，包括原边绕组和副边绕组；谐振电感和谐振电容，与所述原边绕组串联以构成谐振模块；以及采样电阻，与所述谐振模块串联或串联在所述谐振模块中；其特征在于：
根据所述采样电阻的电压的绝对值和电流参考信号生成控制信号，以控制所述开关电路的工作状态，调节所述功率变换器的输出电流；
其中，所述电流参考信号用于表征所述功率变换器的输出电流的期望值；
所述控制电路包括：
偏置电压叠加模块，被配置为在所述采样电阻的电压、所述电流参考信号和第一参考电流信号上分别叠加第一偏置电压，以生成第一采样信号、第一参考信号和第二参考信号；其中，所述第一参考电流信号为所述电流参考信号的取反数值；控制所述第一偏置电压的大小以使得所述第一采样信号的值不小于零；
补偿电路，被配置为当所述采样电阻的电压大于零时，根据第一采样信号和第一参考信号的误差信号生成补偿信号；当所述采样电阻的电压小于零时，根据第一采样信号和第二参考信号的误差信号生成补偿信号；以及
驱动电路，用于根据所述补偿信号生成控制信号以控制所述开关电路的开关状态。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：当所述开关电路的工作频率大于第一参考频率时，所述采样电阻的电压用于表征所述功率变换器的输出电流，其中，所述第一参考频率被配置为1/(所述谐振电感的感量和所述谐振电容的容量的乘积的二次方根)。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述补偿电路包括：
第一误差放大器，其反向输入端接收所述第一采样信号，同向输入端接收所述第一参考信号，当所述采样电阻的电压大于零时，其输出端产生所述补偿信号；以及
第二误差放大器，其反向输入端接收所述第二参考信号，同向输入端接收所述第一采样信号，当所述采样电阻的电压小于零时，其输出端产生所述补偿信号。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述补偿电路包括：
第一误差放大器，当采样电阻的电压大于零时，其反向输入端接收所述第一采样信号，同向输入端接收所述第一参考信号；当采样电阻的电压小于零时，其反向输入端接收所述第二参考信号，同向输入端接收所述第一采样信号；其输出端产生所述补偿信号。
5.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于：所述第一误差放大器或/和第二误差放大器被配置为跨导放大器时，所述补偿电路还包括补偿电容，所述补偿电容耦接在所述第一误差放大器或/和第二误差放大器的输出端和地电位之间。
6.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：所述控制电路还包括偏置电压生成模块，所述偏置电压生成模块包括偏置电流源和偏置电阻，所述偏置电流源产生的电流流过所述偏置电阻，并在所述偏置电阻上产生所述第一偏置电压。
7.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：所述驱动电路用于比较所述补偿信号和斜坡信号生成控制信号，以控制所述开关电路的开关状态。
8.一种功率变换器，其特征在于，包括：
开关电路，包括至少一个半桥；
变压器，包括原边绕组和副边绕组；
谐振电感和谐振电容，与所述原边绕组串联以构成谐振模块；
采样电阻，与所述谐振模块串联或串联在所述谐振模块中；以及
权利要求1-7任意一项所述的控制电路。
9.根据权利要求8所述的功率变换器，其特征在于：所述原边绕组被配置为其感量大于所述谐振电感的感量的至少两倍，以使得所述开关电路的工作频率大于第一参考频率，所述采样电阻的电压用于表征所述功率变换器的输出电流。
10.根据权利要求8所述的功率变换器，其特征在于：当所述原边绕组和所述副边绕组的匝数比为N：1时，所述采样电阻的电压的绝对值正比例于所述功率变换器输出电流的1/N。
11.根据权利要求8所述的功率变换器，其特征在于：所述开关电路包括第一功率开关和第二功率开关，所述第一功率开关和所述第二功率开关依次串联耦接在所述功率变换器输入端的高电位端和地电位端之间，所述谐振模块和所述采样电阻组成的串联结构耦接在所述第一功率开关和所述第二功率开关的公共端和地电位端或所述功率变换器输入端的高电位端之间。
12.根据权利要求8所述的功率变换器，其特征在于：所述开关电路包括第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关，依次串联耦接在所述功率变换器输入端的高电位端和地电位端之间，所述谐振模块和所述采样电阻组成的串联结构耦接在所述第一功率开关和所述第二功率开关的公共端和所述第三功率开关和所述第四功率开关的公共端之间。
13.一种控制方法，应用于功率变换器，所述功率变换器包括开关电路，包括至少一个半桥；变压器，包括原边绕组和副边绕组；谐振电感和谐振电容，与所述原边绕组串联以构成谐振模块；以及采样电阻，与所述谐振模块串联或串联在所述谐振模块中；其特征在于：当所述开关电路的工作频率大于第一参考频率时，根据所述采样电阻的电压的绝对值和电流参考信号生成控制信号，以控制所述开关电路的工作状态，调节所述功率变换器的输出电流，其中所述电流参考信号用于表征所述功率变换器的输出电流的期望值；
在所述采样电阻的电压、所述电流参考信号和第一参考电流信号上分别叠加第一偏置电压，以生成第一采样信号、第一参考信号和第二参考信号；其中，所述第一参考电流信号为所述电流参考信号的取反数值；控制所述第一偏置电压的大小以使得所述第一采样信号的值不小于零；
当所述采样电阻的电压大于零时，根据第一采样信号和第一参考信号的误差信号生成补偿信号；当所述采样电阻的电压小于零时，根据第一采样信号和第二参考信号的误差信号生成补偿信号；
根据所述补偿信号生成控制信号以控制所述开关电路的开关状态。
14.根据权利要求13所述的控制方法，其特征在于：控制所述第一偏置电压的大小以使得所述第一采样信号的值不小于零。
15.根据权利要求14所述的控制方法，其特征在于：控制所述第一偏置电压大于所述电流参考信号的至少两倍，以使得所述第一采样信号的值不小于零。
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