KR100741872B1

KR100741872B1 - 액티브 클램프회로를 갖는 스위칭 전원장치

Info

Publication number: KR100741872B1
Application number: KR1020010019867A
Authority: KR
Inventors: 야스무라마사유키
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2000-04-28
Filing date: 2001-04-13
Publication date: 2007-07-23
Also published as: CN1322054A; KR20010098594A; MY127184A; CN1173457C; JP2001314079A; US6356465B2; US20010036091A1; EP1150418A3; EP1150418B1; EP1150418A2; DE60135174D1; TW517442B

Abstract

1차측에는 병렬공진회로가 있고, 2차측에는 병렬공진회로나 직렬공진회로가 있는 복합공진형 스위칭컨버터의 1차측에는 액티브 클램프 회로가 제공된다. 액티브 클램프 회로는 1차측 병렬공진 캐퍼시터의 양단에 발생되는 병렬공진전압을 클램프함으로써, 그 병렬공진전압펄스의 레벨을 낮춘다. 따라서, 스위칭 소자와 1차측 병렬공진 캐퍼시터와 같은 콤포넌트의 내압을 낮출 수 있다.

Description

액티브 클램프회로를 갖는 스위칭 전원장치{Switching power supply apparatus with active clamp circuit}

도 1은 본 발명의 제 1실시예에 따른 스위칭 전원회로의 회로구성도이다.

도 2a, 도 2b, 도 2c, 도 2d, 도 2e, 도 2f, 도 2g, 도 2h, 도 2i, 도 2j, 도 2k, 도 2l, 도 2m, 도 2n, 도 2o 및 도 2p는 도 1의 스위칭 전원회로의 주요부분의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 3은 본 발명의 제 2실시예에 따른 스위칭 전원회로의 회로구성도이다.

도 4a, 도 4b, 도 4c, 도 4d, 도 4e, 도 4f, 도 4g, 도 4h, 도 4i, 도 4j, 도 4k, 도 4l, 도 4m, 도 4n, 도 4o 및 도 4p는 도 3의 스위칭 전원회로의 주요부분의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 5는 종래기술의 스위칭 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 6은 도 5의 절연 컨버터 트란스(isolating converter transformer)의 단면도이다.

도 7a 및 도 7b는 도 6의 절연 컨버터 트란스의 상호 인덕턴스가 +M, -M일 때의 동작을 설명하는 보조 등가회로도이다.

도 8a, 도 8b, 도 8c, 도 8d, 도 8e 및 도 8f는 도 5에 나타낸 스위칭 전원회로의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 9는 교류입력전압에 대하여 도 5에 나타낸 스위칭 전원회로의 특성을 설 명하는 보조도면이다.

도 10은 종래기술의 스위칭 전원회로의 또 다른 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 11a, 도 11b, 도 11c, 도11d, 도 11e 및 도 11f는 도 10에 나타낸 스위칭 전원회로의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 12는 교류입력전압에 대하여 도 10에 나타낸 스위칭 전원회로의 특성을 설명하는 보조도면이다.

*도면의 주요부분에 대한 부호설명

1. 제어회로 20A. 액티브 클램프 회로

Q1. 메인 스위칭소자 PIT. 절연 컨버터 트란스

Cr. 병렬공진 캐퍼시터 C2. 2차측 병렬공진 캐퍼시터

Cs. 직렬공진 캐퍼시터

본 발명은 각종 전자장치의 전원으로서 사용되는 스위칭 전원회로에 관한 것이다.

스위칭 전원회로로서 플라이백 컨버터(flyback converter)와 포워드 컨버터(forward converter)와 같은 스위칭 컨버터가 널리 알려져 있다. 이들 스위칭 컨버터는 스위칭 동작에서 장방형의 파형을 형성하므로, 스위치 노이즈의 억 제에는 한계가 있다. 또한, 그 동작특성상 전력변환효율의 향상에 한계가 있음이 알려져 있다. 그러므로, 공진형 컨버터에 의해 형성된 각종 스위칭 전원회로가 제안되어 왔다. 공진형 컨버터는 용이하게 고전력변환효율을 획득하며, 스위칭 동작에서 사인파형을 형성하기 때문에 낮은 노이즈를 달성하는 것이 가능하도록 한다. 공진형 컨버터는 비교적 소수의 부품에 의해 형성될 수 있는 또 다른 장점을 갖는다.

도 5는 종래기술의 스위칭 전원회로의 예시를 나타내는 회로도이다. 도 5에 나타낸 전원회로에는 상용 교류입력전압(VAC)이 공급되며, 그리고 브리지 정류회로(bridge rectifier circuit)(Di)와 평활 캐퍼시터(smoothing capacitor)(Ci)로 이루어진 전파(full-wave)정류회로에 의해 정류평활전압(Ei)이 발생된다.

전파정류회로로부터 입력된 정류평활전압(Ei)을 단속하는 스위칭 컨버터로서 스위칭소자(Q1)를 포함하고 소위 싱글-앤드 방식(single-ended system)에 의한 스위칭동작을 실행하는 자려(self-excited) 전압공진형 컨버터회로가 제공된다. 이 경우의 전압공진형 컨버터로서 고 내전압 양극성 트랜지스터인 BJT(Biopolar Junction Transistor)가 사용된다.

절연 컨버터 트란스(PIT)는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력을 스위칭 전원회로의 2차측으로 전송한다. 도 6에 나타낸 바와 같이, 절연 컨버터 트란스(PIT)는 자심(CR1)의 자각(magnetic leg)이 자심(CR2)의 자각에 대향하는 것과 같은 방식으로 예를 들면 페라이트 재료로 만들어진 E-형 자심(CR1 및 CR2)을 조합하여 형성된 E-E-형 자심을 갖는다. E-E-형 자심의 중앙 자각의 주위에는 분할보빈(dividing bobbin)(B)을 이용하여 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)이 서로 분할된 상태에서 감겨 있다. 또한, 도 6에 나타낸 바와 같이, 중앙 자각에는 갭(G)이 형성되어 있어서 필요한 결합계수의 느슨한 결합을 제공한다. 갭(G)은 각 E-형 자심(CR1 및 CR2)의 중앙자각을 두 개의 외부자각보다 짧게 만듦으로써 형성될 수 있다. 결합계수를 예를 들면, 0.85로 설정하여 느슨한 결합상태를 제공함으로써, 즉시 포화상태가 얻어지지 않는다.

도 5에 나타낸 바와 같이, 절연 컨버터 트란스(PIT)의 1차 권선(N1)의 종점은 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터(collector)에 접속되고, 1차 권선(N1)의 시작점은 공진전류 검출권선(ND)을 거쳐서 평활 캐퍼시터(Ci)의 양극에 접속되어 있다. 그러므로, 1차 권선(N1)에는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력이 공급됨으로써, 주기가 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수에 대응하는 교류전압이 발생한다.

절연 컨버터 트란스(PIT)의 2차측에서는 1차 권선(N1)에 의해서 유도된 교류전압이 2차 권선(N2)에 발생한다. 이 경우에, 2차측 병렬공진캐퍼시터(C2)는 2차 권선(N2)에 병렬로 접속되어 있으므로, 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스(L2)와 2차측 병렬공진캐퍼시터(C2)의 캐퍼시턴스는 병렬공진회로를 형성한다. 병렬공진회로는 2차 권선(N2)에서 유도된 교류전압을 공진전압으로 변환함으로써, 2차측에서 전압공진동작이 얻어진다.

전원회로에서는, 1차측에는 스위칭 동작을 전압공진형 동작으로 변환하기 위한 병렬공진회로가 제공되며, 2차측에는 전압공진동작을 제공하기 위한 병렬공진회 로가 제공된다. 상술한 바와 같이 1차측 및 2차측에 공진회로가 설치된 스위칭 컨버터를 "복합 공진형 스위칭 컨버터"라고 한다.

절연 컨버터 트란스(PIT)의 2차측 동작에 대하여는, 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)의 권선방향, 정류 다이오드(D0)의 접속관계, 2차 권선(N2)에서 유도되는 교류전압의 극성변화에 따라서 1차 권선(N1)의 인덕턴스(L1)와 2차 권선(N2)의 인덕턴스(L2)간의 상호 인덕턴스(M)가 +M 또는 -M이 된다. 예를 들면, 도 7a에 나타낸 회로와 동등한 것은 상호 인덕턴스가 +M이며, 도 7b에 나타낸 회로와 동등한 것은 상호 인덕턴스가 -M이다. 이는 도 5에 나타낸 절연 컨버터 트란스(PIT)의 2차측 동작에 적용될 것이다. 2차 권선(N2)에서 얻어진 교류전압이 양극성을 가질 때, 브리지 정류회로(DBR)에 정류전류가 흐르도록 하는 동작은 +M동작모드(또는 포워드 동작)로 여겨질 수 있는 반면, 2차 권선(N2)에서 얻어진 교류전압이 음극성을 가질 때, 브리지 정류다이오드(DBR)에 정류전류가 흐르도록 하는 동작은 -M동작모드(또는 플라이백 동작)로 여겨질 수 있다. 2차 권선(N2)에서 얻어지는 교류전압이 양이나 음이 될 때마다, 상호 인덕턴스의 동작모드는 각각 +M 또는 -M이 된다.

이와 같은 구성으로, 1차측 병렬공진회로와 2차측 병렬공진회로의 작용에 의해서 증가된 전력이 부하측에 공급되고, 따라서 그 부하측으로 공급된 전력이 그만큼 증가함으로써 최대부하전력의 증가율을 향상시킨다. 이는 도 5를 참조하여 기술한 바와 같이, 절연 컨버터 트란스(PIT)에 갭(G)이 형성되어 필요한 결합계수의 느슨한 결합을 제공함으로써 포화상태가 즉시 얻어지지 않기 때문에 달성된다.

스위칭 소자(Q1)의 베이스는 베이스전류제한저항(RB)과 기동저항(RS)을 거쳐서 평활 캐퍼시터(Ci)의 양극측에 접속되어서 전원기동시 베이스 전류가 정류평활전압의 라인으로부터 얻어진다. 스위칭 소자(Q1)의 베이스와 1차측 그라운드 사이에 삽입되는 클램프 다이오드(DD)는 스위칭 소자(Q1)의 오프주기동안 흐르는 클램프전류의 경로를 형성한다. 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터(collector)는 절연 컨버터 트란스(PIT)의 1차 권선(N1)의 일단에 접속되고, 스위칭 소자(Q1)의 이미터(emitter)는 접지된다.

병렬공진 캐퍼시터(Cr)는 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터 및 이미터와 병렬로 접속되어 있다. 이 경우에도, 병렬공진 캐퍼시터(Cr)의 캐퍼시턴스와 절연 컨버터 트란스(PIT)의 1차 권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1)는 전압공진형 컨버터의 일차측 병렬공진회로를 형성한다.

도 5에 나타낸 직교형 제어트란스(orthogonal type control transformer)(PRT)는 공진전류 검출권선(ND), 구동권선(NB) 및 제어권선(NC)이 제공되는 포화가능한 리엑터(reactor)이다. 직교형 제어트란스(PRT)는 스위칭 소자(Q1)를 구동하고 일정전압의 제어를 위해서 위해서 제공된다. 직교형 제어트란스(PRT)의 구조는 도시하지는 않았으나, 네 개의 자각을 갖는 두 개의 자심을 각각 그 자각의 단부에 서로 접속하여 형성된 입방체의 자심이다. 그 입방체 자심의 두 개의 자각 주위에 동일한 권선방향으로 공진전류검출권선(ND)과 구동권선(NB)을 감고, 공진전류검출권선(ND)과 구동권선(NB)에 대하여 직교하는 방향으로 제어권선(NC)을 감는다.

이 경우에, 직교형 제어트란스(PRT)의 공진전류검출권선(ND)은 평활 캐퍼시터(Ci)의 양극과 절연 컨버터 트란스(PIT)의 1차 권선(N1) 사이에 직렬로 삽입되어서 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력이 1차 권선(N1)을 거쳐서 공진전류검출권선(ND)에 전달된다. 직교형 제어트란스(PRT)의 공진전류검출권선(ND)에 의해서 얻어진 스위칭 출력은 트란스 결합을 거쳐서 구동권선(NB)에서 유도됨으로써, 구동권선(NB)에서 구동전압으로서 교류전압이 발생한다. 구동전압은 자려발진구동회로(self-oscillation driving circuit)를 형성하는 직렬공진회로(NB, CB)로부터 베이스전류 제한저항(RB)을 거쳐서 구동전류로서 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 출력된다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)는 직렬공진회로의 공진주파수에 의해서 결정되는 스위칭 주파수에서 스위칭 동작을 실행한다. 그리고, 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터에서 얻어지는 스위칭 출력이 절연 컨버터 트란스(PIT)의 1차 권선(N1)에 전송된다.

전원회로의 2차측에는 2차 권선(N2)에 대하여 다이오드(D0)와 평활 캐퍼시터(C0)로 이루어진 반파(half-wave)정류회로를 설치함으로써, 포워드 동작만으로 이루어진 반파정류동작에 의해서 2차측 직류출력전압(E0)이 얻어진다. 이 경우에, 2차측 직류출력전압(E0)이 또한 분기점으로부터 제어회로(1)로 입력되며, 제어회로(1)는 직류출력전압(E0)을 검출전압으로서 이용한다.

제어회로(1)는 2차측 직류출력전압(E0)의 레벨의 변화에 따라서 제어권선(NC)을 통해서 흐르는 제어전류의 레벨을 변화시킴으로써 직교형 제어트란스(PRT)에 감긴 구동권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 가변제어한다. 이는 스위칭 소 자(Q1)의 자려발진구동회로내에 구동권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 포함하는 직렬공진회로의 공진조건의 변화를 일으킨다. 이는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수를 변화시키는 동작을 의미하며, 이 동작에 의해 2차측 직류출력전압이 안정화된다. 또한, 이와 같이 직교형 제어트란스(PRT)를 포함하는 일정 전압제어의 구성에서도, 1차측의 스위칭 컨버터가 전압공진형이므로, 전원회로는 스위칭 주파수를 가변제어하는 동시에 스위칭 주기내에서 스위칭소자의 도통각(conduction angle)을 제어하는 복합제어방법으로 동작을 실행한다.

도 8a, 도 8b, 도 8c, 도 8d, 도 8e 및 도 8f는 도 5에 나타낸 전원회로의 동작을 나타내는 파형도이다. 도 8a, 도 8b 및 도 8c는 각각 교류입력전압 VAC = 100V이고, 최대부하전력 Pomax = 200W에서의 전원회로의 동작을 나타낸다. 도 8d, 도 8e 및 도 8f는 각각 교류입력전압 VAC = 100V이고, 최소부하전력 Pomin = 0W이거나 무부하에서의 전원회로의 동작을 나타낸다.

1차측에서 스위칭 소자(Q1)가 스위칭 동작을 실행하면, 스위칭 소자(Q1)가 오프로 되는 기간(TOFF)동안 1차측 병렬공진회로가 공진동작을 실행한다. 따라서, 도 8a 및 도 8d에 나타낸 바와 같이, 병렬공진 캐퍼시터(Cr)의 양단에 걸리는 병렬공진전압(V1)은 기간(TOFF)동안에 사인곡선(sinusoidal)의 공진펄스파형을 형성한다. 2차측 공진회로로서 병렬공진회로를 갖는 복합공진형 컨버터의 경우에, 도시한 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)가 오프로 되는 동안의 기간(TOFF)은 고정되며, 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되는 동안의 기간(TON)은 가변된다.

전압공진형 컨버터가 1차측에 있어서 도면에 나타낸 타이밍에서 스위칭동작을 실행함으로써 2차측의 정류다이오드(D0)가 2차 권선(N2)에서 유도되는 교류전압에서 스위칭 및 정류동작을 실행한다. 이 경우에, 도 8b 및 도 8e에 나타낸 바와 같이, 2차 권선(N2)의 양단에 걸리는 전압(Vo)은 정류 다이오드(D0)가 온으로 되는 기간(DON) 동안에 2차측 직류출력전압(E0)의 레벨에서 클램프되고, 정류 다이오드(D0)가 오프로 되는 기간(DOFF) 동안에 2차측 병렬 공진회로의 공진작용으로 인하여 음극성의 방향으로 사인곡선의 펄스파형을 형성한다. 도 8c 및 도 8f에 나타낸 바와 같이, 정류 다이오드(D0)를 거쳐서 평활 캐퍼시터(C0)에 충전되는 2차측 정류전류(I0)는 기간(DON)의 개시시에 가파르게 증가하고 그 후 점차적으로 레벨을 낮춤으로써 대략 톱니형 파형을 형성한다.

도 8a와 도 8d의 비교는, 부하전력(Po)이 감소할 때 스위칭 주파수(fs)가 증가하도록 제어되며, 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되는 동안 기간(TOFF)을 일정길이로 고정하고 기간(TON)을 가변하면서 스위칭 주파수(fs)가 변화되는 것을 나타낸다.

도 5에 나타낸 바와 같이 형성된 전압공진형 컨버터는 부하전력의 변동에 따라서 병렬공진전압(V1)의 레벨을 변화시킨다. 예를 들면, 병렬공진전압(V1)은 최대부하전력 Pomax = 200W에서 550Vp인 반면, 최소부하전력 Pomin = 0W에서 300Vp가 된다. 이는 부하전력이 무거워질 때 병렬공진전압(V1)이 상승하는 경향이 있음을 의미한다. 유사하게, 기간(DOFF)동안에 얻어지는 2차 권선(N2)의 양단에 걸리는 전압(Vo)의 피크레벨은 부하전력이 무거워질 때 증가하는 경향이 있다. 이 경우, 전압(Vo)은 최대부하전력 Pomax = 200W에서 450Vp인 반면, 최소부하전력 Pomin = 0W에서 220Vp이다.

도 5에 나타낸 전원회로의 특성으로서, 도 9는 최대부하전력 Pomax = 200W에서의 교류입력전압(VAC)에 대하여 스위칭 주파수(fs), 스위칭 주기내에서의 기간(TOFF)과 기간(TON), 병렬공진전압(V1)의 변동특성을 나타낸다.

도 9는 스위칭 주파수(fs)가 교류입력전압 VAC = 90V 내지 140V에 대하여 범위 fs = 110KHz 내지 140KHz내에서 변화되는 것을 나타낸다. 이는 직류입력전압의 변동에 따라서 2차측 직류출력전압(E0)의 변동을 안정화하는 동작을 나타낸다. 교류입력전압(VAC)의 변동에 대하여, 스위칭 주파수를 교류입력전압(VAC)의 레벨이 증가할 때 상승하도록 제어한다.

하나의 스위칭 주기내에서의 기간(TOFF)과 기간(TON)에 대하여, 기간(TOFF)은 스위칭 주파수(fs)와 대조하면 일정한 반면, 기간(TON)은 스위칭 주파수(fs)가 증가할 때 2차 곡선을 형성하도록 감소된다. 이는 또한 복합제어방법으로 스위칭 주파수를 제어하는 동작을 나타낸다.

또한 병렬공진전압(V1)도 상용 교류전력(VAC)의 변동에 따라서 변화하며, 도 9에 나타낸 바와 같이, 교류입력전압(VAC)이 증가할 때 병렬공진전압(V1)의 레벨이 상승한다.

도 10은 2차측에 직렬공진회로가 설치된 복합공진형 스위칭 컨버터의 또 다른 예를 나타낸다. 도 5에 나타낸 전원회로의 경우에서와 같이, 도 10의 전원회로에는 1차측에서 싱글-앤드 동작을 실행하는 자려전압공진형 컨버터가 설치되어 있다.

이 경우에도, 직렬공진 캐퍼시터(Cs)가 전원회로의 2차측에서 2차 권선(N2)의 개시점과 직렬로 접속되어 2차측 직렬공진회로를 형성한다. 이 경우의 전원회로에는 2차측 정류회로로서 브리지 정류회로(DBR)가 설치되어 있다. 2차 권선(N2)의 개시점은 직렬공진 캐퍼시터(Cs)를 거쳐서 브리지 정류회로(DBR)의 양극입력단말에 접속되고, 브리지 정류회로(DBR)의 음극입력단말에 접속된다.

이 회로구성에서, 2차 권선(N2)에서 얻어지는 교류전압, 즉, 2차측 직렬공진회로의 공진출력은 브리지 정류회로(DBR)에 의해서 전파정류되고 나서 평활 캐퍼시터(C0)에 저장됨으로써 2차측 직류출력전압(E0)이 얻어진다.

이 경우에도, 제어회로(1)의 분기점으로부터 2차측 직류출력전압(E0)이 입력되며, 제어회로(1)는 그 입력된 직류출력전압(E0)을 일정전압 제어를 위한 검출전압으로서 이용한다.

도 11a, 도 11b, 도 11c, 도 11d, 도 11e 및 도 11f는 도 10에 나타낸 전원회로의 동작을 나타내는 파형도이다. 도 11a, 도 11b 및 도 11c는 각각 교류입력전압 VAC = 100V, 최대부하전력 Pomax = 200W에서의 전원회로의 동작을 나타낸다. 도 11d, 도 11e 및 도 11f는 각각 교류입력전압 VAC = 100V이고 최소부하전력 Pomin = 0W이거나 무부하에서의 전원회로의 동작을 나타낸다.

도 11a 및 도 11d에 나타낸 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 의해서 병렬공진 캐퍼시터(Cr)의 양단에 얻어지는 병렬공진전압(V1)은 기간(TOFF)동안에 사인곡선의 공진펄스파형을 형성한다. 2차측 공진회로로서 직렬공진회로를 갖는 복합공진형 컨버터의 경우에는, 스위칭 소자(Q1)가 오프로 되는 동안의 기간(TOFF)이 도면에 나타낸 바와 같이 변화된다.

도 11a 및 도 11d의 파형은 이 경우에도, 스위칭 주파수(fs)를 부하전력(Po)이 감소할 때 상승하도록 제어한다. 또한, 1스위칭 주기내에서 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되는 동안의 기간(TON)을 변화시킴으로써 스위칭 주파수(fs)(스위칭 주기)를 변화시킨다.

도 10에 나타낸 바와 같이 형성된 회로는 부하전력이 무거워질 때 병렬공진전압(V1)의 레벨을 상승시키는 경향이 있다. 이 경우에, 병렬공진전압(V1)은 최대부하전력 Pomax = 200W에서 580Vp인 반면, 최소부하전력 Pomin = 0W에서는 380Vp이다.

도 11b 및 도 11e에 나타낸 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)의 드레인이나 콜렉터를 통해서 흐르는 스위칭 출력전류(IQ1)는 기간(TOFF 및 TON)의 타이밍과 동기화된다. 구체적으로, 스위칭 출력전류(IQ1)는 기간(TOFF)동안에는 0레벨에 있으며, 기간(TON)동안에는 도 11b 및 도 11e의 파형으로 나타낸 식으로 흐른다. 이 회로구성의 경우에도, 스위칭 출력전류(IQ1)는 부하전력(Po)이 무거워질 때 증가하는 경향이 있다. 이 경우에, 스위칭 출력전류(IQ1)는 최대부하전력 Pomax = 200W에서 3.6A인 반면, 최소부하전력 Pomin = 0W에서는 0.3A이다.

도 11c 및 도 11f의 2차 권선(N2)의 양단에 걸리는 전압(V0)으로서 2차측의 동작을 나타낸다. 도면에 따르면, 전압은 최대부하전력 Pomax = 200W에서는 기간(DON) 동안에 2차측 직류출력전압(E0)의 레벨에서 클램프되는 장방형의 펄스를 제공하며, 최소부하전력 Pomin = 0W에서는 1차측의 스위칭 주기를 갖고 피크레벨이 2차측 직류출력전압(E0)의 레벨에서 클램프되는 사인파를 제공한다.

도 10에 나타낸 전원회로의 특성으로서, 도 12는 최대부하전력 Pomax = 200W에서의 교류입력전압(VAC)에 대한 스위칭 주파수(fs), 스위칭 주기내의 기간(TOFF)과 기간(TON), 병렬공진전압(V1)의 변동특성을 나타낸다.

도 12는 스위칭 주파수(fs)가 교류입력전압 VAC = 90V 내지 140V에 대하여 fs = 110KHz 내지 160KHz의 범위내에서 변화하는 것을 나타낸다. 이는 직류입력전압의 변동에 따라서 2차측 직류출력전압(E0)의 변동을 안정화하는 동작을 나타낸다. 이 경우에도, 스위칭 주파수를 교류입력전압(VAC)의 레벨이 증가할 때 상승하도록 제어한다.

일정부하의 조건하에서, 예를 들면, 1스위칭 주기내의 기간(TOFF)은 스위칭 주파수(fs)와 비교하면 일정한 반면, 1스위칭 주기내의 기간(TON)은 스위칭 주파수가 증가할 때 감소한다. 이는 또한 복합제어방법으로 스위칭 주파수를 제어하는 동작을 나타낸다.

도 12에 나타낸 바와 같이, 상용교류전력(VAC)의 변동에 따라서 변화하는 병렬공진전압(V1)은 교류입력전압(VAC)이 증가할 때 교류입력전압 VAC = 80 내지 100V의 범위내에서는 거의 600V로 낮아지며, 교류입력전압 VAC = 100V이상에 대하여는 상승한다.

도 5에 나타낸 전원회로는 이하의 문제점을 갖고 있다. 예를 들면, 병렬공진전압(V1)의 피크레벨은 도 8에 나타낸 바와 같이, 부하조건 및 교류입력전압(VAC)의 변동에 따라서 변화한다. 특히, 최대부하전력에 근접하는 중부하의 조건하에서 예를 들면 100V의 상용교류전력(AC)으로서의 교류입력전압(VAC)의 레벨이 140V로 상승할 때, 병렬공진전압(V1)은 최대 700 Vp로 상승한다.

그러므로, 100V의 상용교류전력(AC)을 다루기 위해서는, 병렬공진전압(V1)이 공급되는 병렬공진 캐퍼시터(Cr)와 스위칭 소자(Q1)에 대하여 800V의 내압을 갖는 제품(product)이 선택될 필요가 있으며, 200V의 상용교류전력(AC)을 다루기 위해서는, 병렬공진 캐퍼시터(Cr)와 스위칭 소자(Q1)에 대하여 1200V의 내압을 갖는 제품이 선택될 필요가 있다. 이는 병렬공진 캐퍼시터(Cr)와 스위칭 소자(Q1)를 모두 대형화시키고, 또한 비용도 증가시키는 결과를 가져온다.

스위칭 소자의 특성은 그것의 내압이 높아질 때 저하된다. 예를 들면, 스위칭 소자로서의 BJT(Bipolar Junction Transistor)는 포화전압, 축적시간, 하락시간 등을 증가시킬 것이다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)에 대하여 선택된 고내압을 갖는 제품은 스위칭 동작으로부터 초래되는 전력손실을 증가시키고, 또한 전력변환효율을 감소시킨다.

복합제어방법으로 2차측 직류출력전압을 안정화시키는 경우에는, 2차측의 부하에서의 단락회로(short circuit)의 비정상조건이 발생할 때, 전원회로의 제어계는 스위칭 주파수를 낮추도록 동작한다. 스위칭 주파수가 낮은 조건에서는, 도 8에 나타낸 파형으로부터 이해되는 바와 같이, 스위칭 소자가 온으로 되는 동안의 기간(TON)이 길어지므로, 예를 들면, 스위칭 소자(Q1)와 병렬공진 캐퍼시터(Cr)에 걸리는 전압(V1)과 전류의 레벨은 증가한다. 따라서, 단락회로부하를 다루기 위해서, 전원회로에는 단락회로시 발생하는 고레벨의 전압과 전류를 제한하여 스위칭 소자를 보호하기 위한 과전압 보호회로와 과전류 보호회로를 설치할 필요가 있다. 과전압 보호회로와 과전류 보호회로의 설치는 또한 전원회로의 사이즈와 비용의 감소를 방해한다.

상술한 문제점을 해결하기 위해서, 본 발명에 따르면, 다음과 같이 구성된 스위칭 전원회로가 설치되어 있다. 본 발명에 따른 스위칭 전원회로는 입력된 직류입력전압을 차단하여 출력하기 위한 메인 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 수단과, 그 스위칭 수단의 동작을 전압공진형 동작으로 변환하는 1차측 병렬공진회로를 형성하기 위한 1차측 병렬공진 캐퍼시터와, 1차측과 2차측의 사이에 필요한 결합계수에서 느슨한 결합을 갖도록 형성되어 있으며, 그 1차측에서 얻어진 스위칭 수단의 출력을 2차측으로 전송하기 위한 절연 컨버터 트란스를 포함하여 구성된다. 또한, 본 발명에 따른 스위칭 전원회로는 절연 컨버터 트란스의 2차 권선에 2차측 공진캐퍼시터를 접속하여 형성되는 2차측 공진회로와, 절연 컨버터 트란스의 2차 권선으로부터 입력된 교류전압을 정류함으로써 2차측 직류출력전압을 제공하기 위한 직류출력전압 생성수단과, 2차측 직류출력전압의 레벨에 따라서 스위칭 수단의 스위칭 주파수가 가변제어되는 동시에 1스위칭 주기내의 스위칭 수단의 오프(off)기간이 고정되고 온(on)기간이 가변제어되도록 스위칭 동작의 스위칭 수단을 구동함으로써 일정전압의 제어를 행하기 위한 스위칭 구동수단을 갖추고 있다. 또한, 본 발명에 따른 스위칭 전원회로는 1차측 병렬공진 캐퍼시터의 양단에 발생되는 1차측 병렬공진전압을 클램프하기 위한 액티브 클램프수단을 포함하며, 그 액티브 클램프 수단은 스위칭 수단의 오프기간동안에 스위칭 동작을 실행하기 위해서 구동되는 보조 스위칭소자를 포함하고 있다.

이 구성은 1차측에는 전압공진형 컨버터를 형성하기 위한 1차측 병렬공진회로가, 2차측에는 2차 권선 및 2차측 공진캐퍼시터에 의해서 형성되는 2차측 공진회로가 설치되어 있는 소위 복합공진형 스위칭컨버터의 구성이다. 일정전압의 제어는 스위칭 수단의 1스위칭 주기내에서의 오프기간을 고정하고 스위칭 수단의 온기간을 변화시키도록 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변제어함으로써 행해진다. 스위칭 전원회로는 1차측에 스위칭 수단의 오프기간동안에 발생하는 병렬공진전압을 클램프하기 위한 액티브 클램프수단이 제공됨으로써, 병렬공진전압의 레벨을 낮춘다. 그러므로, 스위칭 소자와 1차측 병렬공진 캐퍼시터와 같은 콤포넌트에 저내압을 갖는 제품이 이용되어도 좋다.

도 1은 본 발명의 제 1실시예에 따른 전원회로의 회로구성도이다. 도 1에 나타낸 전원회로는, 1차측에는 전압공진형 컨버터가, 2차측에는 병렬공진회로가 설치되어 있는 복합공진형 스위칭 컨버터이다. 1차측 전압공진형 컨버터는 하나의 스위칭 소자를 포함하는 싱글-앤드(single-ended) 구성을 갖는다. 도면에 나타낸 전원회로에서, 도 5와 동일부분에는 동일부호로 나타내며, 그 설명은 생략하겠다.

도 5에 나타낸 바와 같이, 도 1에 나타낸 전원회로는 1차측에 자려, 싱글-앤드 전압공진형 컨버터와 직교형 제어트란스(PRT)가 설치되어서 복합제어방법으로 일정전압을 위한 제어를 행한다. 자려(self-excitation)로 동작하는 액티브 클램프회로(20A)는 상기 구성으로 제공된다.

액티브 클램프회로(20A)에는 보조 스위칭소자(Q2)로서, 예를 들면, BJT(Bipolar Junction Transistor)가 설치되어 있다. 보조 스위칭소자(Q2)의 콜렉터(collector)는 클램프 캐퍼시터(CCL)를 거쳐서 1차 권선(N1)의 개시점에 접속되어 있다. 이 경우에, 1차 권선(N1)의 개시점은 전류검출권선(ND)을 거쳐서 평활 캐퍼시터(Ci)의 양극단자에 접속되어 있다. 보조 스위칭소자(Q2)의 이미터(emitter)는 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터에 접속되어 있다. 보조 스위칭소자(Q2)의 베이스는 베이스전류 제한저항(RB2), 공진 캐퍼시터(CB2), 구동권선(LB2)을 서로 직렬로 접속함으로써 형성된 자려발진구동회로(self-oscillation driving circuit)와 접속되어 있다. 구동권선(LB2)의 일단은 절연 컨버터 트란스(PIT)의 검출권선(N1A)의 종점에 접속되어 있다. 검출권선(N1A)은 절연 컨버터 트란스(PIT)의 1차 권선(N1)의 종점으로부터 몇몇 와이어를 감음으로써 제공되며, 1차 권선(N1)에 의해서 유도되는 교류전압을 자려발진구동회로로 출력한다. 검출권선(N1A)의 종점은 자려발진구동회로에 접속되어 있기 때문에, 메인 스위칭 소자(Q1)로부터의 반대극성의 구동전류는 보조 스위칭 소자(Q2)의 베이스를 통해서 흐른다. 보조 스위칭 소자(Q2)가 온으로 될 때 흐르는 클램프 전류의 경로를 형성하는 클램프 다이오드는 보조 스위칭 소자(Q2)의 이미터 및 베이스와 병렬로 접속되어 있다.

도 1의 전원회로의 2차측에서, 2차측 직류출력전압(E01)은 검출전압으로서 분기점으로부터 제어회로(1)로 입력되며, 2차측 직류출력전압(E01)보다 낮은 2차측 직류출력전압(E02)은 동작전력으로서 제어회로(1)에 공급된다.

도 2a, 도 2b, 도 2c, 도 2d, 도 2e, 도 2f, 도 2g, 도 2h, 도 2i, 도 2j, 도 2k, 도 2l, 도 2m, 도 2n, 도 2o 및 도 2p는 도 1의 전원회로의 주요부분의 동작파형을 나타낸다. 도 2a 내지 도 2h는 교류입력전압 VAC = 100V이고, 최소부하전력이 200W인 조건하에서 회로의 각 부분의 동작을 나타낸다. 도 2i 내지 도 2p는 교류입력전압 VAC = 100V이고, 최소부하전력이 20W인 조건하에서 각 부분의 동작을 나타낸다.

도 2a 내지 도 2h에 나타낸 200W의 최소부하전력에서의 동작을 기술하겠다. 메인 스위칭 소자(Q1)가 온상태가 되도록 제어될 때, 자려발진구동회로로부터 스위칭 구동전류(IB1)는 도 2c에 나타낸 것과 같은 식으로 흐른다. 구체적으로, 전류(IB1)는 기간(TOFF1)동안에는 0레벨에 있으며, 기간(TON1)동안에는 도 2c에 나타낸 파형의 전류를 메인 스위칭 소자(Q1)의 베이스로 공급한다. 따라서, 메인 스위칭 소자(Q1)는 스위칭 동작을 반복함으로써 1스위칭 주기에서 기간(TON1)동안에는 온상태에 있게 되고, 기간(TOFF1)동안에는 오프상태에 있게 된다.

도 2b에 나타낸 바와 같이, 메인 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터를 통해서 흐르는 콜렉터전류(Icp)는 기간(TOFF1)동안에 0레벨에 있다. 기간(TON1)동안에는, 초기에 음의 방향의 클램프전류가 흐르며, 그 후, 도면에 나타낸 것과 같은 파형을 갖는 양의 방향의 스위칭 전류가 콜렉터로부터 메인 스위칭 소자(Q1)의 이미터를 통 해서 흐른다. 병렬공진전압(V1)은 기간(TON1)동안에 0레벨에 있으며, 기간(TOFF1)동안에는 도 2a에 나타낸 바와 같은 펄스파형을 형성한다.

도 2f에 나타낸 파형을 갖는 베이스 전류(IB2)는 그것의 자려발진구동회로로부터 보조 스위칭소자(Q2)의 베이스로 흐른다. 도 2f와 도 2c의 비교는 전류(IB2)와 메인 스위칭소자의 베이스 전류(IB1)가 서로 반대의 극성으로 되는 것을 나타낸다. 그러므로, 보조 스위칭소자(Q2)는 스위칭 동작을 실행함으로써, 메인 스위칭소자(Q1)가 오프로 되는 동안인, 기간(TOFF1)내에서의 기간(TON2)동안에 온이 되고, 1스위칭 주기내에서의 나머지 기간(TOFF2)동안에 오프로 된다. 간단하게, 메인 스위칭소자(Q1)와 보조 스위칭소자(Q2)는 온/오프 동작을 거의 번갈아 실행하도록 되어 있다. 이 동작은 예를 들면, 도 2d에 나타낸 보조 스위칭소자(Q2)의 양단에 걸리는 전압(V2)과 그 보조 스위칭소자(Q2)의 콜렉터 전류(IQ2)의 파형으로도 나타내어질 수 있다. 보조 스위칭소자(Q2)의 양단에 걸리는 전압(V2)은 기간(TON2)동안에 0레벨에 있으며, 기간(TOFF2)동안에는 도면에 나타낸 바와 같은 펄스파형을 형성한다. 콜렉터 전류(IQ2)는 기간(TOFF2)동안에 0레벨에 있으며, 클램프 캐퍼시터(CCL)로부터 1차 권선(N1)으로 흐르는 방전전류에 이어서 기간(TON2)동안에 콜렉터를 거쳐서 클램프 캐퍼시터(CCL)로부터 이미터로 흐르는 전류를 나타내는 파형을 갖는다.

따라서, 보조 스위칭소자(Q2)는 스위칭 동작을 실행함으로써, 도 2a에 나타낸 병렬공진전압(V1)과 도 2d에 나타낸 보조 스위칭소자(Q2)의 양단에 걸리는 전압(V2)의 레벨이 그들의 피크레벨을 낮추도록 클램프 된다.

2차측의 동작으로서, 도 2g는 2차측 교류전압(Vo)을 나타내며, 도 2h는 2차측 정류전류(Io)를 나타낸다.

최소부하전력에서, 도 2a 내지 도 2h에 나타낸 부분들의 동작파형은 각각 도 2i 내지 도 2p에 나타낸 바와 같이 된다. 예를 들면, 도 2i와 도 2a의 비교는 복합제어방법에 의해서 메인 스위칭소자(Q1)의 스위칭 동작이 제어되는 것을 나타낸다. 구체적으로, 메인 스위칭소자(Q1)의 스위칭 동작은 부하가 가벼워지며, 메인 스위칭소자(Q1)의 스위칭 주파수가 상승하는 동시에, 1스위칭 주기내의 기간(TON1)이 기간(TOFF1)이 고정되어 있는 동안 단축되는 것과 같은 식으로 제어된다. 그러한 제어로 동기화시, 보조 스위칭소자(Q2)의 스위칭 주파수는 가변제어됨으로써, 부하가 가벼워지며, 기간(TON2)이 고정되어 있는 동안 보조 스위칭소자(Q2)의 기간(TOFF2)을 단축시킴으로써 상승된다. 이와 같은 경부하에서는, 중부하의 경우에서와 같이, 1차측 병렬공진전압(V1)과 보조 스위칭소자(Q2)의 양단에 걸리는 전압(V2)의 피크레벨이 억제된다.

도 3은 본 발명의 제 2실시예에 따른 전원회로의 회로구성도이다. 도면에서, 도 1과 동일한 부분은 동일부호로 나타내며, 그 설명은 생략하겠다.

도 3에 나타낸 전원회로는 1차측에 자려 싱글-앤드 전압공진형 컨버터가 설치되어 있으며, 또한 그 전압공진형 컨버터에 대하여는 액티브 클램프 회로(20A)가 설치되어 있다. 이 점에서, 도 3의 전원회로는 도 1에 나타낸 전원회로와 동일한 구성을 갖는다. 또한, 도 3의 전원회로는 복합공진형 스위칭 컨버터로서 구성되며, 2차측에 2차측 직렬공진 캐퍼시터(Cs)를 포함하는 전압 더블러 정류회로(voltage doubler rectifier circuit)를 갖는다. 따라서, 복합공진형 스위칭 컨버터로서의 전원회로는, 1차측에는 전압공진형 컨버터의 병렬공진회로를, 2차측에는 직렬공진회로를 갖고 있다.

도 4a, 도 4b, 도 4c, 도 4d, 도 4e, 도 4f, 도 4g, 도 4h, 도 4i, 도 4j, 도 4k, 도 4l, 도 4m, 도 4n, 도 4o 및 도 4p는 도 3에 나타낸 바와 같이 구성된 전원회로의 동작파형을 나타낸다. 구체적으로, 도 4a 내지 도 4h는 교류입력전압 VAC = 100V이고 최대부하전력 Pomax = 200W의 조건하에서의 부분들(V1, Icp, IB1, V2, IQ2, IB2, Vo 및 Io)의 동작을 나타낸다. 도 4i 내지 도 4p는 교류입력전압 VAC = 100V이고 최소부하전력 Pomin = 20W의 조건하에서의 도 4a 내지 도 4h와 동일부분들의 동작을 나타낸다.

도 4a 내지 도 4e 및 도 4i 내지 도 4n에 나타낸 1차측의 부분들의 동작파형은 도 2a 내지 도 2e 및 도 2i 내지 도 2n의 부분들의 동작파형과 거의 동일하다. 따라서, 도 3의 전원회로의 액티브 클램프 회로(20A)는 병렬공진전압(V1)과 보조스위칭소자(Q2)의 양단에 걸리는 전압(V2)의 피크레벨을 억제하도록 동작한다.

본 발명의 실시예는 도면에 나타낸 구성에 한정되지 않음을 주목하라. 예를 들면, 상술한 실시예에서 주요 역할을 하는 스위칭소자와 보조 스위칭소자로서, BJT(Bipolar Junction Transistors)를 사용하나, 다른 소자를 사용하여도 좋다. 또한, 자려용 스위칭 구동부의 구성은 도면에 나타낸 것에 한정될 필요는 없으며, 요구되는 바와 같이 적당한 회로구성으로 변경되어도 좋다. 2차측 공진회로를 포함하는 2차측의 정류회로는 본 발명의 실시예로서 도면에 나타낸 구성에 한정되 지 않으며, 다른 회로구성의 정류회로를 사용하여도 좋다.

상기와 같은 본 발명의 스위칭 전원회로에서는, 1차측에 전압공진형 컨버터를 갖추고, 2차측에는 병렬공진회로 또는 직렬공진회로를 갖춘 복합공진형 스위칭컨버터의 구성에 대하여 그 1차측에는 액티브 클램프 회로를 설치함으로써, 1차측 병렬공진 캐퍼시터의 양단에 발생되는 병렬공진전압을 클램프하여, 레벨을 낮추게 된다. 따라서, 스위칭 소자와 1차측 병렬공진 캐퍼시터와 같은 각 소자의 내압을 낮출 수 있다.

또한, 이와 같은 저내압품을 선정함으로써, 스위칭 소자의 스위칭 특성이 향상되기 때문에, 전력변환효율의 향상도 도모하게 된다. 또한, 이들 각 부품소자도 소형화되기 때문에, 전원회로의 소형경량화 및 저비용화가 가능해진다.

Claims

입력된 직류입력전압을 차단하여 출력하기 위한 메인 스위칭소자를 포함하는 스위칭 수단과,

상기 스위칭 수단의 동작을 전압공진형 동작으로 변환하는 1차측 병렬공진회로를 형성하기 위한 1차측 병렬공진 캐퍼시터와,

1차 권선과 2차 권선의 사이에 요구되는 결합계수로 느슨한 결합(loose coupling)을 갖도록 형성되며, 1차 권선에서 얻어지는 상기 스위칭 수단의 출력을 2차 권선으로 전송하기 위한 절연 컨버터 트란스(isolating converter transformer)와,

상기 절연 컨버터 트란스의 2차 권선에 2차측 공진캐퍼시터를 접속함으로써 형성되는 2차측 공진회로와,

상기 절연 컨버터 트란스의 2차 권선으로부터 입력된 교류전압을 정류함으로써 2차측 직류출력전압을 제공하기 위한 직류출력전압 생성수단과,

상기 2차측 직류출력전압의 레벨에 따라서 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변제어하는 동시에, 1스위칭 주기내에서의 상기 스위칭 수단의 오프(off)기간을 고정하고 온(on)기간을 가변제어하도록 상기 스위칭 수단을 스위칭 동작으로 구동함으로써 일정전압의 제어를 행하기 위한 스위칭 구동수단과,

보조 스위칭소자와 상기 스위칭 수단이 교대로 온/오프 동작을 실행하도록 스위칭 동작에 대하여 구동되는 보조 스위칭 소자를 포함하며, 상기 1차측 병렬공진캐퍼시터의 양단에 발생되는 1차측 병렬공진전압을 클램프하기 위한 액티브 클램프 수단(active clamp means)을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

2차측 공진캐퍼시터가 상기 절연 컨버터 트란스의 2차 권선과 병렬 또는 직렬로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 스위칭 구동수단은, 공진전류를 검출하기 위한 검출권선과, 상기 스위칭 수단을 구동하기 위한 구동권선과, 상기 검출권선 및 상기 구동권선에 대하여 직교방향으로 감기는 제어권선을 갖춘 직교 트란스를 포함하여 구성되며,

상기 2차측 직류출력전압의 레벨에 따라서 상기 제어권선에 흐르는 전류를 변화시켜 상기 구동권선의 인덕턴스를 변화시킴으로써, 상기 스위칭수단의 스위칭 주파수가 가변제어되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.