CN1173457C - 具有有源箝位电路的开关电源装置 - Google Patents

Abstract

一种有源箝位电路设置在复合谐振型开关变换器的一次侧，该变换器在一次侧具有一并联谐振电路和在二次侧具有一并联谐振电路或串联谐振电路。该有源箝位电路箝位一次侧并联谐振电容器两端产生的并联谐振电压脉冲以此降低该并联谐振电压脉冲的电位。因此，就能降低如开关装置和一次侧并联谐振电容器等元件的耐压值。

Description

具有有源箝位电路的开关电源装置

技术领域

本发明涉及一种作为各种电子装置电源使用的开关电源电路。

背景技术

作为开关电源电路的开关变换器如逆向变换器和正向变换器已广为人知。这些开关变换器在开关操作中形成一矩形形波，因此，对开关噪音的抑制就产生了限制。而且如大家所熟知它们工作特性的原因，对功率转换效率的提高也会产生限制。因此，人们已提议出由谐振型变换器设计制成的各种开关电源电路。谐振型变换器能使它稳定地获得高功率转换效率，和实现噪音的降低，因为谐振型变换器在开关操作中能够产生正弦波形。该谐振型变换器具有另一个优点：它可由相对较少的部件制成。

图5是表述现有技术开关电源电路一个实例的电路图。图5所示的电源电路用工业交流输入电压VAC供电，然后通过一包括桥式整流电路Di和平滑电容器Ci的全波整流器电路产生一整流的和平滑的电压Ei。

一种自激电压谐振型变换器电路提供作为开关变换器用于断开从全波整流电路输入的整流和平滑电压Ei，该变换器电路包括一开关装置Q1并通过一所谓的单端系统实现开关操作。在此情况下，一BJT(双极结型晶体管)用作电压谐振型变换器，BJT是耐高压双极晶体管。

一绝缘换流变压器PIT将开关装置Q1的开关输出传输给开关电源电路的二次侧。如图6所示，绝缘换流变压器PIT具有一E-E型铁心，该铁心是以铁心CR1的磁心柱与铁心CR2的磁心柱相对的方式通过结合例如由铁氧体材料制成的E型铁心CR1和CR2而形成的。初级绕组N1和次级绕组N2通过使用一分开式线圈架B以相互分离的状态缠绕在E-E型铁心的中间磁心柱上。此外，如图6所示，在中间磁心柱中形成一缝隙G以能够按所需的耦合系数提供松耦合。该缝隙G通过使每个E型铁心CR1和CR2的中间磁心柱短于每个E型铁心CR1和CR2的两个外侧磁心柱而形成。耦合系数例如设定为0.85，以提供一松耦合状态，由此就不易于获得一饱和状态。

如图5所示，绝缘换流变压器PIT初级绕组的末端点与开关装置Q1的集电极相连接，而初级绕组N1的起始点经过谐振电流检测绕组ND与平滑电容器Ci的正极相连接。因此，初级绕组N1由开关装置Q1的开关输出供电，由此就会在初级绕组N1上产生周期对应于开关装置Q1开关频率的交流电压。

在绝缘换流变压器PIT二次侧的次级绕组N2上产生一通过初级绕组N1感应的交流电压。在此情况下，二次侧并联谐振电容C2与次级绕组N2并联，因此次级绕组N2的漏感L2和二次侧并联谐振电容器C2的电容形成一并联谐振电路。该并联谐振电路将次级绕组N2感应的交流电压变换为一谐振电压，由此在二次侧获得电压谐振操作。

电源电路设有一并联谐振电路以在一次侧将开关操作变换为电压谐振型操作，该并联谐振电路在二次侧提供电压谐振操作。如上所述在一次侧和二次侧设有谐振电路的开关变换器被称之为“复合谐振型开关变换器”。

就绝缘换流变压器PIT二次侧的工作过程来说，初级绕组N1的电感L1和次级绕组N2的电感L2之间的互感M为+M或-M(根据初级绕组N1和次级绕组N2的绕组方向，整流二极管D0的连接关系和次级绕组N2上感应的交流电压极性的改变而定)。例如，如图7A所示的等效电路图具有+M的互感，而如图7B所示的等效电路图具有-M的互感。这个将应用于图5所示的绝缘换流变压器PIT二次侧的工作过程中。次级绕组N2所获得的交流电压为正极性时，使整流电流在桥式整流电路DBR中流过的工作可被认为是+M工作模式或是正向工作，而在次级绕组N2所获得的交流电压为负极性时，使整流电流在桥式整流二极管电路DBR中流过的工作可被认为是-M工作模式或是逆向工作。每次次级绕组N2所获得的交流电压为正极性或负时，该工作模式的互感就分别为+M或-M。

由于具有这样的结构，随一次侧并联谐振电路和二次侧并联谐振电路的效应增加的电源提供给负载侧，因此提供给负载侧的电源也同样多的增加，从而提高了最大负荷功率增加的速率。这是可以实现的，因为参考图5所述，缝隙G在绝缘换流变压器PIT中形成以按一所需的耦合系数提供松耦合，因此就不易于获得饱和状态。

开关装置Q1的基极经过基极限流电阻RB和启动电阻RS与平滑电容器Ci的正极端相连接，这样在电源起始端的基极电流就可以从整流和平滑的电压线上获得。插接在开关装置Q1的基极和二次侧接地极之间的箝位二极管DD形成一个在开关装置Q1关断时间过程中流通的箝位电流的路径。开关装置Q1的集电极与绝缘换流变压器PIT初级绕组N1的一端相连接，而开关装置Q1的发射极接地。

一并联谐振电容器Cr并联在开关装置Q1的集电极和发射极之间。而且在此情况下，并联谐振电容器Cr的电容和绝缘换流变压器PIT初级绕组N1的漏感L1形成一电压谐振型变换器的一次侧并联谐振电路。

图5所示的正交型控制变压器PRT是一种饱和电抗器，它设有谐振电流检测绕组ND，一驱动绕组NB和一控制绕组NC。该正交型控制变压器PRT的设置是用于驱动开关装置Q1和实现恒压的控制。这种正交型控制变压器PRT的结构是一通过将各具有四个磁心柱的两个铁心在磁心柱的端部相互连接而形成的立方体铁心，图中未显示。谐振电流检测绕组ND和驱动绕组NB以相同的缠绕方向缠绕在立方体铁心的两个磁心柱上，控制绕组NC以正交于谐振电流检测绕组ND和驱动绕组NB的方向缠绕。

在此情况下，正交型控制变压器PRT的谐振电流检测绕组ND就串接在平滑电容器Ci的正极和绝缘换流变压器PIT初级绕组N1之间，以便开关装置Q1的开关输出经过初级绕组N1传输给谐振电流检测绕组ND。正交型控制变压器PRT的谐振电流检测绕组ND所获得的开关输出经过变压器耦合在驱动绕组NB中被感应，由此产生的交流电压作为驱动绕组NB的驱动电压。输出该驱动电压作为驱动电流从串联谐振电路NB和CB经过基极限流电阻RB传输给开关装置Q1的基极，该串联谐振电路形成一自激振荡驱动电路。由此，开关装置Q1能够以通过串联谐振电路的谐振频率确定的开关频率实现开关操作。然后开关装置Q1集电极获得的开关输出传输给绝缘换流变压器PIT初级绕组N1。

一包括二极管D0和平滑电容器C0的半波整流电路提供给电源电路二次侧的次级绕组N2，这样二次侧直流输出电压E0就能通过仅包括一正向操作的半波整流操作而获得。在此情况下，二次侧直流输出电压E0还从一分支点输入给控制电路1，控制电路1使用直流输出电压E0作为检测电压。

控制电路1根据二次侧直流输出电压E0电位的变化通过改变流经控制绕组NC上控制电流电位可变地控制缠绕在正交型控制变压器PRT中的驱动绕组NB上的电感LB。这样会导致包括驱动绕组NB的电感LB在内的串联谐振电路的谐振条件在开关装置Q1自激驱动电路中发生变化。这意味着一个改变开关装置Q1开关频率的操作，通过此操作能够实现二次侧直流输出电压的稳定。而且，在这种包括正交型控制变压器PRT的恒压控制结构中，一次侧上的开关变换器是电压谐振型的，因此电源电路通过该复合控制方法进行工作，在该控制方法中电源电路可变地控制开关频率，同时在开关周期内控制开关装置的导通角度。

图8A，8B，8C，8D，8E和8F表示图5所示的电源电路工作的波形图。图8A，8B和8C各表示在交流输入电压VAC＝100V和最大负荷功率Pomax＝200W时电源电路的工作图。8D，8E和8F各表示在交流输入电压VAC＝100V和最小负荷功率Pomin＝0W或无负荷时电源电路的工作图。

开关装置Q1在一次侧实现开关操作时，一次侧并联谐振电路在时间TOFF期间实现谐振操作，开关装置Q1在时间TOFF期间是断开的。因此，如图8A和8D所示，并联谐振电容器Cr两端的并联谐振电压V1在时间TOFF期间形成一正弦谐振脉冲波形。在具有作为二次侧谐振电路的并联谐振电路的复合型变换器的情况下，开关装置Q1断开的时间TOFF是固定的，而开关装置Q1导通的时间TON是可以改变的，如图所示。

电压谐振型变换器在一次侧以附图所示的定时实现开关操作，因此二次侧的整流二极管D0对次级绕组N2上感应的交流电压实现开关和整流操作。在此情况下，如图8B和8E所示，次级绕组N2两端的电压V0在整流二极管D0导通的时间DON期间被箝位在二次侧直流输出电压E0的电位上，而电压V0由于在整流二极管D0断开的时间DOFF期间二次侧并联谐振电路的谐振效应的作用在负极方向形成一正弦脉冲波形。如图8C和8F所示，经过整流二极管D0将存储在平滑电容器C0中的二次侧整流电流I0在时间DON的起始点急剧地上升，此后其电位逐渐地下降，因此大致形成一锯齿形波。

图8A与图8D比较的结果表明开关频率fs能被控制随负荷功率Po的下降而升高，在以恒定的长度固定时间段TOFF和改变开关装置Q1导通的时间段TON时，开关频率fs是可以改变的。

如图5所示形成的电压谐振型变换器根据负荷功率的变化而改变并联谐振电压V1的电位。例如，在最大负荷功率Pomax＝200W时，并联谐振电压V1为550Vp，而在最小负荷功率Pomin＝0W时，并联谐振电压V1为300Vp。这就意味着并联谐振电压V1随负荷功率的增加有升高的趋势。同样，在时间段DOFF期间获得的次级绕组N2两端的电压V0的峰值电位随负荷功率的增加有升高的趋势。在此情况下，在最大负荷功率Pomax＝200W时，电压V0为450Vp，而在最小负荷功率Pomin＝0W时，电压V0为220Vp。

如图5所示的电源电路特性所示，图9表示在开关周期内开关频率fs，时间段TOFF和时间段TON，及在最大负荷功率Pomax＝200W时并联谐振电压V1相对于交流输入电压VAC变化的特性。

图9表示对于交流输入电压VAC＝90V至140V来说在fs＝110KHz至140KHz范围内开关频率fs的变化图。这表示根据直流输入电压的变化在二次侧直流输出电压E0中稳定变化的操作。就交流输入电压VAC的变化来说，开关频率能被控制随交流输入电压VAC的电位升高而增大。

对于一个开关周期内的时间段TOFF和时间段TON来说，与开关频率fs相比，时间段TOFF是不变的，而时间段TON能被缩短以形成一个随开关频率增加的二次曲线。这也表示一种通过复合控制方法控制开关频率的操作。

并联谐振电压V1还能根据工业交流电源VAC的变化而变化；如图9所示，并联谐振电压V1的电位随着交流输入电压VAC的增加而增加。

图10表示在二次侧设有串联谐振电路的复合谐振型开关变换器另一个实例图。与图5所示电源电路的情况一样，图10的电源电路设有一能够在一次侧实现单端操作的自激电压谐振型变换器。

而且在此情况下，一串联谐振电容器Cs串接在电源电路二次侧次级绕组N2的起始点上以形成二次侧串联谐振电路。在此情况下，电源电路设有一作为二次侧整流电路的桥式整流电路DBR。次级绕组N2的起始点经过串联谐振电容器Cs与桥式整流电路DBR的正极输入端相连接，次级绕组N2的起始点与桥式整流电路DBR的负极输入端相连接。

在这种电路结构中，次级绕组N2所获得的交流电压，即二次侧串联谐振电路的谐振输出通过桥式整流电路DBR进行全波整流，然后存储在平滑电容器C0中，由此就能获得二次侧直流输出电压E0。

而且在此情况下，二次侧直流输出电压E0从分支点输入给控制电路1，控制电路1使用输入的直流输出电压E0作为恒压控制的检测电压。

图11A，11B，11C，11D，11E和11F表示图10所示的电源电路工作的波形图。图11A，11B和11C各表示在交流输入电压VAC＝100V和最大负荷功率Pomax＝200W时电源电路的工作图。11D，11E和11F各表示在交流输入电压VAC＝100V和最小负荷功率Pomax＝0W或无负荷时电源电路的工作图。

如图11A和11D所示，通过开关装置Q1的开关操作在并联谐振电容器Cr两端获得的并联谐振电压V1在时间段TOFF期间形成一正弦谐振脉冲波。在具有作为二次侧谐振电路的串联谐振电路的复合谐振型变换器的情况下，开关装置Q1断开的时间段TOFF是可以改变的，如图所示。

而且在此情况下，图11A和11D所示的波形表示，开关频率fs能被控制随着负荷功率Po的降低而升高。此外，开关频率fs(开关周期)在一个开关周期内通过改变开关装置Q1导通的时间段TON而产生变化。

如图10所示形成的电路具有一个随负荷功率的增加而升高并联谐振电压V1的趋势。在此情况下，在最大负荷功率Pomax＝200W时，并联谐振电压V1为580Vp，而在最小负荷功率Pomin＝0W时，并联谐振电压V1为380Vp。

如图11B和11E所示，流过开关装置Q1漏极或集电极的开关输出电流IQ1与时间段TOFF和TON的定时同步。更具体地说，开关输出电流IQ1在时间段TOFF期间是零电位，开关输出电流IQ1在时间段TON期间以图11B和11E波形所示的方式流通。而且在这种电路结构的情况下，开关输出电流IQ1具有一个随着负荷功率Po增加而增加的趋势。在此情况下，在最大负荷功率Pomax＝200W时，开关输出电流IQ1为3.6A，而在最小负荷功率Pomin＝0W时，开关输出电流IQ1为0.3A。

二次侧的工作表示为图11C和11F中次级绕组N2两端的电压Vo。根据这些附图，该电压提供一在最大负荷功率Pomax＝200W的时间段DON期间被箝位在二次侧直流输出电压Eo电位上的矩形脉冲，而在最小负荷功率Pomin＝0W时，该电压提供一具有一次侧开关周期的正弦波，其峰值电位被箝位在二次侧直流输出电压Eo的电位上。

如图10所示的电源电路的特性，图12表示在开关周期内开关频率fs，时间段TOFF和时间段TON，及在最大负荷功率Pomax＝200W时并联谐振电压V1相对于交流输入电压VAC变化的特性。

图12表示对于交流输入电压VAC＝90V至140V来说在fs＝110KHz至160KHz范围内开关频率fs的变化图。这表示根据直流输入电压的变化在二次侧直流输出电压E0中稳定变化的操作。而且在此情况下，开关频率能被控制随交流输入电压VAC的电位升高而增大。

在恒定负荷的条件下，例如，与开关频率fs相比，在一个开关周期中时间段TOFF是不变的，而在一个开关周期中时间段TON是随着开关频率fs的增加而减少。这还表明通过这种复合控制方法控制开关频率的操作。

如图12所示，根据工业交流电源VAC的变化而变化的并联谐振电压V1随交流输入电压VAC在交流输入电压VAC＝80V至100V的范围内的增加而降低至大约为600V，并联谐振电压V1对于交流输入电压VAC大于100V时就会升高。

图5所示的电源电路存在下面一些问题。例如，并联谐振电压V1的峰值会根据负荷条件和交流输入电压VAC的改变而产生变化，如图8所示。在接近最大负荷功率的重负荷条件下交流输入电压VAC的电位的100V的工业交流电源AC例如升高至140V时，特别是，并联谐振电压V1就会升高至最大值700Vp。

因此，为了处理100V的工业交流电源AC，就必须为并联谐振电容器Cr和提供并联谐振电压V1的开关装置Q1选择一种具有800V耐压值的产品，而为了处理200V的工业交流电源AC，就必须为并联谐振电容器Cr和开关装置Q1选择一种具有1200V耐压值的产品。这样就会导致并联谐振电容器Cr和开关装置Q1型号变大，因此它们的成本也就提高了。

开关装置的特性可以认为是随着它的耐压值的增高而恶化。例如，作为开关装置的BJT(双极结型晶体管)将会提高其饱和电压，延长其存储时间和下降时间等。因此，为开关装置Q1选择的一种具有高耐压值的产品增加了开关操作而产生的功耗，还会降低功率转换效率。

如果在通过这种复合控制方法稳定二次侧直流输出电压的情况下，当二次侧的负载发生短路的异常情况时，开关电源电路的控制系统操作以能降低开关频率。从图8所示的波形图就会明白：在低开关频率的情况下，开关装置导通的时间段TON就会被延长，因此电压V1的电位和提供给开关装置Q1和并联谐振电容器Cr的电流，例如就会增大。因此，为了处理短路的负载，就必须通过限定短路时产生的电压和电流的高电位为电源电路提供保护开关装置的过压保护电路和过流保护电路。过压保护电路和过流保护电路的提供还会妨碍电源电路体积的减小和成本的降低。

发明内容

为了解决上述问题，根据本发明，提供一种开关电源电路，它包括：主开关装置，用于中止所输入的直流输入电压的输出；绝缘换流变压器，用于将绝缘换流变压器初级绕组中获得的上述主开关装置的输出传输给其次级绕组，绝缘换流变压器设置成以一所需的耦合系数在初级绕组和次级绕组之间形成松耦合；一次侧并联谐振电容器，串联连接到所述绝缘换流变压器的所述初级绕组且并联连接到所述主开关装置，以用于形成将上述主开关装置的操作变换为电压谐振型操作的一次侧并联谐振电路；二次侧谐振电容器，串联或并接连接到上述绝缘换流变压器的次级绕组；直流输出电压发生器，用于整流从上述绝缘换流变压器次级绕组输入的交流电压，以此提供二次侧直流输出电压；有源箝位器件，该有源箝位器件包括一辅助开关装置，该辅助开关装置通过一箝位电容器并联连接到所述绝缘换流变压器的初级绕组；以及开关驱动器，用于接收所述直流输出电压发生器的输出电压信号作为一检测电压，并用于通过驱动上述开关操作的主开关装置进行恒压控制以便上述主开关装置的开关频率根据上述检测电压的电位进行变化地控制，以及用于对附助开关装置和所述主开关装置基本交替地执行导通/断开操作，其特征在于所述开关驱动器在一个开关周期内可变化地控制上述主开关装置的导通时间而其断开时间固定。

优选地，所述开关驱动器包括：正交型变压器，它设有一串联连接到所述初级绕组以检测谐振电流的检测绕组；一驱动上述主开关装置的驱动绕组；和一在正交于上述检测绕组和上述驱动绕组方向上缠绕用于接收所述直流输出电压产生装置的输出电压信号的控制绕组，其中通过根据上述检测电压的电位改变在上述控制绕组中流过的电流而改变上述驱动绕组的电感，以此可变化地控制上述主开关装置的开关频率。

这种结构就是所谓的复合谐振型开关变换器，恒压的控制是通过变化地控制开关器件的开关频率来实现以便在一个开关周期内开关器件的断开时间是固定的，其导通时间是变化的。开关电源电路设置在具有有源箝位器件的一次侧，该有源箝位器件用于箝位在开关器件断开期间产生的并联谐振电压，以此降低并联谐振电压的电位。因此，具有较低耐压值的产品可用于如开关装置和一次侧并联谐振电容器的元件中。

附图说明

图1表示根据本发明第一实施例开关电源电路的电路结构图；

图2A，2B，2C，2D，2E，2F，2G，2H，2I，2J，2K，2L，2M，2N，2O和2P表示图1开关电源电路中主要部件工作的波形图；

图3表示根据本发明第二实施例开关电源电路的电路结构图；

图4A，4B，4C，4D，4E，4F，4G，4H，4I，4J，4K，4L，4M，4N，4O和4P表示图3开关电源电路中主要部件工作的波形图；

图5表示现有技术开关电源电路结构实例的电路图；

图6表示图5中绝缘换流变压器的剖视图；

图7A和7B表示解释图6绝缘换流变压器的互感是+M和-M工作时的辅助等效电路图；

图8A，8B，8C，8D，8E和8F表示图5所示的开关电源电路工作的波形图；

图9表示相对于交流输入电压来说解释图5所示开关电源电路特性的辅助图；

图10表示现有技术开关电源电路另一种结构实例的电路图；

图11A，11B，11C，11D，11E和11F表示图10所示的开关电源电路工作的波形图；

图12表示相对于交流输入电压来说解释图10所示开关电源电路特性的辅助图。

具体实施方式

图1表示根据本发明第一实施例开关电源电路的电路结构图。图1所示的电源电路是一种复合谐振型开关变换器，它在一次侧设有一电压谐振型变换器和在二次侧设有一并联谐振电路。一次侧电压谐振型变换器具有一包括开关装置的单端结构。在该图所示的电源电路中，和图5相同的部件用相同的参考标号表示，对它们的描述就省略了。

与图5一样，图1所示的电源电路在一次侧设置具有自激单端电压谐振型变换器和正交型控制变压器PRT以用复合控制方法实现恒压控制。一通过自激工作的有源箝位电路20A就是为上述结构而设置的。

有源箝位电路20A设有一例如作为辅助开关装置Q2的BJT(双极结型晶体管)。辅助开关装置Q2的集电极经过一箝位电容器CCL与初级绕组N1的起始点相连接。在此情况下，初级绕组N1的起始点经过电流检测绕组ND与平滑电容器Ci的正极端相连接。辅助开关装置Q2的发射极与开关装置Q1的集电极相连接。辅助开关装置Q2的基极与通过相互串联的基极限流电阻RB1，谐振电容器CB2和驱动绕组LB2形成的自激振荡驱动电路相连接。驱动绕组LB2的一端与绝缘换流变压器PIT检测绕组N1A的一端点相连接。检测绕组N1A通过从绝缘换流变压器PIT初级绕组N1的一端点缠绕数匝电线设置而成的，它将初级绕组N1感应的交流电压输出给自激振荡驱动电路。由于检测绕组NA1的该端点与自激振荡驱动电路相连接，从主开关装置Q1反极性的驱动电流就会流过辅助开关装置Q2的基极。一箝位二极管并联在辅助开关装置Q2的基极和发射极之间，辅助开关装置Q2导通时，箝位二极管形成一箝位电流流过的路径。

在图1电源电路的二次侧，二次侧直流输出电压E01从分支点输入给一控制电路1以作为一检测电压，低于二次侧直流输出电压E01的二次侧直流输出电压E02作为工作电源提供给控制电路1。

图2A，2B，2C，2D，2E，2F，2G，2H，2I，2J，2K，2L，2M，2N，2O和2P表示图1开关电源电路中主要部件工作的波形图。图2A至2H表示在交流输入电压VAC＝100V和最大负荷功率为200W条件下电路的部件工作图。图2I至2P表示在交流输入电压VAC＝100V和最小负荷功率为20W的条件下电路的部件工作图。

下面将描述图2A至2H所示的最大负荷功率为200W时的工作过程。主开关装置Q1被控制在导通状态时，自激振荡驱动电路的开关驱动电流以图2C所示的方式流通。更具体地说，电流IB1在时间段TOFF1中的电位为零，在时间段TON1中提供一具有如图2C所示波形的电流给主开关装置Q1的基极。因此主开关装置Q1能够重复地进行开关操作以便主开关装置Q1在一个开关周期内在时间段TON1处于导通状态，在时间段TOFF1处于断开状态。

如图2B所示，流过主开关装置Q1集电极的集电极电流Icp在时间段TOFF1期间的电位为零。在时间段TON1，负向的箝位电流开始流通，此后具有如图所示波形的正向开关电流从主开关装置Q1的集电极流过发射极。一并联谐振电压V1在时间段TON1期间的电位为零，在时间段TOFF1形成一如图2A所示的脉冲波形。

具有如图2F所示波形的基极电流IB2从它的自激振荡驱动电路流向辅助开关装置Q2的基极。图2F与图2C的比较结果表明电流IB2和主开关装置的基极电流IB1被定时为极性相反。因此，辅助开关装置Q2执行开关操作以便辅助开关装置Q2在时间段TOFF1内的时间段TON2期间是导通的，主开关装置Q1在时间段TOFF1中是断开的，辅助开关装置Q2在一个开关循环周期内其余时间段TOFF2中是断开的。简而言之，主开关装置Q1和辅助开关装置Q2基本上是同时交替地执行导通/断开操作。这种操作还通过例如图2D所示的辅助开关装置Q2两端电压V2和辅助开关装置Q2的集电极电流IQ2的波形得到说明。辅助开关装置Q2两端的电压V2在时间段TON2的电位为零，在时间段TOFF2过程中形成一如图所示的脉冲波形。集电极电流IQ2在时间段TOFF2的电位为零，在时间段TON2过程中具有一波形，该波形表示一从箝位电容器CCL流向初级绕组N1的放电电流，初级绕组N1还有一从箝位电容器CCL经过集电极流向发射极的电流。

因此辅助开关装置Q2能够执行开关操作，以此图2A所示的并联谐振电压V1和图2D所示的辅助开关装置Q2两端的电压V2的电位被箝位以低于它们的峰值电位。

对于二次侧的工作过程，图2G表示二次侧交流电压V0和图2H表示二次侧整流电流I0。

在最小负荷功率时，图2A至2H所示部件的工作波形图就分别变为图2I至2P所示的工作波形图。例如，图2I与图2A的比较结果表明主开关装置Q1的开关操作通过该复合控制方法进行控制。更具体地说，主开关装置Q1的开关操作是以负荷减轻时，主开关装置Q1的开关频率升高，同时在一个开关周期内时间段TOFF1固定时而时间TON1被缩短的方式进行控制的。在具有这种控制的同步中，辅助开关装置Q2的开关频率能被变化地控制以便负荷减轻时，通过缩短辅助开关装置Q2的时间段TOFF2而同时固定时间TON2就能升高辅助开关装置Q2的开关频率。在这种轻负荷的情况下，与重负荷的情况一样，一次侧并联谐振电压V1和辅助开关装置Q2两端的电压V2的峰值电位就能被抑制。

图3表示表示根据本发明第二实施例开关电源电路的电路结构图。在附图中，与图1中相同的部件用相同的参考标号表示，对它们的描述就省略了。

图3所示的电源电路在一次侧设置具有自激单端电压谐振型变换器，而且，一有源箝位电路20A就是为该电压谐振型变换器而设置的。在这方面，图3的电源电路与图1所示的电源电路一样具有相同的结构。图3的电源电路还构成为一复合谐振型开关变换器；该电源电路具有一在二次侧包括二次侧串联的谐振电容器Cs的倍压整流电路。因此，作为复合谐振型开关变换器的电源电路在一次侧具有一电压谐振型变换器的并联谐振电路和在二次侧具有一串联的谐振电路。

图4A，4B，4C，4D，4E，4F，4G，4H，4I，4J，4K，4L，4M，4N，4O和4P表示如图3所示构成的开关电源电路工作的波形图。更具体地说，图4A至4H表示在交流输入电压VAC＝100V和最大负荷功率Pomax＝200W条件下电路的各部件(V1，Icp，IB1，V2，IQ2，IB2，Vo和Io)工作图。图4I至4P表示在交流输入电压VAC＝100V和最小负荷功率Pomin＝2W的条件下与图4A至4H相同部件的工作图。

图4A至4E和图4I至4N所示的一次侧部件的工作波形图大致与图2A至2E和图2I至2N所示的一次侧各部件的工作波形图大致相同。因此，图3电源电路中的有源箝位电路20A工作以便抑制并联谐振电压V1和辅助开关装置Q2两端电压V2的峰值电位。

应该明白本发明的实施例并不局限于附图所示的结构。例如，就在上述实施例起重要作用的开关装置和辅助开关装置来说，使用的是BJT(双极结型晶体管)；然而，也可以使用其它的装置。而且，自激开关驱动器的结构也不必局限于附图中所示的那样；它可修改为所需的合适电路结构。在二次侧包括二次侧谐振电路的整流电路不必局限于本发明实施例中附图所示的结构；该整流电路可使用不同的电路结构。

Claims (2)

1.一种开关电源电路，它包括：

主开关装置，用于中止所输入的直流输入电压的输出；

绝缘换流变压器，用于将绝缘换流变压器初级绕组中获得的上述主开关装置的输出传输给其次级绕组，绝缘换流变压器设置成以一所需的耦合系数在初级绕组和次级绕组之间形成松耦合；

一次侧并联谐振电容器，串联连接到所述绝缘换流变压器的所述初级绕组且并联连接到所述主开关装置，以用于形成将上述主开关装置的操作变换为电压谐振型操作的一次侧并联谐振电路；

二次侧谐振电容器，串联或并接连接到上述绝缘换流变压器的次级绕组；

直流输出电压发生器，用于整流从上述绝缘换流变压器次级绕组输入的交流电压，以此提供二次侧直流输出电压；

有源箝位器件，该有源箝位器件包括一辅助开关装置，该辅助开关装置通过一箝位电容器并联连接到所述绝缘换流变压器的初级绕组；以及

开关驱动器，用于接收所述直流输出电压发生器的输出电压信号作为一检测电压，并用于通过驱动上述开关操作的主开关装置进行恒压控制以便上述主开关装置的开关频率根据上述检测电压的电位进行变化地控制，以及用于对附助开关装置和所述主开关装置基本交替地执行导通/断开操作，

其特征在于所述开关驱动器在一个开关周期内可变化地控制上述主开关装置的导通时间而其断开时间固定。

2.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：所述开关驱动器包括：

正交型变压器，它设有一串联连接到所述初级绕组以检测谐振电流的检测绕组；一驱动上述主开关装置的驱动绕组；和一在正交于上述检测绕组和上述驱动绕组方向上缠绕用于接收所述直流输出电压产生装置的输出电压信号的控制绕组，

其中通过根据上述检测电压的电位改变在上述控制绕组中流过的电流而改变上述驱动绕组的电感，以此可变化地控制上述主开关装置的开关频率。

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