CN103782499A - 具有正弦波变压器电压的隔离开关模式dc/dc转换器 - Google Patents

具有正弦波变压器电压的隔离开关模式dc/dc转换器 Download PDF

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Abstract

一种转换器包括:变压器,所述变压器包括初级绕组和次级绕组;初级侧电路,连接到第一和第二输入端子并连接到初级绕组,并且包括:切换电路,与初级绕组相连;以及并联谐振回路,包括初级绕组以及与初级绕组并联连接的谐振电容器;次级侧电路,连接到次级绕组并连接到第一和第二输出端子,并且包括与次级绕组相连的整流器电路;以及电感器,包括:初级电感器绕组,连接到第一输入端子和初级绕组;以及次级电感器绕组,连接到次级绕组和第一输出端子。

Description

具有正弦波变压器电压的隔离开关模式DC/DC转换器
技术领域
本发明涉及功率转换。更具体地,本发明涉及隔离DC/DC转换器。
背景技术
用于功率转换的已知技术包括零电压切换(ZVS)技术和/或谐振转换技术。一种传统拓扑结构使用ZVS桥,所述ZVS桥要求附加的谐振电感器。另一种已知技术使用LLC谐振转换器,所述LLC谐振转换器要求相对较低的磁化电感用于ZVS,导致了低负载条件和无负载条件下的过大损耗。传统方法的缺点在于复杂性增加和/或低负载效率减小。
发明内容
为了克服上述问题,本发明的优选实施例提供了一种解决切换损耗问题的转换器,允许更高频率操作和更大功率密度。
根据本发明的优选实施例,一种转换器包括:变压器,所述变压器包括初级绕组和次级绕组;初级侧电路,连接到第一和第二输入端子并连接到初级绕组,并且包括:切换电路,与初级绕组相连;以及并联谐振回路,包括初级绕组以及与初级绕组并联连接的谐振电容器;次级侧电路,连接到次级绕组并连接到第一和第二输出端子,并且包括与次级绕组相连的整流器电路;以及电感器,包括:初级电感器绕组,连接到第一输入端子和初级绕组;以及次级电感器绕组,连接到次级绕组和第一输出端子。
优选地,初级侧电路还包括与第一输入端子相连的箝位电路。优选地,箝位电路还连接到切换电路或初级绕组。
优选地,初级电感器绕组通过切换电路连接到初级绕组。优选地,次级电感器绕组通过整流器电路连接到次级绕组。优选地,电感器还包括连接在第二输入端子和箝位电路之间的辅助电感器绕组。
优选地,满足以下比率:NpT/NsT-NpI/NSI,其中NpT是初级绕组中的匝数,NsT是次级绕组中的匝数,NpI是初级电感器绕组中的匝数,以及NsI是次级电感器绕组中的匝数。
优选地,初级电感器绕组和次级电感器绕组通过磁芯耦合在一起。优选地,初级电感器绕组、次级电感器绕组和初级辅助电感器绕组通过磁芯耦合在一起。
优选地,切换电路的开关按照与并联谐振回路的谐振频率相等的频率切换。
优选地,初级侧电路还包括连接在切换电路的相应开关两端的附加谐振电容器。优选地,初级侧电路还包括连接在第一和第二输入端子间的电容器。优选地,次级侧电路还包括连接在次级绕组两端的附加谐振电容器。
优选地,次级侧电路还包括在第一和第二输出端子间并联连接的输出电容器。优选地,输出电容器和次级电感器绕组连接在一起以限定输出滤波器。
优选地,切换电路包括至少两个MOSFET。优选地,整流器电路包括至少两个整流器。优选地,该至少两个整流器是MOSFET。优选地,该至少两个整流器是二极管。优选地,切换电路具有全桥拓扑结构或推挽式拓扑结构。优选地,整流器电路具有全桥结构或中心抽头式结构。
根据以下参考附图对本发明优选实施例的详细描述,本发明的以上和其他特征、元素、特点和优势将变得更加清楚明白。
附图说明
图1是根据本发明第一优选实施例的转换器的电路图。
图2是根据本发明第二优选实施例的转换器的电路图。
具体实施方式
本发明的优选实施例在图1和图2中示出,并且在较宽负载范围(包括从无负载到全负载)中实现ZVS操作模式。只要初级开关的切换频率等于谐振回路频率,就能够在所有的操作条件下维持ZVS操作模式,包括从无负载到全负载。由于正弦波变压器和半正弦波功率开关电压且由于功率开关中开关损耗和电容性损耗的实质性消除,实现了较高的频率,并且因此改进了功率密度。
优选地,本发明的优选实施例使用全桥(FB)和推挽式(PP)转换器拓扑结构,所述结构具有FB和中心抽头(CT)输出整流器结构。FB和PP转换器拓扑结构是电流馈电双端拓扑结构。也可以使用包括并联谐振回路的电流馈电单端拓扑结构。
图1中示出了根据本发明第一优选实施例的转换器。图1所示的转换器优选地包括:设置为初级全桥电路的四个初级开关S1、S2、S3和S4;高频并联谐振回路,所述高频并联谐振回路包括谐振电容器Crp和谐振电感器Lr,所述谐振电感器Lr是高频变压器T的初级绕组;电感器LI,所述电感器LI包括初级功率绕组NpI、次级功率绕组NsI以及辅助初级绕组NpaI;箝位电路,包括与初级功率绕组NpI相连的电容器C2和二极管D1;变压器T的次级绕组NST,与次级整流器S5、S6、S7和S8相连,所述次级整流器S5、S6、S7和S8设置为与电感器LI的次级功率绕组NsI相连的次级全桥电路;连接在输入端子Vin和Vin return间的电容器C1;以及连接在输出端子Vo和Voreturn间的电容器C3。辅助初级绕组NpaI不承载与输出电流成比例的输入功率电流,而初级功率绕组NpI承载与输出电流成比例的输入功率电流。另外,谐振电容器Cr1、Cr2、Cr3和Cr4可以可选地连接在初级开关S1、S2、S3和S4中相应初级开关的两端,并且谐振电容器Crs可以可选地连接在变压器T的次级绕组NsT两端。
图1所示的转换器的操作原理如下。通过施加操作频率为FSW且占空比略大于50%的矩形电压,来控制初级开关SI、S2、S3和S4。在图1中没有示出控制初级开关S1、S2、S3和S4的控制电路。初级开关S1和S2在前半个切换周期(TSW=1/FSW+小重叠时间δTSW)接通,而初级开关S3和S4在重叠时间δTSW和后半个切换周期接通。也就是说,所有四个初级开关S1、S2、S3和S4在重叠时间δTSW期间均导通。四个初级开关S1、S2、S3和S4在重叠时间δTSW期间导通,使得电感器电流不会中断。如果使用停滞时间(deadtime)而不是重叠时间δTSW,则在停滞时间期间电感器LI中存储的能量将以非常高且危险的电压尖峰的形式释放。
在一种操作模式中,切换频率FSW等于并联谐振回路的谐振频率,即FSW=1/(2π*√(Lr*Cr)),其中Cr是由Crp和可选电容器Cr1、Cr2、Cr3、Cr4和Crs限定的等效谐振电容器的电容,并且Lr是谐振电感器Lr的电感。只要将主开关S1、S2、S3和S4的切换频率设置为谐振回路频率,则可以在所有操作条件下保持ZVS操作模式,包括从无负载到全负载。选择电感器LI的初级功率绕组NpI的电感L大到足以使得输入电流在切换周期TSW期间不会显著改变,并且使得通过由负载电流限定的固定幅度的方波电流脉冲来驱动并联谐振回路。选择并联谐振回路的品质因子大到足以使得谐振电感器Lr(是变压器T的初级绕组)两端的电压、初级全桥电路的对角线两端的电压以及变压器T的次级绕组NsT两端的电压是正弦型的,并且使得初级开关S1、S2、S3和S4及次级整流器S5、S6、S7和S7两端的相应电压是半正弦波型的。因为初级全桥电路两端的平均电压等于输入电压Vin,所以变压器初级侧两端以及每一个初级开关S1、S2、S3和S4两端的正弦波幅度Vbm等于:
Vbm=Vin*π/2      (1)
次级变压器电压和每一个次级整流器S5、S6、S7和S8两端的电压由输入电压Vin以及变压器匝数比NpT/NsT来限定。次级变压器电压的幅度是(Vin*π/2)/(NpT/NsT))。通过次级功率绕组NsI和输出电容器C3来提供输出滤波电路。这种输出滤波器电路对次级全桥电路整流的电压进行平均,使得输出电压Vo实质上是DC型的:
Vo=(Vin*π/2)/(NpT/NsT)*(2/π)=Vin*NsT/NpT  (2)
根据公式(2),输出电压Vo以由变压器匝数比NsT/NpT限定的斜率因子,与输入电压Vin成正比。初级功率绕组NpI和次级功率绕组NsI的同名端分别连接到输入端子Vin和输出端子Vo;初级功率绕组NpI和次级功率绕组NsI的异名端分别连接到初级全桥电路和次级全桥电路的顶部端子。将电感器LI的匝数比设置为等于变压器匝数比NpI/NsI=NpT/NsT。这确保了由变压器T和电感器LI产生的次级电压相匹配。
初级功率绕组NpI中的DC电流从输入端子Vinreturn流到初级功率绕组NpI的同名端,并且次级功率绕组NsI中的DC电流从次级全桥电路的顶部端子流到次级功率绕组NsI的异名端,导致了电感器LI的磁芯中DC通量抵消。进而,这种DC通量抵消导致了针对电感器LI的相对较小电感器尺寸。如果初级功率绕组NpI和次级功率绕组NsI没有耦合,则转换器可以按照相同的方式操作,但是与初级功率绕组NpI和次级功率绕组NsI相对应的电感器分别经受输入和输出DC偏置电流,导致了需要具有较大磁芯尺寸的电感器。
包括与辅助初级绕组NpaI相连的电容器C2和二极管D1的箝位电路按照以下方式工作。选择电容器C2大到足以确保电容器C2两端施加的DC电压VC具有较小的波纹。该DC电压VC等于输入电压Vin,因为电容器C2通过初级功率绕组NpI与输入端子Vin相连,并且通过辅助初级绕组NpaI与输入端子Vinreturn相连。施加至二极管D1的正向电压VF等于Vb-Vc-Vin,其中Vb是在初级功率绕组NpI的异名端处相对于Vinreturn的初级全桥电路两端的电压,并且Vc是电容器C2两端的电压。因为Vc=Vin
VF=Vb-2*Vin       (3)
在稳态下,根据公式(1),有Vb≤Vin*π/2<2*Vin,正向电压VF根据公式(3)是负的,二极管D1反向偏置,并且箝位电路没有激活。在瞬态条件下,例如当负载电流以高转换速率变为零时,输入电感器能量被释放,导致了初级全桥电路两端的电压尖峰。在电压Vb超过输入端子Vin的电压电平两倍的时刻,二极管D1正向偏置(参见公式(3)),并且将电感器能量恢复至输入电容器C1以及与输入端子Vin和Vinreturn相连的输入源。结果,电压Vb及初级开关S1、S2、S3和S4两端的相应电压箝位于输入端子Vin的电压电平的两倍加上二极管D1两端的电压降。电容器C1和C2分别连接到耦合的初级功率绕组NpI和辅助初级绕组NpaI的同名和异名端。因为初级功率绕组NpI和辅助初级绕组NpaI的电感在AC电压下并联连接,所以选择初级功率绕组NpI和辅助初级绕组NpaI的匝数相等。如果与箝位电路相连的初级功率绕组NpI没有耦合至辅助功率绕组NpaI,则箝位电路按照相同的方式工作,代价是需要附加的磁性部件,如等价于NpaI的辅助电感器。
次级整流器S5、S6、S7和S8可以是如图1中的虚线所示的不受控二极管D2、D3、D4和D5,或者可以是受控开关或晶体管,优选地MOSF ET,所述受控开关或晶体管将供相应的同步整流控制结构使用。在图1中没有示出同步整流控制结构。次级整流器结构可以是中心抽头型结构,而不是图1所示的全桥型结构。优选地,初级开关S1、S2、S3和S4是MOSF ET。
图2中示出了本发明第二优选实施例的转换器。图2所示的转换器的初级侧配置为电流馈电推挽式拓扑结构。次级整流器S3和S4根据中心抽头结构配置。图2所示的转换器按照与图1所示的转换器类似的方式操作。次级整流器S3和S4按照中心抽头结构配置;次级整流器S3和S4也可以按照如图1所示的全桥型结构配置。优选地,图2所示的推挽式转换器包括图1所示的全桥转换器一半的开关,并且图2所示的推挽式转换器适用于要求较小功率级别的应用。因为初级开关S1和S2的每一个具有与端子Vinreturn相连的一个端子,并且次级整流器S3和S4的每一个具有与输出端子Voreturn相连的一个端子,所以初级侧和次级侧开关控制电路(图2中未示出)得以简化。
选择电容器C2大到足以确保在电容器C2两端施加的DC电压VC具有较小的波纹。因此,DC电压VC等于输入电压Vin,因为电容器C2通过初级功率绕组NpI与输入端子Vin相连,并且通过辅助初级绕组NpaI与输入端子Vin return相连。施加至二极管D1的正向电压等于Vct-VC-Vin,其中Vct是功率变压器T的初级绕组的中心抽头处相对于Vinreturn的电压,并且VC是电容器C2两端的电压。因为VC=Vin
VF=Vct-2*Vin    (4)
在稳态下,与公式(1)类似,功率变压器T的初级绕组的中心抽头处相对于Vinreturn的峰值电压Vctm是Vctm=Vin*π/2,Vct≤Vin*π/2<2*Vin,并且根据公式(4),正向电压VF是负的,二极管D1反向偏置,并且箝位电路没有激活。在瞬态条件下,例如当负载电流以高转换速率变为零时,输入电感器能量被释放,导致了功率变压器T的初级绕组的中心抽头处的电压尖峰。在电压Vct超过输入端子Vin的电压电平两倍的时刻,二极管D1正向偏置(参见公式(4)),并且将电感器能量恢复至输入电容器C1以及与输入端子Vin和Vinreturn相连的输入源。结果,将电压Vct箝位于输入端子Vin的电压电平的两倍加上二极管D1两端的电压降,并且将初级开关S1和S2两端的相应电压箝位于中心抽头电压电平的两倍。电容器C1和C2分别连接到耦合的初级功率绕组NpI和辅助初级绕组NpaI的同名和异名端。因为初级功率绕组NpI和辅助初级绕组NpaI的电感在AC电压下并联连接,所以选择初级功率绕组NpI和辅助初级绕组NpaI的匝数相等。如果与箝位电路相连的初级功率绕组NpI没有耦合至辅助功率绕组NpaI,则箝位电路按照相同的方式工作,代价是需要附加的磁性部件,例如等价于NpaI的辅助电感器。
如上所述操作的图1和图2中所示的转换器产生与输入电压成正比的非调节输出电压。可以通过传统的技术实现输出电压调节,例如通过切换频率调制。
应该理解,前述描述只是本发明的说明。在不脱离本发明范围的情况下,本领域普通技术人员可以得出各种替代和改进。因此,本发明意欲覆盖落在所附权利要求范围内的所有这些替代、改进和变化。

Claims (21)

1.一种转换器,包括:
变压器,所述变压器包括初级绕组和次级绕组;
初级侧电路,连接到第一和第二输入端子并连接到初级绕组,并且包括:
切换电路,与初级绕组相连;以及
并联谐振回路,包括初级绕组以及与初级绕组并联连接的谐振
电容器;
次级侧电路,连接到次级绕组并连接到第一和第二输出端子,并且包括与次级绕组相连的整流器电路;以及
电感器,包括:
初级电感器绕组,连接到第一输入端子和初级绕组;以及
次级电感器绕组,连接到次级绕组和第一输出端子。
2.根据权利要求1所述的转换器,其中初级侧电路还包括与第一输入端子相连的箝位电路。
3.根据权利要求2所述的转换器,其中箝位电路还连接到切换电路或初级绕组。
4.根据权利要求1所述的转换器,其中初级电感器绕组通过切换电路连接到初级绕组。
5.根据权利要求1所述的转换器,其中次级电感器绕组通过整流器电路连接到次级绕组。
6.根据权利要求2所述的转换器,其中电感器还包括连接在第二输入端子和箝位电路之间的辅助电感器绕组。
7.根据权利要求1所述的转换器,其中:
NpT/NsT=NpI/NsI
其中NpT是初级绕组中的匝数,NsT是次级绕组中的匝数,NpI是初级电感器绕组中的匝数,以及NsI是次级电感器绕组中的匝数。
8.根据权利要求1所述的转换器,其中初级电感器绕组和次级电感器绕组通过磁芯耦合在一起。
9.根据权利要求1所述的转换器,其中切换电路的开关按照与并联谐振回路的谐振频率相等的频率切换。
10.根据权利要求1所述的转换器,其中初级侧电路还包括连接在切换电路的相应开关两端的附加谐振电容器。
11.根据权利要求1所述的转换器,其中初级侧电路还包括连接在第一和第二输入端子间的电容器。
12.根据权利要求1所述的转换器,其中次级侧电路还包括连接在次级绕组两端的附加谐振电容器。
13.根据权利要求1所述的转换器,其中次级侧电路还包括在第一和第二输出端子间并联连接的输出电容器。
14.根据权利要求13所述的转换器,其中输出电容器和次级电感器绕组连接在一起以限定输出滤波器。
15.根据权利要求1所述的转换器,其中切换电路包括至少两个MOSFET。
16.根据权利要求1所述的转换器,其中整流器电路包括至少两个整流器。
17.根据权利要求16所述的转换器,其中所述至少两个整流器是MOSFET。
18.根据权利要求16所述的转换器,其中所述至少两个整流器是二极管。
19.根据权利要求1所述的转换器,其中切换电路具有全桥拓扑结构或推挽式拓扑结构。
20.根据权利要求1所述的转换器,其中整流器电路具有全桥结构或中心抽头式结构。
21.根据权利要求6所述的转换器,其中初级电感器绕组、次级电感器绕组和辅助电感器绕组通过磁芯耦合在一起。
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