KR102073697B1 - 플라즈마 펄스 전원 장치 - Google Patents

플라즈마 펄스 전원 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명의 일 실시 형태에 따른 플라즈마 펄스 전원 장치는, 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 AC/DC 변환 회로 모듈과, AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압을 펄스 전압으로 변환하여 부하에 제공하는 펄스 전압 변환 모듈과, AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압의 크기보다 큰 클램프 전압으로 충전되며, 펄스 전압의 초기 부스팅 구간 동안에는 클램프 전압을 부하에 제공하는 클램프 회로 모듈;을 포함하며, 펄스 전압 변환 모듈은, 턴온 구간 동안 단락되나, 턴오프 구간 동안에는 AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압을 부하에 제공하는 펄스 스위칭 모듈과, 전류 제어를 위한 인덕터를 포함할 수 있으며, 펄스 전압의 초기 부스팅 구간은, 펄스 스위칭 모듈의 턴오프 시점부터 인덕터에 흐르는 전류와 부하에 흐르는 전류가 같아지는 시점까지의 구간일 수 있다.

Description

플라즈마 펄스 전원 장치{PLASMA PULSE POWER SUPPLY}
본 출원은, 플라즈마 펄스 전원 장치에 관한 것이다.
플라즈마 전원장치는 물질의 제4의 상태라 불리는 플라즈마의 발생 및 유지를 위한 전원 장치이며, 예를 들면 반도체 및 평판 디스플레이의 박막 제조 공정 등에 이용된다.
이러한 플라즈마 전원 장치에서는 직류 전압 대신 펄스 형태의 전압을 인가함으로써, 블량 공정의 원인이 되는 아크의 발생 빈도를 낮추고 있다.
도 1은 종래 플라즈마 펄스 전원 장치에서 부하에 제공되는 펄스 전압(10)과 인가된 펄스 전압(10)에 의한 전류 파형(20)을 도시한 것이다.
플라즈마 박막 공정의 부하는 인덕터와 같은 특성을 가진다. 즉, 펄스 전압(10)이 증가되더라도 부하 전류(20)는 곧바로 증가하지 않고 시간을 두고 서서히 증가하는 특성을 가진다.
따라서, 수십 kHz의 높은 주파수의 펄스 전압(10)을 인가할 경우, 도 1에 도시된 바와 같은 전류(20)의 증가 지연으로 인해 부하로 전달되는 평균 전력은 낮아지는 문제점이 있다.
이를 해결하기 위해 부하로 전달되는 평균 전력을 높이기 위해 펄스 전압의 크기를 증가시키는 방안을 고려할 수 있으나, 높은 방전 전압은 플라즈마 방전 전극의 절연 파괴를 유발하여 정상적인 공정을 방해하므로, 펄스 전압의 크기를 증가시키는데에 한계가 있다.
또한, 펄스 전압을 발생시키기 위해 스위치의 온오프를 반복해야 하나, 턴온에서 턴오프하는 초기 순간에는 부하의 높은 임피던스 및 높은 역기전력에 의해 방전 전극에는 높은 전압이 유기되어 방전 전극의 절연 파괴는 물론 스위칭 소자를 파손시키는 문제점이 있다.
플라즈마 전원 장치와 관련된 기술로는, 예를 들면, 한국공개특허 제2006-0094467호(“플라즈마 전원장치용 아크 검출 및 아크에 의한 에너지 저감 회로”, 공개일: 2006년08월29일)이 있다.
한국공개특허 제2006-0094467호(“플라즈마 전원 장치용 아크 검출 및 아크에 의한 에너지 저감 회로”, 공개일: 2006년08월29일)
본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 방전 전극의 절연 파괴는 물론 스위칭 소자가 파손을 방지할 수 있음과 동시에, 전류 상승 시간을 단축시켜 부하로 전달되는 평균 전력을 높일 수 있는 플라즈마 펄스 전원 장치를 제공한다.
또한, 본 발명의 다른 실시 형태에 의하면, 클램프 회로 모듈로 유입되는 전류에 의한 클램프 전압 상승을 방지하고 에너지 효율을 상승시킬 수 있는 플라즈마 펄스 전원 장치를 제공한다.
또한, 본 발명의 다른 실시 형태에 의하면, 상술한 플라즈마 펄스 전원 장치를 병렬 연결시 각 플라즈마 펄스 전원 장치의 출력 전압 차이에 의한 부하의 전류 분담을 균일하게 할 수 있다.
본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 AC/DC 변환 회로 모듈; 상기 AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압을 펄스 전압으로 변환하여 부하에 제공하는 펄스 전압 변환 모듈; 및 상기 AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압의 크기보다 큰 클램프 전압으로 충전되며, 상기 펄스 전압의 초기 부스팅 구간 동안에는 상기 클램프 전압을 상기 부하에 제공하는 클램프 회로 모듈;을 포함하며, 상기 펄스 전압 변환 모듈은, 턴온 구간 동안 단락되나, 턴오프 구간 동안에는 상기 AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압을 상기 부하에 제공하는 펄스 스위칭 모듈과, 전류 제어를 위한 인덕터를 포함할 수 있으며, 상기 펄스 전압의 초기 부스팅 구간은, 상기 펄스 스위칭 모듈의 턴오프 시점부터 상기 인덕터에 흐르는 전류와 상기 부하에 흐르는 전류가 같아지는 시점까지의 구간인, 플라즈마 펄스 전원 장치가 제공된다.
본 발명의 다른 실시 형태에 의하면, AC/DC 변환 회로 모듈; 일단이 상기 AC/DC 변환 회로 모듈의 제1 출력단에 연결된 인덕터; 상기 인덕터의 타단과 상기 AC/DC 변환 회로 모듈의 제2 출력단 사이에 연결된 펄스 스위칭 모듈; 애노드가 상기 인덕터의 타단에 연결된 클램프 다이오드; 일단이 상기 클램프 다이오드의 캐소드에 연결되며, 타단은 상기 AC/DC 변환 회로 모듈의 제2 출력단에 연결된 클램프 커패시터; 일단이 상기 클램프 커패시터에 연결된 클램프 스위치; 캐소드가 상기 클램프 스위치의 타단에 연결되며, 타단은 상기 AC/DC 변환 회로 모듈의 제2 출력단 사이에 연결된 프리휠링 다이오드; 일단이 상기 프리휠링 다이오드의 캐소드에 연결되며 타단은 상기 인덕터의 일단에 연결된 방전용 인덕터; 및 상기 펄스 스위칭 모듈의 일단과 부하 사이에 연결된 역전류 방지 다이오드;를 포함하는, 플라즈마 펄스 전원 장치가 제공된다.
본 발명의 다른 실시 형태에 의하면, 제1 AC/DC 변환 회로 모듈과, 상기 제1 AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압을 펄스 전압으로 변환하여 부하에 제공하는 제1 펄스 전압 변환 모듈과, 상기 제1 AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압의 크기보다 큰 제1 클램프 전압으로 충전되며, 상기 펄스 전압의 초기 부스팅 구간 동안에는 상기 제1 클램프 전압을 상기 부하에 제공하는 제1 클램프 회로 모듈을 구비하는 제1 플라즈마 펄스 전원 장치; 및 제2 AC/DC 변환 회로 모듈과, 상기 제2 AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압을 펄스 전압으로 변환하여 상기 부하에 제공하는 제2 펄스 전압 변환 모듈과, 상기 제2 AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압의 크기보다 큰 제2 클램프 전압으로 충전되며, 상기 펄스 전압의 초기 부스팅 구간 동안에는 상기 제2 클램프 전압을 상기 부하에 제공하는 제2 클램프 회로 모듈을 구비하며, 상기 제1 플라즈마 펄스 전원 장치와 병렬 연결된 제2 플라즈마 펄스 전원 장치;를 포함하며, 상기 제1 플라즈마 펄스 전원 장치 및 상기 제2 플라즈마 펄스 전원 장치 각각은, 상기 펄스 전압의 초기 부스팅 구간 동안 상기 제1 클램프 전압 및 상기 제2 클램프 전압 간의 전압 차이를 보상하기 위한 드룹 회로를 더 포함하는, 플라즈마 펄스 전원 장치가 제공된다.
본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 펄스 전압의 초기 부스팅 구간에서 인덕터에 흐르는 전류를 클램프 회로에서 흡수함으로써 방전 전극의 절연 파괴는 물론 스위칭 소자가 파손을 방지할 수 있다. 또한, 펄스 전압의 초기 부스팅 구간에서 높은 크기를 가진 클램프 전압을 부하에 제공함으로써, 전류 상승 시간을 단축시켜 부하로 전달되는 평균 전력을 높일 수 있다.
또한, 본 발명의 다른 실시 형태에 의하면, 펄스 전압의 초기 부스팅 구간에서 클램프 회로 모듈로 유입되는 전류는 다시 AC/DC 변환 회로 모듈로 방전(회생)시킴으로써 클램프 회로 모듈로 유입되는 전류에 의한 클램프 전압 상승을 방지하고 에너지 효율을 상승시킬 수 있다.
또한, 본 발명의 다른 실시 형태에 의하면, 상술한 플라즈마 펄스 전원 장치를 병렬 연결시 드룹 회로를 추가함으로써 각 플라즈마 펄스 전원 장치의 출력 전압 차이를 줄일 수 있으며, 또한, 제1 클램프 회로 모듈로 유입되는 전류량과 제2 클램프 회로 모듈로 유입되는 전류량을 동일하게 제어함으로써 제1 클램프 전압과 제2 클램프 전압 간의 전압 차이에 의한 부하의 전류 분담을 균일하게 할 수 있다.
도 1은 종래 플라즈마 펄스 전원 장치에서 부하에 제공되는 펄스 전압과 인가된 펄스 전압에 의한 전류 파형을 도시한 것이다.
도 2는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 플라즈마 펄스 전원 장치의 개략도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 도 2의 플라즈마 펄스 전원 장치에서 부하에 제공되는 펄스 전압과 인가된 펄스 전압에 의한 전류 파형을 도시한 것이다.
도 4는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 도 2의 플라즈마 펄스 전원 장치의 주요부 파형도이다.
도 5a는 본 발명의 일 실시 형태에 따라 병렬 연결된 플라즈마 펄스 전원 모듈을 도시한 도면이다.
도 5b는 상술한 도 5a에 도시된 플라즈마 펄스 전원 모듈을 제어하기 위한 제어 모듈을 도시한 도면이다.
도 6a 내지 도 6b는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 도 5a 내지 도 5b의 플라즈마 펄스 전원 장치의 주요부에 대한 비교 파형도이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시형태를 설명한다. 그러나 본 발명의 실시형태는 여러 가지의 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 이하 설명하는 실시형태로만 한정되는 것은 아니다. 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있으며, 도면상의 동일한 부호로 표시되는 요소는 동일한 요소이다.
도 2는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 플라즈마 펄스 전원 장치(200)의 개략도이다.
우선, 도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시 형태에 따른 플라즈마 펄스 전원 장치(200)는, AC/DC 변환 회로 모듈(211), 펄스 전압 변환 모듈(LF1, PWM_SW1), 클램프 회로 모듈(212, 213)(이하, 플라즈마 전원 모듈(210)이라 함) 및 제어 모듈(220)을 포함할 수 있다.
상술한 펄스 전압 변환 모듈(LF1, PWM_SW1)은 인덕터(LF1)와 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)로 구성된다. 클램프 회로 모듈(212, 213)은 클램프 다이오드(D1_CMP) 및 클램프 커패시터(C1_CMP)로 구성된 클램프 회로(212)와, 클램프 스위치(CMP_SW1), 클램프 인덕터(L1_CMP) 및 프리휠링 다이오드(D1_FW)로 구성된 방전 회로(213)로 구성된다. 한편, 도 2에 도시된 도면부호 D1_R은 역전류 방지용 다이오드이다.
구체적으로, AC/DC 변환 회로 모듈(211)은 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 모듈이다. AC/DC 변환 회로 모듈(211)은 예를 들면 승압형 멀티 레벨 PWM 초퍼 또는 멀티 레벨 비엔나 PWM 정류기를 포함할 수 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니다.
펄스 전압 변환 모듈(LF1, PWM_SW1)은 AC/DC 변환 회로 모듈(211)에 의해 변환된 직류 전압을 펄스 전압으로 변환하여 부하에 제공할 수 있다.
구체적으로, 펄스 전압 변환 모듈(LF1, PWM_SW1)은 전류원으로 동작하는 인덕터(LF1)와, 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)의 턴온 구간 동안에는 단락되나 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)의 턴오프 구간 동안에는 AC/DC 변환 회로 모듈(211)에 의해 변환된 직류 전압을 부하에 제공하는 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)을 포함할 수 있다.
상술한 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)은 단일의 스위칭 소자로 구성되어 단방향 펄스 전압을 제공하거나 또는 4개의 스위칭 소자가 H 브리지 형으로 구성되어 양방향 펄스 전압을 제공하는 것일 수 있다. 상술한 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)의 스위칭 주파수 및 듀티는 고객사의 요청에 결정되는 것으로, 예를 들면 수십 kHz일 수 있으나, 본 발명에서는 상술한 구체적인 수치에 한정되지 않는다.
한편, 상술한 부하는 플라즈마 박막 공정에 적용되는 인덕터 특성을 가지는 것일 수 있다. 따라서, 펄스 전압이 인가되면 전류는 시간에 따라 증가하는 패턴을 가진다.
클램프 회로 모듈(212)은 AC/DC 변환 회로 모듈(211)에 의해 변환된 직류 전압의 크기보다 큰 클램프 전압(V1_CMP)으로 충전되며, 펄스 전압의 초기 부스팅 구간 동안에는 클램프 전압을 부하에 제공할 수 있다.
클램프 전압(V1_CMP)의 크기는 전류 상승 시간(도 3의 T1' 참조)을 고려하여 결정될 수 있으며, 예를 들면 AC/DC 변환 회로 모듈(211)에 의해 변환된 직류 전압의 크기의 대략 150% 내지 200% 사이의 값을 가질 수 있다. 상술한 클램프 전압(V1_CMP)의 크기의 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)의 내압, 부하 등을 고려하여 설계되는 값으로, 상술한 수치는 예시에 불과하며, 당업자의 필요에 따라 설계 가능하므로 본 발명은 구체적인 수치에 한정되지 않는다.
상술한 펄스 전압의 초기 부스팅 구간은, 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)의 턴오프 시점부터 인덕터(LF1)에 흐르는 전류와 부하에 흐르는 전류가 같아지는 시점까지의 구간일 수 있다.
구체적으로, 클램프 회로 모듈(212, 213)은, 클램프 다이오드(C1_CMP) 및 클램프 다이오드(C1_CMP)에 직렬 연결되어 클램프 전압(V1_CMP)이 충전되는 클램프 커패시터(C1_CMP)로 구성된 클램프 회로(212), 그리고 초기 부스팅 구간 동안 클램프 회로(212)로 유입되는 전류를 AC/DC 변환 회로 모듈(211)로 방전시킴으로써 클램프 전압(V1_CMP)의 크기를 일정하게 유지시키는 방전 회로(213)를 포함할 수 있다.
한편, 상술한 방전 회로(213)는 클램프 스위치(CMP_SW1), 클램프 스위치(CMP_SW1)가 턴온되면 클램프 커패시터(C1_CMP1)에 저장된 에너지를 AC/DC 변환 회로 모듈(211)로 방전시키는 방전용 인덕터(L1_CMP), 클램프 스위치(CMP_SW1)가 턴오프되면 방전용 인덕터(L1_CMP)에 저장된 에너지를 프리휠링시키는 프리휠링 다이오드(D1_FW)를 포함할 수 있다.
상술한 플라즈마 펄스 전원 장치(200)는, 구체적으로 도 2에 도시된 바와 같은 구조, 즉 AC/DC 변환 회로 모듈(211)과, 일단이 AC/DC 변환 회로 모듈(211)의 제1 출력단에 연결된 인덕터(LF1)와, 인덕터(LF1)의 타단과 AC/DC 변환 회로 모듈(211)의 제2 출력단 사이에 연결된 펄스 스위칭 소자(PWM_SW1)와, 애노드가 인덕터(LF1)의 타단에 연결된 클램프 다이오드(D1_CMP)와, 일단이 클램프 다이오드(D1_CMP)의 캐소드에 연결되며, 타단은 AC/DC 변환 회로 모듈(211)의 제2 출력단에 연결된 클램프 커패시터(C1_CMP)와, 일단이 클램프 커패시터(C1_CMP)에 연결된 클램프 스위치(CMP_SW1)와, 캐소드가 클램프 스위치(CMP_SW1)의 타단에 연결되며, 타단은 AC/DC 변환 회로 모듈(211)의 제2 출력단 사이에 연결된 프리휠링 다이오드(D1_DW)와, 일단이 프리휠링 다이오드(D1_DW)의 캐소드에 연결되며 타단은 인덕터(LF1)의 일단에 연결된 방전용 인덕터(L1_CMP)와, 펄스 스위칭 소자(PWM_SW1)의 일단과 부하 사이에 연결된 역전류 방지 다이오드(D1_R)로 구성될 수 있다.
한편, 도 3은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 도 2의 플라즈마 펄스 전원 장치(200)에서 부하에 제공되는 펄스 전압과 인가된 펄스 전압에 의한 전류 파형을 도시한 것이다.
도 1의 파형과 비교할 때, 본 발명의 일 실시 형태에 따른 도 2의 플라즈마 펄스 전원 장치에 의하면, 펄스 전압(Vo)의 초기 부스팅 구간(301) 동안 부하에 제공되는 전압(Vo)의 크기는 도 1의 펄스 전압(10)보다 높은 크기로 인가되며, 이로 인해 부하로 흐르는 전류인 부하 전류(303, 도 3의 I(P1)) 역시 전압 제어 구간(후술함)의 부하 전류(304)보다 빠른 시간(T1 -> T1')에 원하는 전류값에 도달함을 알 수 있다.
한편, 도 3의 도면부호 302는 제1 AC/DC 변환 회로 모듈(211)에 의해 변환된 직류 전압이 부하에 제공되는 구간이다. 편의상 초기 부스팅 구간(301)은 '전류 제어 구간', 나머지 구간(302)는 '전압 제어 구간'이라고 한다.
도 4는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 도 2의 플라즈마 펄스 전원 장치의 주요부 파형도로, (a)는 출력 전압(Vo)과 클램프 전압(V1_CMP)을, (b)는 부하 전류(I(P1))와 인덕터 전류(I(LF1)), (c)는 클램프 다이오드(C1_CMP)로 유입되는 전류, (d)는 방전용 인덕터(L1_CMP)를 통해 방전되는 방전 전류, (e)는 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)의 펄스 스위칭 신호(S_PWM_SW1)를 도시하고 있다. 한편, Toff는 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)의 턴오프 구간, Ton은 펄스 스위치 모듈(PWM_SW1)의 턴온 구간, 301는 초기 부스팅 구간(전류 제어 구간)을, 302는 전압 제어 구간을 의미한다.
이하 도 2 내지 도 4를 참조하여 본 발명의 일 실시 형태에 따른 플라즈마 전원 발생 장치(200)의 동작을 상세하게 설명한다.
우선, 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)이 턴온되면, 턴온 구간(Ton)에서는 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)이 단락되므로, 인덕터(LF1)에 흐르는 전류(I(LF1))는 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)을 통해 흐르게 되고 그에 따라 부하에 제공되는 전압(Vo)은 OV가 된다.
이후, 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)이 턴 오프되면, 부하로 흐르는 전류(I(P1))는 서서히 상승하게 되며(도 4의 (b) 참조), 이에 따라 초기 부스팅 구간(301)(즉, 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)의 턴 오프 시점부터 인덕터(LF1)에 흐르는 전류(I(LF1))와 부하에 흐르는 전류(I(P1))가 같아지는 시점까지)에는 인덕터(LF1)에 흐르는 전류(I(LF1))와 부하에 흐르는 전류(I(P1)) 간의 전류 차이는 클램프 커패시터(CMP_SW1)을 통해 흐르며, 이때 클램프 커패시터(C1_CMP)에 충전된 전압(V1_CMP)이 부하에 제공된다.
이후, 인덕터(LF1)에 흐르는 전류(I(LF1))와 부하에 흐르는 전류(I(P1))가 같아지는 시점부터는 인덕터(LF1)에 흐르는 전류(I(LF1))는 모두 부하로 흐르게 되며, 이때 부하에는 AC/DC 변환 회로 모듈(211)에 의해 변환된 직류 전압이 제공된다.
한편, 본 발명의 일 실시 형태에 의한 제어 모듈(220)은 방전 회로(213)의 클램프 스위치(CMP_SW1)를 제어함으로써 클램프 전압(V1_CMP)의 크기를 일정하게 유지할 수 있다. 상술한 클램프 스위치(CMP_SW1)의 스위칭 주파수는 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1)의 스위칭 주파수보다는 작게 설계될 수 있다.
구체적으로, 제어 모듈(220)은 오차 연산기(221), PI 제어기(222) 및 PWM 생성기(223)로 구성될 수 있으며, 오차 연산기(221)는 궤환된 클램프 전압(V1_CMP)과 클램프 전압 지령치(V1_CMP*) 간의 전압 오차를 연산한 후 PI 제어기(221)로 전달한다.
PI 제어기(221)는 오차 연산기(221)로부터 전달된 전압 오차에 따라 전압 기준치를 생성하여 PWM 생성기(223)로 전달할 수 있다. 한편, PWM 생성기(223)는 전압 기준치를 예컨대 삼각파와 같은 기준파와 비교하여 클램프 스위치(CMP_SW1)의 스위칭 신호(S_CMP_SW1)를 생성하며, 생성된 스위칭 신호(S_CMP_SW1)에 의해 클램프 스위치(CMP_SW1)가 제어됨으로써, 클램프 전압(V1_CMP)의 크기가 일정하게 유지될 수 있다.
한편, 방전 회로(213)의 경우 클램프 스위치(CMP_SW1)가 턴온되면, 클램프 스위치(CMP_SW1)에 저장된 에너지(구체적으로는 클램프 스위치(CMP_SW1)에 충전된 전압(V1_CMP)과 AC/DC 변환 회로 모듈(211)에 의해 변환된 직류 전압 간의 전압 차이만큼의 에너지)는 방전용 인덕터(L1_CMP)를 통해 AC/DC 변환 회로 모듈(211)로 방전(회생)될 수 있다. 이후, 클램프 스위치(CMP_SW1)가 턴오프되면, 방전용 인덕터(L1_CMP)에 저장된 에너지는 프리휠링 다이오드(D1_FW)를 통해 프리휠링될 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 펄스 전압의 초기 부스팅 구간에서 인덕터에 흐르는 전류를 클램프 회로에서 흡수함으로써 방전 전극의 절연 파괴는 물론 스위칭 소자가 파손을 방지할 수 있다. 또한, 펄스 전압의 초기 부스팅 구간에서 높은 크기를 가진 클램프 전압을 부하에 제공함으로써, 전류 상승 시간을 단축시켜 부하로 전달되는 평균 전력을 높일 수 있다.
또한, 본 발명의 다른 실시 형태에 의하면, 펄스 전압의 초기 부스팅 구간에서 클램프 회로 모듈로 유입되는 전류는 다시 AC/DC 변환 회로 모듈로 방전(회생)시킴으로써 클램프 회로 모듈로 유입되는 전류에 의한 클램프 전압 상승을 방지하고 에너지 효율을 상승시킬 수 있다.
한편, 도 5a는 본 발명의 일 실시 형태에 따라 병렬 연결된 플라즈마 펄스 전원 모듈(500)을 도시한 도면이며, 도 5b는 상술한 도 5a에 도시된 플라즈마 펄스 전원 모듈(500)를 제어하기 위한 제어 모듈을 도시한 도면이다.
도 5a에 도시된 플라즈마 펄스 전원 모듈(500)은 정격이 동일한 도 2와 같은 플라즈마 전원 모듈(510, 520)을 2개 병렬 연결한 것으로, 2개의 플라즈마 전원 모듈(510, 520)의 내부 소자들의 값은 동일하게 설계되며, 제1 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW1) 및 제2 펄스 스위칭 모듈(PWM_SW2)은 동일한 펄스 스위칭 신호에 의해 제어될 수 있다.
2개의 플라즈마 전원 모듈(510, 520)을 구분하기 위해, 도면부호 510은 제1 플라즈마 전원 모듈로, 도면부호 520는 제2 플라즈마 전원 모듈로 지칭하기로 하며, 그에 따라 내부 구성요소들이 지칭될 수 있다. 예를 들면, 도면부호 511이 제1 AC/DC 변환 회로 모듈이면, 도면부호 521은 제2 AC/DC 변환 회로 모듈로, 도면부호 LF1이 제1 인덕터이면 도면부호 LF2은 제2 인덕터와 같은 식으로 지칭될 수 있다.
한편, 도 2와 다른 점은, 병렬 운전시 2개의 플라즈마 전원 모듈(510, 520) 각각에는 제1 및 제2 클램프 커패시터(C1_CMP, C2_CMP)에 충전된 클램프 전압(V1_CMP, V2_CMP) 간의 차이를 전압 차이를 보상하기 위한 드룹 회로(514, 524)가 더 포함되며, 병렬 운전시 제1 클램프 전압(V1_CMP)과 제2 클램프 전압(V2_CMP) 간의 전압 차이에 의한 부하의 전류 분담을 균일하게 하기 위한 제어 모듈(530)의 동작이 도 2의 제어 모듈(220)의 동작과 상이하다.
구체적으로, 도 5a 및 도 5b에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시 형태에 따른 병렬 연결된 플라즈마 펄스 전원 장치(500)는 제1 플라즈마 펄스 전원 모듈(510), 제2 플라즈마 펄스 전원 모듈(520) 및 이들을 제어하기 위한 제어 모듈(530)을 포함하며, 제어 모듈(530)은 제1 제어 모듈(540) 및 제2 제어 모듈(550)로 구성될 수 있다.
구체적으로, 제1 플라즈마 펄스 전원 모듈(510)은 제1 AC/DC 변환 회로 모듈(511)과, 제1 AC/DC 변환 회로 모듈(511)에 의해 변환된 직류 전압을 펄스 전압으로 변환하여 부하에 제공하는 제1 펄스 전압 변환 모듈(LF1, PWM_SW1)과, 제1 AC/DC 변환 회로 모듈(LF1, PWM_SW1)에 의해 변환된 직류 전압의 크기보다 큰 제1 클램프 전압으로 충전되며, 펄스 전압의 초기 부스팅 구간 동안에는 제1 클램프 전압(V1_CMP)을 부하에 제공하는 제1 클램프 회로 모듈(512, 513)을 구비할 수 있다.
상술한 제1 클램프 회로 모듈(512, 513)은 제1 클램프 다이오드(C1_CMP) 및 제1 클램프 다이오드(C1_CMP)에 직렬 연결되어 제1 클램프 전압(V1_CMP)이 충전되는 제1 클램프 커패시터(C1_CMP)로 구성된 제1 클램프 회로(512), 그리고 초기 부스팅 구간 동안 제1 클램프 회로(212)로 유입되는 전류를 제1 AC/DC 변환 회로 모듈(511)로 방전시키는 제1 방전 회로(513)를 포함할 수 있다.
한편, 상술한 제1 방전 회로(513)는 제1 클램프 스위치(CMP_SW1), 제1 클램프 스위치(CMP_SW1)가 턴온되면 제1 클램프 커패시터(C1_CMP1)에 저장된 에너지를 제1 AC/DC 변환 회로 모듈(511)로 방전시키는 제1 방전용 인덕터(L1_CMP), 제1 클램프 스위치(CMP_SW1)가 턴오프되면 제1 방전용 인덕터(L1_CMP)에 저장된 에너지를 프리휠링시키는 제1 프리휠링 다이오드(D1_FW)를 포함할 수 있다.
또한, 제2 플라즈마 펄스 전원 모듈(520)은 제2 AC/DC 변환 회로 모듈(521)과, 제2 AC/DC 변환 회로 모듈(521)에 의해 변환된 직류 전압을 펄스 전압으로 변환하여 부하에 제공하는 제2 펄스 전압 변환 모듈(LF2, PWM_SW2)과, 제2 AC/DC 변환 회로 모듈(LF2, PWM_SW2)에 의해 변환된 직류 전압의 크기보다 큰 제2 클램프 전압으로 충전되며, 펄스 전압의 초기 부스팅 구간 동안에는 제2 클램프 전압(V2_CMP)을 부하에 제공하는 제2 클램프 회로 모듈(522, 523)을 구비할 수 있다.
상술한 제2 클램프 회로 모듈(522, 523)은 제2 클램프 다이오드(C2_CMP) 및 제2 클램프 다이오드(C2_CMP)에 직렬 연결되어 제2 클램프 전압(V2_CMP)이 충전되는 제2 클램프 커패시터(C2_CMP)로 구성된 제2 클램프 회로(522), 그리고 초기 부스팅 구간 동안 제2 클램프 회로(522)로 유입되는 전류를 제2 AC/DC 변환 회로 모듈(521)로 방전시키는 제2 방전 회로(523)를 포함할 수 있다.
한편, 상술한 제2 방전 회로(523)는 제2 클램프 스위치(CMP_SW1), 제2 클램프 스위치(CMP_SW1)가 턴온되면 제2 클램프 커패시터(C1_CMP1)에 저장된 에너지를 제2 AC/DC 변환 회로 모듈(521)로 방전시키는 제2 방전용 인덕터(L2_CMP), 제2 클램프 스위치(CMP_SW2)가 턴오프되면 제2 방전용 인덕터(L2_CMP)에 저장된 에너지를 프리휠링시키는 제2 프리휠링 다이오드(D2_FW)를 포함할 수 있다.
상술한 제1 플라즈마 펄스 전원 모듈(510)과 제2 플라즈마 펄스 전원 모듈(520)은 병렬 연결될 수 있다. 즉, 제1 플라즈마 펄스 전원 모듈(510)의 제1 출력단은 제2 플라즈마 펄스 전원 모듈(520)의 제1 출력단에 연결되고, 제1 플라즈마 펄스 전원 모듈(510)의 제2 출력단은 제2 플라즈마 펄스 전원 모듈(520)의 제2 출력단에 각각 연결된 형태일 수 있다.
제1 플라즈마 펄스 전원 모듈(510)과 제2 플라즈마 펄스 전원 모듈(520)을 병렬 연결하고, 제1 플라즈마 펄스 전원 모듈(510)의 클램프 전압(V1_CMP)과 제2 플라즈마 펄스 전원 모듈(520)의 클램프 전압(V2_CMP)이 동일한 클램프 전압 지령치를 추종하도록 각각 독립적으로 제어하는 경우 각 모듈(510, 520)의 클램프 전압간에는 전압 편차가 발생할 수 밖에 있다. 이러한 전압 편차는 각 플라즈마 전원 모듈(510, 520)의 센서 오차, 제어 오차 등의 다양한 원인에 기인할 수 있다.
이러한 클램프 전압간의 전압 편차로 인해 초기 부스팅 구간인 전류 제어 구간에서는 상대적으로 높은 클램프 전압을 가진 플라즈마 전원 모듈에서만 부하에 전류를 공급하고 낮은 클램프 전압을 가진 플라즈마 전원 모듈에서는 부하에 전류를 공급하지 못하게 된다.
즉, 제1 플라즈마 펄스 전원 모듈(510) 및 제2 플라즈마 펄스 전원 모듈(520) 중 클램프 전압이 상대적으로 낮은 모듈의 경우 인덕터 전류가 부하쪽으로 흐르지 못하고 클램프 회로로 흐르게 되며, 클램프 전압이 상대적으로 높은 모듈의 경우 인덕터 전류가 곧바로 부하쪽으로 흐르게 된다. 이로 인해 각 모듈(510, 520)의 부하 전류 분담이 불균일해지며, 이는 각 모듈(510, 520)의 내구성에 문제를 야기할 수 있으며, 전류의 헌팅을 발생시켜 플라즈마 전원 장치의 신뢰성에 문제를 야기할 수 있다.
따라서, 본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 상술한 제1 플라즈마 펄스 전원 모듈(510) 및 제2 플라즈마 펄스 전원 모듈(520)은 각각 펄스 전압의 초기 부스팅 구간 동안 제1 클램프 전압(V1_CMP) 및 제2 클램프 전압(V2_CMP) 간의 전압 차이를 보상하기 위한 드룹 회로(514, 524)를 더 포함할 수 있다.
상술한 드룹 회로(514, 524)는, 도 5a에 도시된 바와 같이, 병렬 연결된 저항과 커패시터로 구성되거나, 또는 단일의 저항으로 구성될 수 있다.
구체적으로, 본 발명의 일 실시 형태에 의한 드룹 회로(514, 524)에 의하면, 클램프 전압이 낮은 플라즈마 전원 모듈의 클램프 회로로 많은 전류가 유입될 경우 드룹 회로 양단에 걸리는 드룹 전압이 상승하게 되며, 그에 따라 초기 부스트 구간에서는 드룹 전압 + 클램프 전압이 부하에 제공되므로 제1 플라즈마 펄스 전원 모듈(510) 및 제2 플라즈마 펄스 전원 모듈(520)의 클램프 전압(V1_CMP, V2_CMP) 간의 전압 차이가 드룹 회로를 통해 보상됨으로써, 제1 클램프 전압과 제2 클램프 전압 간의 전압 차이에 의한 부하의 전류 분담을 균일하게 할 수 있다.
한편, 본 발명의 다른 실시 형태에 의하면, 제어 모듈(530)은 제1 클램프 회로 모듈(512)로 유입되는 전류량과 제2 클램프 회로 모듈(522)로 유입되는 전류량을 동일하게 제어함으로써, 제1 클램프 전압(V1_CMP)과 제2 클램프 전압(V2_CMP) 간의 전압 차이가 존재하는 경우라도 부하의 전류 분담이 균일해지도록 할 수 있다.
구체적으로, 초기 부스팅 구간 동안 부하 전류(I(P1)) = 제1 인덕터(LF1)의 전류(I(LF1)) - 제1 클램프 전류(I(D1_CMP)로, 부하 전류(I(P2)) = 제2 인덕터(LF2)의 전류(I(LF2)) - 제2 클램프 전류(I(D1_CMP)로 나타낼 수 있다.
즉, 제1 인덕터의 전류(I(LF1)) 및 제2 인덕터의 전류(I(LF2))가 동일하다고 가정하면, 제1 클램프 회로(512)로 유입되는 전류인 제1 클램프 전류(I(D1_CMP)의 전류량과 제2 클램프 회로(522)로 유입되는 전류인 제2 클램프 전류(I(D2_CMP)의 전류량을 동일하게 제어할 경우 각 플라즈마 전원 모듈(510, 520)의 클램프 전압(V1_CMP, V2_CMP)간의 전압 편차가 발생하더라도 부하 전류(I(P1))의 전류량과 부하 전류(I(P2))의 전류량을 동일하게 제어할 수 있음을 알 수 있다.
바꾸어 말하면, 제1 클램프 회로(512)로 유입되는 전류인 제1 클램프 전류(I(D1_CMP))의 전류량은 평균적으로 제1 클램프 회로(512)로부터 제1 AC/DC 변환 회로 모듈(511)로 방전되는 전류량과 일치하며, 제2 클램프 회로(522)로 유입되는 전류인 제2 클램프 전류(I(D2_CMP))의 전류량은 평균적으로 제2 클램프 회로(522)로부터 제2 AC/DC 변환 회로 모듈(521)로 방전되는 전류량과 같다.
따라서, 제1 클램프 스위치(CMP_SW1) 및 제2 클램프 스위치(CMP_SW2)를 제어하여 제1 클램프 회로(512)로부터 제1 AC/DC 변환 회로 모듈(511)로 방전되는 전류량과 제2 클램프 회로(522)로부터 제2 AC/DC 변환 회로 모듈(521)로 방전되는 전류량을 같게 할 경우 클램프 전압의 전압 편차에도 불구하고 부하 전류(I(P1))의 전류량와 부하 전류(I(P2))의 전류량을 동일하게 제어할 수 있다.
이를 위해 상술한 제어 모듈(530)은 제1 플라즈마 전원 모듈(510)의 제1 클램프 스위치(CMP_SW1)를 제어하는 제1 제어 모듈(540)과 제2 플라즈마 전원 모듈(520)의 제2 클램프 스위치(CMP_SW2)를 제어하는 제2 제어 모듈(550)을 포함할 수 있다. 제1 제어 모듈(540)은 '마스터 제어 모듈'로, 제2 제어 모듈(550)은 '슬레이브 제어 모듈'로 지칭될 수 있다.
구체적으로, 마스터 제어 모듈(540)은 제1 클램프 회로 모듈(512)에 충전된 제1 클램프 전압(V1_CMP)과 클램프 전압 지령치(V_CMP*)로부터 전류 지령치(I(L1_CMP)*)를 생성하고, 생성된 전류 지령치(I(L1_CMP)*)와 제1 클램프 회로 모듈(512)로부터 방출되는 제1 클램프 전류(I(L1_CMP))로부터 제1 클램프 스위치(CMP_SW1)를 스위칭하기 위한 제1 클램프 스위칭 신호(S_CMP_SW1)를 생성할 수 있다.
이를 위해, 마스터 제어 모듈(540)은, 도 5b에 도시된 바와 같이, 오차 연산기(541), 히스테리시스 제어기(542), PI 제어기(543), 전류 제어 모듈(544) 및 PWM 생성기(545)로 구성될 수 있으며, 전류 제어 모듈(544)은 오차 연산기(544a) 및 PI 제어기(544b)로 구성될 수 있다.
상술한 마스터 제어 모듈(540)의 동작을 설명하면, 오차 연산기(541)에 의해 궤환된 제1 클램프 전압(V1_CMP)과 클램프 전압 지령치(V1_CMP*)간의 전압 오차가 연산되며, 연산된 전압 오차는 히스테리시스 제어기(542)로 전달할 수 있다.
히스테리시스 제어기(542)는 데드 밴드 제어기(Dead-band controller)라고도 지칭되며, 오차 연산기(541)로부터 전달된 전압 오차가 미리 설정된 밴드 범위를 벗어날 경우 전압 오차를 PI 제어기(543)로 전달하며, 오차 연산기(541)로부터 전달된 전압 오차가 미리 설정된 밴드 범위 이내일 때는 "0"의 전압 오차를 PI 제어기(543)로 전달한다.
즉, 히스테리시스 제어기(542)는 전압 오차가 미리 설정된 밴드 범위를 벗어날 경우에만 PI 제어를 수행하도록 한다. 마스터 제어 모듈(540)의 경우 미리 설정된 밴드 범위는 "0"일 수 있다(즉, 히스테리시스 제어기(542)가 없어도 무방). 이후 PI 제어기(543)는 전달된 전압 오차에 따라 전류 지령치(I(L1_CMP*))를 생성하며, 생성된 전류 지령치(I(L1_CMP*))를 전류 제어 모듈(544)로 전달할 수 있다.
전류 제어 모듈(544) 중 오차 연산기(544a)는 PI 제어기(543)로부터 전달된 전류 지령치(I(L1_CMP*))와 궤환받은 방전 전류(I(L1_CMP)) 간의 전류 오차를 연산하며, 연산된 전류 오차를 PI 제어기(544b)로 전달할 수 있다.
한편, PI 제어기(544b)는 오차 연산기(544a)로부터 전달된 전류 오차에 따라 전류 기준치를 생성하여 PWM 생성기(545)로 전달할 수 있다.
이후, PWM 생성기(545)는 전류 기준치를 예컨대 삼각파와 같은 기준파와 비교하여 제1 클램프 스위치(CMP_SW1)의 스위칭 신호(S_CMP_SW1)를 생성하며, 생성된 스위칭 신호(S_CMP_SW1)에 의해 제1 클램프 스위치(CMP_SW1)가 제어될 수 있다.
한편, 슬레이브 제어 모듈(550)은 제2 클램프 회로 모듈(522)에 충전된 제2 클램프 전압(V2_CMP)과 클램프 전압 지령치(V_CMP*) 간의 전압 차이가 일정 값 미만인 경우에는 마스터 제어 모듈(540)에서 생성된 전류 지령치(I(L1_CMP)*)와 제2 클램프 회로 모듈(522)로 방전되는 방전 전류(I(L2_CMP))로부터 제2 클램프 스위치(CMP_SW2)를 스위칭하기 위한 제2 클램프 스위칭 신호(S_CMP_DW2)를 생성할 수 있다.
즉, 제2 클램프 전압(V2_CMP)과 클램프 전압 지령치(V_CMP*) 간의 전압 차이가 일정 값 미만인 경우에는 슬레이브 제어 모듈(550)은 마스터 제어 모듈(540)에서 생성된 전류 지령치(I_L1_CMP*)에 기초하여 제2 클램프 스위칭 신호(S_CMP_DW2)를 생성한다.
반면, 제2 클램프 회로 모듈(522)에 충전된 제2 클램프 전압(V2_CMP)과 클램프 전압 지령치(V_CMP*) 간의 전압 차이가 일정 값 이상인 경우에는, 슬레이브 제어 모듈(550)은, 제2 클램프 회로 모듈(522)에 충전된 제2 클램프 전압(V2_CMP)과 클램프 전압 지령치(V_CMP*)로부터 전류 지령치를 생성하고, 생성된 전류 지령치와 제2 클램프 회로 모듈(522)로 입력되는 제2 클램프 전류(I(D2_CMP))로부터 제2 클램프 스위치(CMP_SW2)를 스위칭하기 위한 제2 클램프 스위칭 신호(S_CMP_DW2)를 생성할 수 있다.
이를 위해, 슬레이브 제어 모듈(550)은, 도 5b에 도시된 바와 같이, 오차 연산기(551), 히스테리시스 제어기(552), PI 제어기(553), 전류 제어 모듈(554), PWM 생성기(555) 및 오차 연산기(556)로 구성될 수 있으며, 전류 제어 모듈(554)은 오차 연산기(554a) 및 PI 제어기(554b)로 구성될 수 있다.
상술한 슬레이브 제어 모듈(550)의 동작을 설명하면, 오차 연산기(551)에 의해 궤환된 제2 클램프 전압(V2_CMP)과 클램프 전압 지령치(V_CMP*)간의 전압 오차가 연산되며, 연산된 전압 오차는 히스테리시스 제어기(552)로 전달할 수 있다.
히스테리시스 제어기(552)는 데드 밴드 제어기(Dead-band controller)라고도 지칭되며, 오차 연산기(551)로부터 전달된 전압 오차가 미리 설정된 밴드 범위를 벗어날 경우 전압 오차를 PI 제어기(543)로 전달하며, 오차 연산기(551)로부터 전달된 전압 오차가 미리 설정된 밴드 범위 이내일 때는 "0"의 전압 오차를 PI 제어기(553)로 전달한다. 즉, 히스테리시스 제어기(552)는 전압 오차가 미리 설정된 범위를 벗어날 경우에만 PI 제어를 수행하도록 한다.
이후 PI 제어기(553)는 전달된 전압 오차에 따라 전류 지령치를 생성하며, 생성된 전류 지령치는 오차 연산기(556)로 전달될 수 있다.
오차 연산기(556)는 PI 제어기(553)에서 전달받은 전류 지령치와 마스터 제어 모듈(540)로부터 전달받은 전류 지령치(I(L1_CMP)*)간의 지령치 오차(I(L2_CMP)*)를 연산하고, 연산된 지령치 오차(I(L2_CMP)*)를 전류 제어 모듈(554)로 전달할 수 있다.
즉, 오차 연산기(551)로부터 전달된 전압 오차가 미리 설정된 밴드 범위 이내일 경우에는 마스터 제어 모듈(540)에서 전류 지령치(I(L1_CMP)*)만이 오차 연산기(556)로부터 전류 제어 모듈(554)로 전달된다. 반면 오차 연산기(551)로부터 전달된 전압 오차가 미리 설정된 밴드 범위를 벗어날 경우에는 마스터 제어 모듈(540)에서 전달된 전류 지령치(I(L1_CMP)*)와 PI 제어기(553)에서 생성한 전류 지령치 간의 지령치 오차가 전류 제어 모듈(554)로 전달될 수 있다.
한편, 전류 제어 모듈(554) 중 오차 연산기(554a)는 오차 연산기(556)로부터 전달된 지령치 오차(I(L2_CMP)*)와 궤환받은 제2 방전 전류(I(L2_CMP)) 간의 전류 오차를 연산하며, 연산된 전류 오차를 PI 제어기(554b)로 전달할 수 있다.
한편, PI 제어기(544b)는 오차 연산기(554a)로부터 전달된 전류 오차에 따라 전류 기준치를 생성하여 PWM 생성기(555)로 전달할 수 있다.
마지막으로, PWM 생성기(555)는 전류 기준치를 예컨대 삼각파와 같은 기준파와 비교하여 제2 클램프 스위치(CMP_SW2)의 스위칭 신호(S_CMP_SW2)를 생성하며, 생성된 제2 클램프 스위치(CMP_SW2)의 스위칭 신호(S_CMP_SW2)에 의해 제2 클램프 스위치(CMP_SW2)가 제어될 수 있다.
마지막으로, 도 6a 내지 도 6b는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 도 5a 내지 도 5b의 플라즈마 펄스 전원 장치의 주요부에 대한 비교 파형도로, 도 6a는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 도 5a 내지 도 5b의 플라즈마 펄스 전원 장치의 주요부에 대한 파형도이며, 도 5a에 도시된 플라즈마 전원 모듈(510, 520) 각각에 도 2의 제어 모듈(220)을 구비하여 클램프 전압만을 각각 제어한 경우의 주요부 파형도이다.
도 6a에서 (a)는 출력 전압(Vo), (b)는 제1 부하 전류(I(P1))와 제2 부하 전류(I(P2)), (c)는 제1 클램프 전류(I(D1_CMP) 및 제2 클램프 전류(I(D2_CMP), (d)는 제1 방전용 인덕터(L1_CMP)에 흐르는 제1 방전 전류(I(L1_CMP)) 및 제2 방전용 인덕터(L2_CMP)에 흐르는 제2 방전 전류(I(L2_CMP)), 전류 지령치(I(L1_CMP)*), (e)는 제1 클램프 전압(V1_CMP) 및 제2 클램프 전압(V2_CMP), (f)는 드룹 회로(514, 524) 양단간의 전압인 제1 드룹 전압(V1_DR) 및 제2 드룹 전압(V2_DR)을 의미한다.
도 6a에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시 형태에 따른 도 5a 내지 도 5b의 플라즈마 펄스 전원 장치의 경우 제1 클램프 전압(V1_CMP) 및 제2 클램프 전압(V2_CMP) 간의 전압 편차가 발생한 경우(도 6의 (e) 참조)에도 제1 부하 전류(I(P1))와 제2 부하 전류(I(P2))가 거의 동일하게 되어 부하 전류의 분담이 잘 이루어지고 있음을 알 수 있다.
유사하게, 도 6b에서 (a)는 출력 전압(Vo), (b)는 제1 부하 전류(I(P1))와 제2 부하 전류(I(P2)), (c)는 제1 클램프 전류(I(D1_CMP)) 및 제2 클램프 전류(I(D2_CMP)), (d)는 제1 방전용 인덕터(L1_CMP)에 흐르는 제1 방전 전류(I(L1_CMP)) 및 제2 방전용 인덕터(L2_CMP)에 흐르는 제2 방전 전류(I(L2_CMP)), (e)는 제1 클램프 전압(V1_CMP) 및 제2 클램프 전압(V2_CMP)을 의미한다.
도 6a와 달리 도 6b의 경우 도 5a에 도시된 플라즈마 전원 모듈(510, 520) 각각에 도 2의 제어 모듈(220)을 구비하여 클램프 전압만을 각각 제어하는 경우에는 센서 오차 등으로 인해 클램프 전압간의 전압 편차가 발생하며(도 6b의 (e) 참조), 그로 인해 제1 부하 전류(I(P1))와 제2 부하 전류(I(P2)) 간의 부하 전류의 불균형이 발생됨을 알 수 있다(도 6b의 (b) 참조).
상술한 바와 같이, 본 발명의 다른 실시 형태에 의하면, 상술한 플라즈마 펄스 전원 장치를 병렬 연결시 드룹 회로를 추가함으로써 각 플라즈마 펄스 전원 장치의 출력 전압 차이를 줄일 수 있으며, 또한, 제1 클램프 회로 모듈로 유입되는 전류량과 제2 클램프 회로 모듈로 유입되는 전류량을 동일하게 제어함으로써 제1 클램프 전압과 제2 클램프 전압 간의 전압 차이에 의한 부하의 전류 분담을 균일하게 할 수 있다.
본 발명은 상술한 실시형태 및 첨부된 도면에 의해 한정되지 아니한다. 첨부된 청구범위에 의해 권리범위를 한정하고자 하며, 청구범위에 기재된 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 다양한 형태의 치환, 변형 및 변경할 수 있다는 것은 당 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에게 자명할 것이다.
200: 플라즈마 펄스 전원 장치
210, 510, 520: 플라즈마 펄스 전원 모듈
211, 511, 521: AC/DC 변환 회로 모듈
212, 512, 522: 클램프 회로 모듈
213, 513, 523: 방전 회로
514, 524: 드룹 회로
220, 530: 제어 모듈
221, 541, 551, 544a, 554a, 556: 오차 연산기
222, 543, 544b, 553, 554b: PI 제어기
542, 552: 히스테리시스 제어기
223, 545, 555: PWM 생성기
544, 545: 전류 제어 모듈
301: 전류 제어 구간
302: 전압 제어 구간
303, 304: 부하 전류

Claims (9)

  1. 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 AC/DC 변환 회로 모듈;
    상기 AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압을 펄스 전압으로 변환하여 부하에 제공하는 펄스 전압 변환 모듈; 및
    상기 AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압의 크기보다 큰 클램프 전압으로 충전되며, 상기 펄스 전압의 초기 부스팅 구간 동안에는 상기 클램프 전압을 상기 부하에 제공하는 클램프 회로 모듈;을 포함하며,
    상기 펄스 전압 변환 모듈은, 턴온 구간 동안 단락되나, 턴오프 구간 동안에는 상기 AC/DC 변환 회로 모듈에 의해 변환된 직류 전압을 상기 부하에 제공하는 펄스 스위칭 모듈과, 전류 제어를 위한 인덕터를 포함할 수 있으며,
    상기 펄스 전압의 초기 부스팅 구간은, 상기 펄스 스위칭 모듈의 턴오프 시점부터 상기 인덕터에 흐르는 전류와 상기 부하에 흐르는 전류가 같아지는 시점까지의 구간인, 플라즈마 펄스 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 클램프 회로 모듈은,
    클램프 다이오드; 및
    상기 클램프 다이오드에 직렬 연결되어 상기 클램프 전압이 충전되는 클램프 커패시터;
    를 포함하는, 플라즈마 펄스 전원 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 클램프 회로 모듈은,
    상기 초기 부스팅 구간 동안 상기 클램프 회로 모듈로 유입되는 전류를 상기 AC/DC 변환 회로 모듈로 방전시킴으로써, 상기 클램프 전압의 크기를 일정하게 유지시키는 방전 회로;
    를 더 포함하는, 플라즈마 펄스 전원 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 방전 회로는,
    클램프 스위치;
    상기 클램프 스위치가 턴온되면 상기 클램프 커패시터에 저장된 에너지를 상기 AC/DC 변환 회로 모듈로 방전시키는 방전용 인덕터; 및
    상기 클램프 스위치가 턴오프되면 상기 방전용 인덕터에 저장된 에너지를 프리휠링시키는 프리휠링 다이오드;
    를 포함하는, 플라즈마 펄스 전원 장치.
  5. 삭제
  6. 제1항에 있어서,
    상기 부하는,
    플라즈마 박막 공정에 적용되는 인덕터 특성을 가지는, 플라즈마 펄스 전원 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 펄스 스위칭 모듈은,
    단일의 스위칭 소자로 구성되어 단방향 펄스 전압을 제공하거나 또는 4개의 스위칭 소자가 H 브리지 형으로 구성되어 양방향 펄스 전압을 제공하는, 플라즈마 펄스 전원 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 AC/DC 변환 회로 모듈은,
    승압형 멀티 레벨 PWM 초퍼 또는 멀티 레벨 비엔나 PWM 정류기를 포함하는, 플라즈마 펄스 전원 장치.
  9. AC/DC 변환 회로 모듈;
    일단이 상기 AC/DC 변환 회로 모듈의 제1 출력단에 연결된 인덕터;
    상기 인덕터의 타단과 상기 AC/DC 변환 회로 모듈의 제2 출력단 사이에 연결된 펄스 스위칭 모듈;
    애노드가 상기 인덕터의 타단에 연결된 클램프 다이오드;
    일단이 상기 클램프 다이오드의 캐소드에 연결되며, 타단은 상기 AC/DC 변환 회로 모듈의 제2 출력단에 연결된 클램프 커패시터;
    일단이 상기 클램프 커패시터에 연결된 클램프 스위치;
    캐소드가 상기 클램프 스위치의 타단에 연결되며, 타단은 상기 AC/DC 변환 회로 모듈의 제2 출력단 사이에 연결된 프리휠링 다이오드;
    일단이 상기 프리휠링 다이오드의 캐소드에 연결되며 타단은 상기 인덕터의 일단에 연결된 방전용 인덕터; 및
    상기 펄스 스위칭 모듈의 일단과 부하 사이에 연결된 역전류 방지 다이오드;
    를 포함하는, 플라즈마 펄스 전원 장치.
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