JP6139422B2 - 基準電圧出力回路および電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、フィードバック制御を行う電源回路に対して基準電圧を出力する基準電圧出力回路および当該基準電圧出力回路を備えた電源装置に関し、特に、電気自動車等の電動車に搭載できる基準電圧出力回路および電源装置に関する。

電気自動車等の電動車に搭載できる電源装置としては、例えば、特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。この電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）は、車両に搭載された蓄電池に出力電圧を供給するものであり、４つのスイッチング素子を有するフルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、フィードバック制御によりＤＣ／ＤＣコンバータ回路のスイッチング素子を制御するスイッチング制御回路と、出力電圧に応じた帰還電圧を生成する分圧抵抗回路と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路と分圧抵抗回路との間に分圧抵抗回路に向かう方向が順方向となるように設けられた電圧制御用ダイオードとを備えている。電圧制御用ダイオードの順方向電圧は、温度上昇により低下し、温度低下により上昇するため、分圧抵抗回路に入力される出力電圧は、電圧制御用ダイオードの温度特性の分だけ変化する。一方、スイッチング制御回路は、出力電圧を帰還させた帰還電圧の電圧値が一定になるようにフィードバック制御を行う。したがって、この電源装置では、蓄電池に供給される出力電圧が電圧制御用ダイオードの温度特性の分だけ変化することとなり、蓄電池の温度状態に応じた適切な出力電圧制御が可能となる。

また、電動車に搭載できる別の電源装置としては、例えば、図２に示すＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。同図に示すように、この電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）は、フルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１と、スイッチング制御回路Ｃ２と、帰還電圧出力回路Ｃ３’と、基準電圧出力回路Ｃ４’とを備えている。この電源装置は、複数の蓄電池セルを直列接続した組電池（高電圧バッテリー）１から入力された入力電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１で降圧して補機バッテリー（低電圧バッテリー）１１に出力するものである。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１は、それぞれダイオードが逆並列接続された４つのスイッチング素子（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ）２、３、４、５からなるインバータ部と、一次側がインバータ部に接続されたトランス６と、トランス６の二次側に接続された２つのダイオード７、８、チョークコイル９および平滑コンデンサ１０からなる整流平滑部とを備えている。

スイッチング制御回路Ｃ２は、帰還電圧入力端子ＦＢに入力された帰還電圧と基準電圧入力端子ＲＥＦに入力された基準電圧との差分に応じた電圧を出力するエラーアンプ１２と、エラーアンプ１２から出力された電圧に基づいて帰還電圧と基準電圧との差分がゼロになるようにＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部１３と、ＰＷＭ信号生成部１３で生成されたＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子２、３、４、５を駆動させる駆動部１４とを備えている。

一般に、電動車に搭載される電源装置では、（１）マイコン（例えば、車両ＥＣＵ）２２からの指令信号に応じて出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴを変化させることができること、および（２）充電対象であるバッテリー１１の特性（例えば、充電時間により充電電圧が変化する特性）に応じて自動的に出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴを変化させることができることが要求される。これらの要求を満たすため、この電源装置では、通信機能をもつデジタルポテンショメータ１９と、直列接続された抵抗１５、１６とで帰還電圧出力回路Ｃ３’を構成している。

デジタルポテンショメータ１９は、複数のタップを有する抵抗アレイ２０と、複数のタップのいずれかに接続されるワイパーＷと、マイコン２２から入力された指令信号に応じてワイパーＷの接続位置を電子制御するワイパー制御部２１と有している。デジタルポテンショメータ１９は、全体が１つのＩＣとして構成されており、アナログポテンショメータと異なりワイパーＷの接続位置を機械的な動作により変更させることはないので、長寿命で信頼性が高いという特長がある。

抵抗アレイ２０は、抵抗１５、１６に直列接続され、抵抗１５、１６とともに分圧抵抗回路を構成している。抵抗１５と抵抗１６の分圧点は、スイッチング制御回路Ｃ２の帰還電圧入力端子ＦＢに接続されている。図３に示すように、抵抗アレイ２０は、直列接続された複数の抵抗Ｒ_１〜Ｒ_ｎからなる。各抵抗Ｒ_１〜Ｒ_ｎの両端に設けられた複数のタップは、トランジスタ等の半導体スイッチを介してワイパーＷに接続されている。半導体スイッチのオンオフ制御はワイパー制御部２１により行われる。以下では、抵抗アレイ２０の一端Ａと他端Ｂとの間の抵抗値（フルスケールの抵抗値）をＲ_ＡＢとし、一端ＡとワイパーＷとの間の抵抗値をＲ_ＡＷとし、他端ＢとワイパーＷとの間の抵抗値をＲ_ＢＷとする。また、２５６個の半導体スイッチおよび２５５個の抵抗Ｒ_１〜Ｒ_２５５を有する８ビットのデジタルポテンショメータ１９の場合、１ステップ当たりの可変抵抗値はＲ_ＡＢ／２５６［Ω］となるので、例えば、ステップ数（Ｓｔｅｐｓ）を１００Ｓｔｅｐｓとすると、Ｒ_ＢＷ＝Ｒ_ＡＢ×１００／２５６［Ω］、Ｒ_ＡＷ＝Ｒ_ＡＢ×（２５６−１００）／２５６［Ω］となる。

ワイパー制御部２１は、制御回路２１ａと、不揮発性メモリ２１ｂと、アップダウンカウンタ２１ｃと、デコーダ２１ｄとからなる。ワイパー制御部２１では、マイコン２２から入力された指令信号（例えば、アップ／ダウン信号、クロック信号、チップセレクト信号）に応じて、アップダウンカウンタ２１ｃがカウンタ値を増減させ、デコーダ２１ｄがこのカウンタ値をデコードして対応する半導体スイッチをオンさせる。なお、アップダウンカウンタ２１ｃのカウンタ値は、制御回路２１ａにより不揮発性メモリ２１ｂに書き込まれる。

再び図２を参照して、基準電圧出力回路Ｃ４’は、シャントレギュレータ１７と、抵抗１８と、分圧抵抗回路２４、２５とを備えている。分圧抵抗回路２４、２５は、一端がシャントレギュレータ１７のカソード端子に接続され、他端がシャントレギュレータ１７のアノード端子に接続されている。シャントレギュレータ１７は、カソード端子がスイッチング制御回路Ｃ２の基準電圧入力端子ＲＥＦに接続されるとともに抵抗１８を介して１５Ｖの外部電源（直流電圧源）に接続され、アノード端子が基準電位（ＧＮＤ）に接続され、リファレンス端子が分圧抵抗回路２４、２５の分圧点に接続されている。シャントレギュレータ１７は、分圧抵抗回路２４、２５の分圧点の電圧値が予め設定された内部基準電圧値Ｖ_ｒｅｆに一致するように、カソード端子−アノード端子間を流れる電流を制御する。このため、基準電圧出力回路Ｃ４’は、一定の基準電圧を出力することができる。

この電源装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１の出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴは、基準電圧出力回路Ｃ４’から出力される基準電圧の電圧値Ｖ_ＲＥＦと、抵抗１５の抵抗値Ｒ_１５と、抵抗１６の抵抗値Ｒ_１６と、デジタルポテンショメータ１９を構成する抵抗アレイ２０の他端ＢとワイパーＷとの間の抵抗値Ｒ_ＢＷとで表される。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１の出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴは、

となる。

特開２０１１−１６６９８２号公報

ところで、基準電圧出力回路Ｃ４’から出力される基準電圧の電圧値Ｖ_ＲＥＦは、シャントレギュレータ１７の内部基準電圧値Ｖ_ｒｅｆと、抵抗２４の抵抗値Ｒ_２４と、抵抗２５の抵抗値Ｒ_２５とで表される。すなわち、基準電圧の電圧値Ｖ_ＲＥＦは、

となる。

また、上記（１）式および上記（２）式から、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１の出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴは、

となる。

上記（３）式から分かるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１の出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴは、帰還電圧出力回路Ｃ３’を構成する抵抗１５、１６の抵抗値Ｒ_１５、Ｒ_１６およびデジタルポテンショメータ１９のバラツキ（抵抗アレイ２０の抵抗値Ｒ_ＢＷのバラツキ）と、基準電圧出力回路Ｃ４’を構成する分圧抵抗回路２４、２５の抵抗値Ｒ_２４、Ｒ_２５およびシャントレギュレータ１７の内部基準電圧値Ｖ_ｒｅｆのバラツキの影響を受ける。特に、デジタルポテンショメータ１９は、一般に抵抗アレイ２０の抵抗値Ｒ_ＡＢのバラツキが±約２０％と非常に大きい。しかも、従来の電源装置では、抵抗値Ｒ_１５と抵抗値（Ｒ_１６＋Ｒ_ＢＷ）との分圧比に応じて、帰還電圧の電圧値が決定される。これらのことから、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１の出力電圧の精度を上げるためには、デジタルポテンショメータ１９のバラツキを小さくすることが求められる。

しかしながら、デジタルポテンショメータ１９のバラツキを小さくすることは困難であることから、従来の電源装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１の出力電圧の精度を上げるため、工場出荷前にバラツキを吸収するための処理を別途行う必要があった。このため、従来の電源装置では、当該処理にともなう費用および手間が発生してしまうという問題があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、バラツキを吸収するための処理を不要とする基準電圧出力回路および電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る基準電圧出力回路は、出力電圧を帰還させた帰還電圧の電圧値が基準電圧の電圧値に一致するようにフィードバック制御を行う電源回路に対して、直流電圧源の直流電圧から生成した基準電圧を出力する基準電圧出力回路であって、カソード端子が基準電圧を出力する出力端に接続されたシャントレギュレータと、複数のタップを有する抵抗アレイ、複数のタップのいずれかに接続されるワイパー、および外部から入力された指令信号に応じてワイパーの接続位置を制御するワイパー制御部を有するデジタルポテンショメータと、を備え、シャントレギュレータは、カソード端子が抵抗アレイの一端に接続され、アノード端子が抵抗アレイの他端に接続され、かつリファレンス端子がワイパーを通じて複数のタップのいずれかに接続されていることを特徴とする。

この構成によれば、基準電圧の電圧値は、シャントレギュレータの内部基準電圧値と、デジタルポテンショメータのワイパーの位置（抵抗アレイの一端−ワイパー間の抵抗値と他端−ワイパー間の抵抗値との比率）とで決定されるため、デジタルポテンショメータを構成する抵抗アレイの抵抗値のバラツキと無関係になる。したがって、この構成によれば、出力電圧のバラツキを低減させることができるので、バラツキを吸収するための処理は不要となる。

また、上記課題を解決するために、本発明に係る電源装置は、出力電圧を帰還させた帰還電圧の電圧値が基準電圧の電圧値に一致するようにフィードバック制御を行う電源回路と、帰還電圧を生成して電源回路に出力する帰還電圧出力回路と、基準電圧を生成して電源回路に出力する基準電圧出力回路と、を備えた電源装置であって、帰還電圧出力回路は、一端が電源回路の出力端に接続され、かつ分圧点が電源回路の帰還電圧入力端子に接続された分圧抵抗回路からなり、基準電圧出力回路は、カソード端子が電源回路の基準電圧入力端子に接続されたシャントレギュレータと、複数のタップを有する抵抗アレイ、複数のタップのいずれかに接続されるワイパー、および外部から入力された指令信号に応じてワイパーの接続位置を制御するワイパー制御部を有するデジタルポテンショメータと、を備え、シャントレギュレータは、カソード端子が抵抗アレイの一端に接続され、アノード端子が抵抗アレイの他端に接続され、かつリファレンス端子がワイパーを通じて複数のタップのいずれかに接続されていることを特徴とする。

この構成によれば、出力電圧は、シャントレギュレータの内部基準電圧値と、デジタルポテンショメータのワイパーの位置（抵抗アレイの一端−ワイパー間の抵抗値と他端−ワイパー間の抵抗値との比率）と、分圧抵抗回路の抵抗値とで決定されるため、デジタルポテンショメータを構成する抵抗アレイの抵抗値のバラツキと無関係になる。したがって、この構成によれば、出力電圧のバラツキを低減させることができるので、バラツキを吸収するための処理は不要となる。

上記電源装置では、例えば、電源回路は、車両に搭載されたバッテリーを充電するＤＣ／ＤＣコンバータ回路および当該ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を制御する制御回路であり、デジタルポテンショメータのワイパー制御部は、バッテリーの充電状態を監視する監視部から出力された指令信号に応じて、ワイパーの接続位置を制御するよう構成できる。

本発明によれば、バラツキを吸収するための処理を不要とする基準電圧出力回路および電源装置を提供することができる。

本発明に係る電源装置のブロック図である。 従来の電源装置のブロック図である。 デジタルポテンショメータのブロック図である。

以下、添付図面を参照して、本発明に係る基準電圧出力回路および電源装置の実施形態について説明する。

［構成］
図１に、本発明の一実施形態に係る電源装置を示す。同図に示すように、本実施形態に係る電源装置は、フルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１と、スイッチング制御回路Ｃ２と、帰還電圧出力回路Ｃ３と、基準電圧出力回路Ｃ４とを備えている。この電源装置は、複数の蓄電池セルを直列接続した組電池（高電圧バッテリー）１から入力された入力電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１で降圧して補機バッテリー（低電圧バッテリー）１１に出力するものである。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１とスイッチング制御回路Ｃ２とが、本発明の「電源回路」に相当する。なお、図１に示されている各構成要素のうち、図２と同一の符号を付した構成要素については従来技術で説明したものと同様なので、ここでは説明を一部省略する。

帰還電圧出力回路Ｃ３は、抵抗１５および抵抗１６を直列接続した分圧抵抗回路からなる。分圧抵抗回路は、抵抗１５の一端がＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１の高電位側の出力端に接続され、抵抗１５の他端と抵抗１６の一端との接続点（分圧点）がスイッチング制御回路Ｃ２の帰還電圧入力端子ＦＢに接続され、かつ抵抗１６の他端が基準電位（ＧＮＤ）に接続されている。

基準電圧出力回路Ｃ４は、シャントレギュレータ１７と、抵抗１８と、デジタルポテンショメータ１９とを備えている。デジタルポテンショメータ１９は、複数のタップを有する抵抗アレイ２０と、複数のタップのいずれかに接続されるワイパーＷと、マイコン（監視部）２２から入力された指令信号に応じてワイパーＷの接続位置を電子制御するワイパー制御部２１と有している。なお、マイコン２２は、ＣＡＮバスを経由してバッテリー１１の充電状態を監視している。

シャントレギュレータ１７のカソード端子は、スイッチング制御回路Ｃ２の基準電圧入力端子ＲＥＦおよび抵抗アレイ２０の一端Ａに接続され、かつ抵抗１８を介して１５Ｖの外部電源（直流電圧源）に接続されている。シャントレギュレータ１７のアノード端子は、抵抗アレイ２０の他端Ｂに接続され、かつ基準電位（ＧＮＤ）に接続されている。シャントレギュレータ１７のリファレンス端子は、ワイパーＷを通じて抵抗アレイ２０のいずれかのタップに接続されている。シャントレギュレータ１７は、ワイパーＷが接続されたタップの電圧値が予め設定された内部基準電圧値Ｖ_ｒｅｆに一致するように、カソード端子−アノード端子間を流れる電流を制御する。

ここで、抵抗アレイ２０の一端Ａと他端Ｂとの間の抵抗値（フルスケールの抵抗値）Ｒ_ＡＢに対する他端ＢとワイパーＷとの間の抵抗値Ｒ_ＢＷの比率をｋと定義すると、比率ｋは、

となる。上記（４）式から、抵抗アレイ２０の他端ＢとワイパーＷとの間の抵抗値Ｒ_ＢＷは、

となる。上記（５）式から、基準電圧出力回路Ｃ４から出力される基準電圧の電圧値Ｖ_ＲＥＦは、

となる。

上記（６）式から分かるように、基準電圧出力回路Ｃ４から出力される基準電圧の電圧値Ｖ_ＲＥＦは、シャントレギュレータ１７の内部基準電圧値Ｖ_ｒｅｆと、デジタルポテンショメータ１９のワイパーＷの位置（抵抗アレイ２０の抵抗値Ｒ_ＢＷと抵抗値Ｒ_ＡＢとの比率ｋ）とで決定される。ここで、抵抗アレイ２０の抵抗値Ｒ_ＢＷと抵抗値Ｒ_ＡＢは同じ方向に同じ割合でバラツキが発生するため、比率ｋは、バラツキの影響を受けない。したがって、基準電圧出力回路Ｃ４から出力される基準電圧の電圧値Ｖ_ＲＥＦは、抵抗アレイ２０の抵抗値Ｒ_ＡＢおよびそのバラツキとは無関係になる。

一方、スイッチング制御回路Ｃ２は、帰還電圧入力端子ＦＢに入力された帰還電圧の電圧値と基準電圧入力端子ＲＥＦに入力された基準電圧の電圧値Ｖ_ＲＥＦとの差分がゼロになるようにスイッチング素子２、３、４、５を駆動させるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１から出力される出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴは、

となる。

したがって、上記（６）式および上記（７）式から、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１から出力される出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴは、

となる。上記（８）式から分かるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１から出力される出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴは、シャントレギュレータ１７の内部基準電圧値Ｖ_ｒｅｆと、デジタルポテンショメータ１９のワイパーＷの位置（抵抗アレイ２０の抵抗値Ｒ_ＢＷと抵抗値Ｒ_ＡＢとの比率ｋ）と、抵抗１５、１６の抵抗値Ｒ_１５、Ｒ_１６とで決定される。上述したように、比率ｋは抵抗アレイ２０の抵抗値Ｒ_ＡＢのバラツキの影響を受けないので、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１から出力される出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴは、抵抗アレイ２０の抵抗値Ｒ_ＡＢおよびそのバラツキとは無関係になる。

結局、本実施形態に係る電源回路では、出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴに対して最も影響が大きいデジタルポテンショメータ１９のバラツキ（抵抗アレイ２０の抵抗値Ｒ_ＡＢのバラツキ）を排除することができる。さらに、本実施形態に係る電源回路では、従来の電源回路に備えられた基準電圧出力回路Ｃ４’の抵抗２４、２５が不要となるので、抵抗２４、２５の抵抗値Ｒ_２４、Ｒ_２５のバラツキも排除することができる。したがって、本実施形態に係る電源回路では、出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴのバラツキを大幅に低減させることができるので、バラツキを吸収するための処理は不要となる。なお、シャントレギュレータ１７の内部基準電圧値Ｖ_ｒｅｆのバラツキ、および抵抗１５、１６の抵抗値Ｒ_１５、Ｒ_１６のバラツキは比較的小さいので、出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴに対する影響は限定的である。

［比較検討１］
次に、本実施形態に係る電源回路と図２に示す従来の電源回路とが、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１から出力される出力電圧の要求仕様１（出力電圧の最高設定電圧値が１４．４Ｖ、バラツキが±２％以内）を満たすか否かの検討を行った。

従来の電源回路では、シャントレギュレータ１７の内部基準電圧値Ｖ_ｒｅｆを２．５Ｖ、バラツキを±０．５％とし、抵抗２４の抵抗値Ｒ_２４を１０ｋΩ、バラツキを±０．５％とし、抵抗２５の抵抗値Ｒ_２５を６．２ｋΩ、バラツキを±０．５％とし、抵抗１５の抵抗値Ｒ_１５を６．８ｋΩ、バラツキを±０．５％とし、抵抗１６の抵抗値Ｒ_１６を４．３ｋΩ、バラツキを±０．５％とし、抵抗アレイ２０の抵抗値Ｒ_ＡＢを５ｋΩ、バラツキを±２０％とした。デジタルポテンショメータ１９は、８ｂｉｔ品で、タップ数が２５６Ｔａｐｓ、ワイパーＷの位置範囲が２０％〜８０％（５０Ｔａｐｓ〜２０５Ｔａｐｓ）とした。また、上記（３）式に基づき、マイコン２２内部で計算されたＲ_ＢＷの必要抵抗値は１．３５ｋΩとなり、ワイパーＷの位置はＳｔｅｐｓ＝２５６×Ｒ_ＢＷ／Ｒ_ＡＢの整数値となるため、ワイパーＷの位置（ステップ数）の指示値が６９Ｓｔｅｐｓとなる。

マイコン２２が６９Ｓｔｅｐｓを指示した時、上記（３）式を用いて、出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴを逆算すると、出力電圧の中心値Ｖ_{ＯＵＴＴＹＰ}は、１４．４０Ｖとなり、出力電圧の最大値Ｖ_{ＯＵＴＭＡＸ}は、１５．０３Ｖ（バラツキは＋４．４％）となり、出力電圧の最小値Ｖ_{ＯＵＴＭＩＮ}は、１３．８２Ｖ（バラツキは−４．０％）となった。この結果から、従来の電源回路は、出力電圧の要求仕様１を満たしていないため、別途バラツキを吸収するための処理が必要となることが分かる。

一方、本実施形態に係る電源回路では、シャントレギュレータ１７の内部基準電圧値Ｖ_ｒｅｆを２．５Ｖ、バラツキを±０．５％とし、抵抗１５の抵抗値Ｒ_１５を５．６ｋΩ、バラツキを±０．５％とし、抵抗１６の抵抗値Ｒ_１６を３．３ｋΩ、バラツキを±０．５％とし、抵抗アレイ２０の抵抗値Ｒ_ＡＢを５ｋΩ、バラツキを±２０％とした。デジタルポテンショメータ１９は、８ｂｉｔ品で、タップ数が２５６Ｔａｐｓ、ワイパーＷの位置範囲が２０％〜８０％（５０Ｔａｐｓ〜２０５Ｔａｐｓ）とした。また、上記（８）式に基づき、マイコン２２内部で計算されたＲ_ＢＷとＲ_ＡＢの比率ｋはｋ＝０．４６８となり、ワイパーＷの位置はＳｔｅｐｓ＝２５６×Ｒ_ＢＷ／Ｒ_ＡＢ＝２５６×ｋの整数値となるため、ワイパーＷの位置（ステップ数）の指示値が１２０Ｓｔｅｐｓとなる。

マイコン２２が１２０Ｓｔｅｐｓを指示した時、上記（８）式を用いて、出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴを逆算すると、出力電圧の中心値Ｖ_{ＯＵＴＴＹＰ}は、１４．３８Ｖとなり、出力電圧の最大値Ｖ_{ＯＵＴＭＡＸ}は、１４．５５Ｖ（バラツキは＋１．０％）となり、出力電圧の最小値Ｖ_{ＯＵＴＭＩＮ}は、１４．２２Ｖ（バラツキは−１．３％）となった。この結果から、本実施形態に係る電源回路は、出力電圧の要求仕様１を満たしているため、バラツキを吸収するための処理は不要となることが分かる。

［比較検討２］
次に、本実施形態に係る電源回路と図２に示す従来の電源回路とが、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ｃ１から出力される出力電圧の要求仕様２（出力電圧の最低設定電圧値が１２．４Ｖ、バラツキが±２％以内）を満たすか否かの検討を行った。

本実施形態に係る電源回路および従来の電源回路の構成は、ワイパーＷの位置（ステップ数）以外、比較検討１の場合と同様とした。従来の電源回路では、上記（３）式に基づきマイコン２２内部で計算されるＲ_ＢＷの必要抵抗値は３．２７ｋΩとなり、ワイパーＷの位置はＳｔｅｐｓ＝２５６×Ｒ_ＢＷ／Ｒ_ＡＢの整数値となるため、ワイパーＷの位置（ステップ数）の指示値が１６７Ｓｔｅｐｓとなる。一方、本実施形態に係る電源回路では、上記（８）式に基づきマイコン内部で計算されるＲ_ＢＷとＲ_ＡＢの比率ｋはｋ＝０．５４４となり、ワイパーＷの位置はＳｔｅｐｓ＝２５６×Ｒ_ＢＷ／Ｒ_ＡＢ＝２５６×ｋの整数値となるため、ワイパーＷの位置（ステップ数）の指示値が１３９Ｓｔｅｐｓとなる。

従来の電源回路について、上記（３）式を用いて、出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴを逆算すると、出力電圧の中心値Ｖ_{ＯＵＴＴＹＰ}は、１２．４１Ｖとなり、出力電圧の最大値Ｖ_{ＯＵＴＭＡＸ}は、１３．１６Ｖ（バラツキは＋６．１％）となり、出力電圧の最小値Ｖ_{ＯＵＴＭＩＮ}は、１１．７７Ｖ（バラツキは−５．１％）となった。この結果から、従来の電源回路は、出力電圧の要求仕様２を満たしていないため、別途バラツキを吸収するための処理が必要となることが分かる。

一方、本実施形態に係る電源回路について、上記（８）式を用いて、出力電圧の電圧値Ｖ_ＯＵＴを逆算すると、出力電圧の中心値Ｖ_{ＯＵＴＴＹＰ}は、１２．４２Ｖとなり、出力電圧の最大値Ｖ_{ＯＵＴＭＡＸ}は、１２．５６Ｖ（バラツキは＋１．３％）となり、出力電圧の最小値Ｖ_{ＯＵＴＭＩＮ}は、１２．２８Ｖ（バラツキは−１．０％）となった。この結果から、本実施形態に係る電源回路は、出力電圧の要求仕様２を満たしているため、バラツキを吸収するための処理は不要となることが分かる。

以上、本発明に係る基準電圧出力回路および電源装置の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

例えば、デジタルポテンショメータ１９のワイパー制御部２１は、外部から入力された指令信号に応じてワイパーＷの接続位置を電子制御できるのであれば、適宜構成を変更することができる。

また、上記実施形態では、本発明に係る電源装置を、電気自動車等の電動車に適用する場合について説明したが、当然ながら電動車以外にも適用することができる。

さらに、上記実施形態では、本発明に係る基準電圧出力回路を、ＤＣ／ＤＣコンバータに適用する場合について説明したが、出力電圧を帰還させた帰還電圧の電圧値が基準電圧の電圧値に一致するようにフィードバック制御を行う電源回路と、帰還電圧を生成して電源回路に出力する帰還電圧出力回路と、を備えた電源装置であれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ以外にも適用することができる。

Ｃ１ ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
Ｃ２ スイッチング制御回路
Ｃ３ 帰還電圧出力回路
Ｃ４ 基準電圧出力回路
１ 高電圧バッテリー
２〜５ スイッチング素子
６ トランス
７、８ ダイオード
９ チョークコイル
１０ 平滑コンデンサ
１１ 補機バッテリー
１２ エラーアンプ
１３ ＰＷＭ信号生成部
１４ 駆動部
１５、１６ 抵抗
１７ シャントレギュレータ
１８ 抵抗
１９ デジタルポテンショメータ
２０ 抵抗アレイ
２１ ワイパー制御部
２２ マイコン

Claims (3)

1. 出力電圧を帰還させた帰還電圧の電圧値が基準電圧の電圧値に一致するようにフィードバック制御を行う電源回路に対して、直流電圧源の直流電圧から生成した前記基準電圧を出力する基準電圧出力回路であって、
   カソード端子が前記基準電圧を出力する出力端に接続されたシャントレギュレータと、
   複数のタップを有する抵抗アレイ、前記複数のタップのいずれかに接続されるワイパー、および外部から入力された指令信号に応じて前記ワイパーの接続位置を制御するワイパー制御部を有するデジタルポテンショメータと、
   を備え、
   前記シャントレギュレータは、前記カソード端子が前記抵抗アレイの一端に接続され、アノード端子が前記抵抗アレイの他端に接続され、かつリファレンス端子が前記ワイパーを通じて前記複数のタップのいずれかに接続されている
   ことを特徴とする基準電圧出力回路。
2. 出力電圧を帰還させた帰還電圧の電圧値が基準電圧の電圧値に一致するようにフィードバック制御を行う電源回路と、前記帰還電圧を生成して前記電源回路に出力する帰還電圧出力回路と、前記基準電圧を生成して前記電源回路に出力する基準電圧出力回路と、を備えた電源装置であって、
   前記帰還電圧出力回路は、一端が前記電源回路の出力端に接続され、かつ分圧点が前記電源回路の帰還電圧入力端子に接続された分圧抵抗回路からなり、
   前記基準電圧出力回路は、
   カソード端子が前記電源回路の基準電圧入力端子に接続されたシャントレギュレータと、
   複数のタップを有する抵抗アレイ、前記複数のタップのいずれかに接続されるワイパー、および外部から入力された指令信号に応じて前記ワイパーの接続位置を制御するワイパー制御部を有するデジタルポテンショメータと、
   を備え、
   前記シャントレギュレータは、前記カソード端子が前記抵抗アレイの一端に接続され、アノード端子が前記抵抗アレイの他端に接続され、かつリファレンス端子が前記ワイパーを通じて前記複数のタップのいずれかに接続されている
   ことを特徴とする電源装置。
3. 前記電源回路は、車両に搭載されたバッテリーを充電するＤＣ／ＤＣコンバータ回路および当該ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を制御する制御回路であり、
   前記デジタルポテンショメータの前記ワイパー制御部は、前記バッテリーの充電状態を監視する監視部から出力された指令信号に応じて、前記ワイパーの接続位置を制御する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。

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