JP2012052986A - 磁気抵抗センサの電源回路、磁気検出ユニット、及び位置検出ユニット - Google Patents

Abstract

【課題】少ない部品点数で、磁気抵抗センサの出力温度特性を改善する。あるいは、既製品を利用して、大幅な設計変更をせずに磁気抵抗センサの出力温度特性を改善する。あるいは、磁気抵抗センサについて多相出力がある場合に、それらの出力温度特性を一括して改善する。
【解決手段】磁気抵抗センサの電源回路１０１ａは、磁気抵抗センサに電圧を印加する電源回路であって、磁気抵抗センサに印加する電圧を磁気抵抗センサの温度に応じて可変とすることにより、磁気抵抗センサの温度補償をする温度補償回路を備える。
【選択図】図４Ａ

Description

本発明は、磁気式リニアエンコーダ又は磁気式ロータリーエンコーダなどに用いられる磁気抵抗センサの電源回路、磁気検出ユニット、及び位置検出ユニットに関する。

磁気抵抗センサ（以下、ＭＲセンサという）を有する磁気式リニアエンコーダは、例えばリニアモータの位置検出などに用いられている。一例において、そのＭＲセンサの出力温度特性は−０．２５〜０．４５％／Ｋであり、エンコーダとしての動作保証範囲が０〜６０℃であるとすると、ＭＲセンサの出力は最大２７％の幅を持つことになる。一般に使用されている逓倍器（例えば逓倍ＩＣ）の許容入力範囲は、例えばインクリメンタルタイプのエンコーダのＡ相、Ｂ相（以下、ＩＮＣ相という）で４０％程度の幅であるため、上記ＭＲセンサの出力温度特性に起因したセンサ出力の変動（以下、センサ出力の温度変動という）だけを考えれば、これを許容し得る。しかしながら、実際には、ＭＲセンサの感度、磁気スケールとＭＲセンサとの姿勢、磁気スケールの着磁強度、初段アンプ特性などに起因したセンサ出力の変動もあるため、センサ出力の温度変動が大きいと、逓倍器の許容入力範囲内に収めるため、他の変動要因に起因したセンサ出力の変動を抑えることが必要になる。そしてそのために、ＭＲセンサの選別やセンサ位置等の調整に手間や時間がかかるなどの問題が生じ得る。また、逓倍器の許容入力範囲内に収まったとしても、センサ出力の温度変動によって大半の許容幅が使われ、逓倍器の入力範囲に余裕がなくなってしまうことは、信頼性の低下につながり、好ましくない。

そこで、ＭＲセンサの出力温度特性を改善すべく、ＭＲセンサに対して、特別な温度補償回路を設けることが提案されている。

例えば特許文献１には、ＭＲセンサを構成する磁気抵抗素子の配線パターン中に感磁部と温度補償部とを設けることによって出力温度特性を改善したＭＲセンサが開示されている。

また、例えば特許文献２には、ＭＲセンサを構成する磁気抵抗素子（磁気トンネル効果素子）のごく近傍に温度補償部品（温度補償用の金属抵抗）を形成することによって出力温度特性を改善したＭＲセンサが開示されている。

特開２０００−３５７８２７号公報 特開２００１−２７４４７８号公報

上記特許文献１及び２に記載されるＭＲセンサでは、ＭＲセンサの構成中に、特別な温度補償回路を作り込む必要があるため、その温度補償回路の追加に伴う大幅な設計変更や部品点数の増加などを招くと考えられる。

本発明は、こうした実情に鑑みてなされたものであり、少ない部品点数で、磁気抵抗センサの出力温度特性を改善することを目的とする。また、既製品を利用して、大幅な設計変更をせずに磁気抵抗センサの出力温度特性を改善することを他の目的とする。また、磁気抵抗センサについて多相出力がある場合に、それらの出力温度特性を一括して改善することを他の目的とする。

本発明の第１の観点に係る磁気抵抗センサの電源回路は、磁気抵抗センサに電圧を印加する電源回路であって、前記磁気抵抗センサに印加する前記電圧を前記磁気抵抗センサの温度に応じて可変とすることにより、前記磁気抵抗センサの温度補償をする温度補償回路を備える。

前記電源回路は、外部抵抗を可変として、該外部抵抗の大きさに応じて出力電圧を設定可能とすることが好ましい。

前記温度補償回路は、サーミスタを備えていることが好ましい。

前記温度補償回路は、シャントレギュレータを備え、前記シャントレギュレータのリファレンス端子は、前記サーミスタを介して、グランドと電気的に接続されていることが好ましい。

前記シャントレギュレータのリファレンス端子と前記グランドとの間には、前記サーミスタのほか、前記サーミスタと並列に接続される第１の抵抗、及び、前記サーミスタと直列に接続される第２の抵抗が設けられていることが好ましい。

前記シャントレギュレータのカソード端子は、第３の抵抗を介して、電源と電気的に接続され、前記シャントレギュレータのリファレンス端子は、前記第３の抵抗及び第４の抵抗を介して、前記電源と電気的に接続され、前記シャントレギュレータのアノード端子は、グランドと電気的に接続され、前記第３の抵抗と前記第４の抵抗との間の電位と、前記グランドの電位との差に相当する電圧を、前記磁気抵抗センサに印加することが好ましい。

前記シャントレギュレータは、可変シャントレギュレータであることが好ましい。

本発明の第２の観点に係る磁気検出ユニットは、磁気抵抗センサと、前記磁気抵抗センサに電圧を印加する前記電源回路と、を有する。

本発明の第３の観点に係る磁気検出ユニットは、磁気抵抗センサと、前記磁気抵抗センサの出力についての信号処理回路と、を有し、前記信号処理回路には、前記磁気抵抗センサの温度補償をするサーミスタが組み込まれている。

前記信号処理回路は、増幅回路であることが好ましい。

前記増幅回路は、演算増幅器を利用した差動増幅回路であり、前記磁気抵抗センサの出力は２つの信号を含み、前記磁気抵抗センサの一の信号が入力される前記増幅回路の一の入力端子は、抵抗素子を介して、前記演算増幅器の反転入力端子と電気的に接続され、サーミスタが、該抵抗素子と並列に接続されており、前記磁気抵抗センサの他の信号が入力される前記増幅回路の他の入力端子は、前記抵抗素子とは別の抵抗素子を介して、前記演算増幅器の非反転入力端子と電気的に接続され、前記サーミスタとは別のサーミスタが、該別の抵抗素子と並列に接続されていることが好ましい。

前記増幅回路は、演算増幅器を利用した差動増幅回路であり、前記磁気抵抗センサの出力は２つの信号を含み、前記磁気抵抗センサの一の信号が入力される前記増幅回路の一の入力端子は、直列に接続された第１サーミスタ及び第１直列抵抗素子を介して、前記演算増幅器の反転入力端子と電気的に接続され、前記直列に接続された前記第１サーミスタ及び前記第１直列抵抗素子と並列に、第１並列抵抗素子が接続されており、前記磁気抵抗センサの他の信号が入力される前記増幅回路の他の入力端子は、直列に接続された第２サーミスタ及び第２直列抵抗素子を介して、前記演算増幅器の非反転入力端子と電気的に接続され、前記直列に接続された前記第２サーミスタ及び前記第２直列抵抗素子と並列に、第２並列抵抗素子が接続されていることが好ましい。

前記演算増幅器の非反転入力端子側と反転入力端子側とで、抵抗素子及びサーミスタの数及び接続態様が等しく、且つ、それら抵抗素子及びサーミスタについて、対応する素子の抵抗値が等しいことが好ましい。

本発明の第４の観点に係る位置検出ユニットは、所定の磁気パターンで磁化された磁気スケールと、前記磁気スケールの磁気を検出する前記磁気検出ユニットと、を有し、前記磁気検出ユニットは、前記磁気スケールに沿って移動しながら、前記磁気パターンに対応した位置信号を出力する。

本発明によれば、少ない部品点数で、磁気抵抗センサの出力温度特性を改善することができる。あるいは、既製品を利用して、大幅な設計変更をしなくても磁気抵抗センサの出力温度特性を改善することができる。あるいは、磁気抵抗センサについて多相出力がある場合に、それらの出力温度特性を一括して改善することができる。

本発明の実施形態１に係る位置検出ユニットを示す図である。 実施形態１の位置検出ユニットに用いられる磁気スケールの第１の例を示す図である。 実施形態１の位置検出ユニットに用いられる磁気スケールの第２の例を示す図である。 実施形態１に係る磁気検出ユニットを示す図である。 実施形態１に係る磁気抵抗センサの第１の電源回路を示す図である。 実施形態１に係る磁気抵抗センサの第２の電源回路を示す図である。 第１の電源回路及び第２の電源回路の出力電圧、並びにサーミスタの抵抗値の各々について、温度特性を示すグラフである。 第１の電源回路で温度補償されたＩＮＣ相（Ａ相、Ｂ相）のモニタ振幅電圧の温度特性を、温度補償しなかった場合の温度特性と対比して示すグラフである。 第１の電源回路で温度補償されたＺ相のモニタ振幅電圧の温度特性を、温度補償しなかった場合の温度特性と対比して示すグラフである。 第２の電源回路で温度補償されたＩＮＣ相（Ａ相、Ｂ相）のモニタ振幅電圧の温度特性を、温度補償しなかった場合の温度特性と対比して示すグラフである。 第２の電源回路で温度補償されたＺ相のモニタ振幅電圧の温度特性を、温度補償しなかった場合の温度特性と対比して示すグラフである。 実施形態１に係る磁気抵抗センサの電源回路についてのシミュレーション結果を示す図表である。 本発明の実施形態２に係る位置検出ユニットにおいて、磁気抵抗センサの出力について温度補償をする第１の増幅回路を示す図である。 第１の増幅回路で温度補償されたＩＮＣ相（Ａ相、Ｂ相）のモニタ振幅電圧の温度特性を、温度補償しなかった場合の温度特性と対比して示すグラフである。 第１の増幅回路で温度補償されたＺ相のモニタ振幅電圧の温度特性を、温度補償しなかった場合の温度特性と対比して示すグラフである。 本発明の実施形態２に係る位置検出ユニットにおいて、磁気抵抗センサの出力について温度補償をする第２の増幅回路を示す図である。 第２の増幅回路で温度補償されたＩＮＣ相（Ａ相、Ｂ相）のモニタ振幅電圧の温度特性を、温度補償しなかった場合の温度特性と対比して示すグラフである。 第２の増幅回路で温度補償されたＺ相のモニタ振幅電圧の温度特性を、温度補償しなかった場合の温度特性と対比して示すグラフである。 実施形態２に係る増幅回路についてのシミュレーション結果を示す図表である。 負帰還反転増幅回路にサーミスタを組み込んだ温度補償回路の例を示す図である。 磁気検出ユニットの外に電源回路を設けた例を示す図である。

（実施形態１）
本発明の実施形態１に係る位置検出ユニット１０００を、図１に示す。位置検出ユニット１０００は、例えばインクリメンタルタイプの磁気式リニアエンコーダである。また、被検出体４００は、例えばリニアモータの可動子であり、ドライバ３００は、例えばリニアモータのドライバである。

具体的には、位置検出ユニット１０００は、検出ヘッド１００（磁気検出ユニット）と、磁気スケール２００と、を有し、被検出体４００の位置を検出する。ここで、被検出体４００はシャフト４０１に沿って移動（往復）するため、磁気スケール２００はシャフト４０１と平行に配置される。

磁気スケール２００は、例えば図２Ａに示すように、長手方向に沿って、Ｓ極とＮ極とが交互に磁化されている。しかしこれに限られず、例えば図２Ｂに示すように、長手方向と短手方向との両方についてそれぞれ、Ｓ極とＮ極とが交互に磁化された磁気スケール２００であってもよい。

検出ヘッド１００は、被検出体４００に取り付けられ、被検出体４００と一体に移動する。検出ヘッド１００は、図３に示すように、電源回路１０１と、ＭＲセンサ（磁気抵抗センサ）１０２と、増幅回路１０３と、逓倍器１０４（例えば逓倍ＩＣ）と、を内蔵する。

電源回路１０１には、電源５００（例えば直流電源）が接続され、電源回路１０１で定電圧に調整された電圧が、ＭＲセンサ１０２に印加される。検出ヘッド１００は、磁気スケール２００に沿って移動しながら、ＭＲセンサ１０２により磁気スケール２００の磁気を検出する。そして、ＭＲセンサ１０２は、磁気スケール２００の磁気パターン（図２Ａ参照）に応じて、ｓｉｎ波信号及びｃｏｓ波信号（例えばアナログ信号）を出力する。なお、ＭＲセンサ１０２の出力は、ＩＮＣ相（Ａ相、Ｂ相）及びＺ相の多相出力（３相出力）である。ＭＲセンサ１０２は、出力ごと（各相）に磁気抵抗素子を有している。ＭＲセンサ１０２の出力は、増幅回路１０３で増幅され、さらに逓倍器１０４で逓倍された後、検出ヘッド１００から出力される。ＭＲセンサ１０２の出力が増幅されることにより検出感度が向上し、ＭＲセンサ１０２の出力が逓倍されることにより位置検出の分解能が向上する。こうして、検出ヘッド１００からは、磁気スケール２００の磁気パターンに対応した位置信号（被検出体４００の位置を示す信号）が出力される。そして、検出ヘッド１００の出力は、ドライバ３００に入力される。

図４Ａに、本発明の実施形態１に係るＭＲセンサ１０２の電源回路１０１の第１の例、すなわち電源回路１０１ａ（第１の電源回路）を示す。図４Ａに示されるように、電源回路１０１ａは、抵抗素子１１ａ〜１１ｄと、サーミスタ１２と、シャントレギュレータ１３と、を有する。電源回路１０１ａは、シャントレギュレータ１３を利用した安定化回路である。シャントレギュレータ１３は、例えば可変シャントレギュレータである。また、電源回路１０１ａには、ＭＲセンサ１０２の温度補償をするサーミスタ１２が組み込まれている。すなわち、電源回路１０１ａは、温度補償回路である。

詳しくは、サーミスタ１２は、シャントレギュレータ１３のリファレンス端子ＲとグランドＧとの間に挿入されている。これにより、シャントレギュレータ１３のリファレンス端子Ｒは、サーミスタ１２を介して、グランドＧと電気的に接続される。この例で用いられているサーミスタ１２は、ＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）サーミスタである。すなわち、サーミスタ１２は、負の温度特性（温度が上昇するほど抵抗値が減少する）を有する。サーミスタ１２の公称抵抗値は、例えば１０ｋΩ±１％であり、公称Ｂ定数は、例えば３４３５Ｋ±１％である。

さらに、シャントレギュレータ１３のリファレンス端子ＲとグランドＧとの間には、サーミスタ１２のほか、サーミスタ１２と並列に接続される抵抗素子１１ｂ（第１の抵抗）、及び、サーミスタ１２と直列に接続される抵抗素子１１ａ（第２の抵抗）が挿入されている。より詳しくは、並列に接続された抵抗素子１１ｂ及びサーミスタ１２が、それらよりもグランドＧ側に配置された抵抗素子１１ａと直列に接続されている。すなわち、シャントレギュレータ１３のリファレンス端子Ｒは、抵抗素子１１ａ、１１ｂ及びサーミスタ１２を介して、グランドＧと電気的に接続されている。そして、シャントレギュレータ１３のカソード端子Ｃは、抵抗素子１１ｄ（第３の抵抗）を介して、電源５００と電気的に接続され、シャントレギュレータ１３のリファレンス端子Ｒは、抵抗素子１１ｃ（第４の抵抗）及び抵抗素子１１ｄ（第３の抵抗）を介して、電源５００と電気的に接続され、シャントレギュレータ１３のアノード端子Ａは、グランドＧと電気的に接続されている。また、電源回路１０１ａの出力端子Ｔ１１はグランドＧと電気的に接続され、電源回路１０１ａの出力端子Ｔ１２は、抵抗素子１１ｄ（第３の抵抗）と抵抗素子１１ｃ（第４の抵抗）との間の配線（接続点Ｐ０）と電気的に接続される。本実施形態では、電源回路１０１ａの出力端子Ｔ１１、Ｔ１２がＭＲセンサ１０２（図３）の電極と電気的に接続される。このため、ＭＲセンサ１０２には、抵抗素子１１ｄと抵抗素子１１ｃとの間の電位と、グランドＧの電位との差に相当する電圧が印加されることになる。

ここで、電源回路１０１ａの出力電圧は、外部抵抗の大きさ（例えば抵抗素子１１ｄの抵抗値）に応じて変わる。すなわち、電源回路１０１ａは、外部抵抗の大きさに応じて出力電圧を設定可能とする。このため、抵抗素子１１ｄとして可変抵抗を用いて、又は抵抗素子１１ｄを交換可能にするなどして、外部抵抗の大きさを可変とすることが好ましい。こうすることで、電源回路１０１ａの出力電圧を所望の大きさに設定し易くなる。

電源回路１０１ａでは、上記構成より、出力電圧（出力端子Ｔ１１、Ｔ１２間の電圧）が、Ｒ−Ｃ間（リファレンス・カソード間）の抵抗（以下、抵抗Ｒ１という）と、Ｒ−Ａ間（リファレンス・アノード間）の抵抗（以下、抵抗Ｒ２という）とで分圧される。そして、シャントレギュレータ１３のリファレンス端子Ｒの電位が所定の基準電圧となるように、Ｃ−Ａ間（カソード・アノード間）に電流が流れる。これにより、電源５００の電圧が不安定になっても、電源回路１０１ａからは安定した電圧（定電圧）が出力される。シャントレギュレータ１３は、可変シャントレギュレータであるため、所定の範囲で出力電圧を変更することができる。これにより、検出感度等の調整が容易になる。ただし、シャントレギュレータ１３が可変シャントレギュレータであることは必須ではない。

電源回路１０１ａにおいて、Ｒ−Ｃ間の抵抗Ｒ１は、抵抗素子１１ｃの抵抗値に等しい。また、Ｒ−Ａ間の抵抗Ｒ２は、抵抗素子１１ａ、１１ｂ及びサーミスタ１２による抵抗に相当する。すなわち、抵抗素子１１ａ、１１ｂ、及びサーミスタ１２の抵抗値が、それぞれＲ２１、Ｒ２２、Ｒ２３であるとすると、電源回路１０１ａでは、並列に接続された抵抗素子１１ｂ及びサーミスタ１２と抵抗素子１１ａとが直列に接続されているため、抵抗Ｒ２は、Ｒ２２×Ｒ２３／（Ｒ２２＋Ｒ２３）＋Ｒ２１となる。ここで、サーミスタ１２の抵抗値（Ｒ２３）は、ＭＲセンサ１０２の温度（厳密には、ＭＲセンサ１０２の置かれる雰囲気温度）に応じて可変であるため、抵抗Ｒ２も、ＭＲセンサ１０２の温度に応じて可変となる。これにより、電源回路１０１ａの出力電圧（出力端子Ｔ１１、Ｔ１２間の電圧）も、ＭＲセンサ１０２の温度に応じて可変となる。すなわち、電源回路１０１ａの出力電圧は、サーミスタ１２によって温度補償される。

図４Ｂに、本発明の実施形態１に係るＭＲセンサ１０２の電源回路１０１の第２の例、すなわち電源回路１０１ｂ（第２の電源回路）を示す。なお、電源回路１０１ｂの構成は、基本的な部分については電源回路１０１ａの構成と同じであるため、上記図４Ａに示した要素と同一の要素には各々同一の符号を付し、既に説明した共通の部分、すなわち説明が重複する部分については、便宜上、その説明を割愛することとする。

電源回路１０１ｂには、ＭＲセンサ１０２の温度補償をするサーミスタ１２が組み込まれている。すなわち、電源回路１０１ｂは、温度補償回路である。詳しくは、図４Ｂに示されるように、電源回路１０１ｂでは、直列に接続された抵抗素子１１ａ（第２の抵抗）及びサーミスタ１２が、抵抗素子１１ｂ（第１の抵抗）と並列に接続されている。すなわち、抵抗素子１１ａ、１１ｂ、及びサーミスタ１２の抵抗値が、それぞれＲ２１、Ｒ２２、Ｒ２３であるとすると、Ｒ−Ａ間の抵抗Ｒ２は、Ｒ２２×（Ｒ２１＋Ｒ２３）／（Ｒ２１＋Ｒ２２＋Ｒ２３）となる。この場合も、電源回路１０１ａ（図４Ａ）と同様、サーミスタ１２の作用によって抵抗Ｒ２がＭＲセンサ１０２の温度に応じて可変となるため、電源回路１０１ｂの出力電圧は温度補償される。

電源回路１０１ｂも、外部抵抗の大きさ（例えば抵抗素子１１ｄの抵抗値）に応じて出力電圧を設定可能とする。このため、抵抗素子１１ｄとして可変抵抗を用いて、又は抵抗素子１１ｄを交換可能にすることで、電源回路１０１ｂの出力電圧を所望の大きさに設定し易くなる。

本実施形態では、シャントレギュレータ１３を利用したドロッパ型レギュレータ電源回路（電源回路１０１ａ、１０１ｂ）を例示しているが、これに限定されない。例えば電源回路１０１ａ、１０１ｂに代えて、ＤＣ−ＤＣコンバータ又はスイッチングレギュレータを利用した電源回路を用いてもよい。

本実施形態では、電源回路１０１（図３）によって、ＭＲセンサ１０２への供給電力（特に電圧）がＭＲセンサ１０２の温度に応じて可変とされる。これにより、ＭＲセンサ１０２の温度補償がなされ、ＭＲセンサ１０２の出力温度特性が改善されると考えられる。以下、発明者によるシミュレーションの結果を参照しながら、このことについて、さらに説明する。

図５は、電源回路１０１ａ、１０１ｂの出力電圧及びサーミスタ１２の抵抗値の各々について、温度特性を示すグラフである。図５中、線Ｌ１１は電源回路１０１ａの出力電圧（詳しくは中心電圧Ｖ_ｃｅｎ）を示し、線Ｌ１２は電源回路１０１ｂの出力電圧（詳しくは中心電圧Ｖ_ｃｅｎ）を示し、線Ｌ１３は、電源回路１０１ａ、１０１ｂで用いられたサーミスタ１２の抵抗値を示す。

サーミスタ１２の抵抗値は、図５中に線Ｌ１３で示されるような曲線になり、温度が上昇するほど減少した。こうしたサーミスタ１２の抵抗値の変化により、電源回路１０１ａ、１０１ｂの出力電圧は温度補償されると考えられる。具体的には、図５において、電源回路１０１ａ、１０１ｂの出力電圧（線Ｌ１１、Ｌ１２）を見てみると、一般的に要求されることの多い動作保証範囲０〜６０℃においては、電源回路１０１ａ及び１０１ｂのいずれによっても、直線的な温度特性を有する出力電圧が得られた。詳しくは、出力電圧は温度に略比例し、比例定数は正の値となった。特に、電源回路１０１ｂの出力電圧（線Ｌ１２）は、より直線的な温度特性を有していた。なお、温度０〜６０℃の範囲における電源回路１０１ａの出力電圧（線Ｌ１１）の範囲は、３．５０２〜４．２６０Ｖであった。また、温度０〜６０℃の範囲における電源回路１０１ｂの出力電圧（線Ｌ１２）の範囲は、３．３９３〜４．２４２Ｖであった。

図６、図７にそれぞれ、電源回路１０１ａによって温度補償した検出ヘッド１００（図３）の出力温度特性を、温度補償しなかった場合のそれと共に示す。図６及び図７中、線Ｌ２１、Ｌ２２は、逓倍器１０４（図３）から出力されるＩＮＣ相（Ａ相、Ｂ相）、Ｚ相のモニタ振幅電圧（詳しくは中心電圧Ｖ_ｃｅｎ）を示している。また、線Ｌ１、Ｌ２は、電源回路１０１（図３）において温度補償しなかった場合の出力電圧（ＩＮＣ相、Ｚ相）を示している。グラフの横軸は、検出ヘッド１００が置かれる雰囲気温度である。

図６に示されるように、温度補償しない場合、検出ヘッド１００の出力電圧は温度に略比例し、比例定数は負の値となった。この場合、０〜６０℃の温度範囲において、出力電圧の振幅変動幅は、ＩＮＣ相（線Ｌ１）で５５１ｍＶ、Ｚ相（線Ｌ２）で４２０ｍＶであった。

一方、電源回路１０１ａ（図４Ａ）を採用した場合は、サーミスタ１２によってＭＲセンサ１０２（図３）の出力電圧、ひいては検出ヘッド１００の出力電圧（線Ｌ１、Ｌ２）について温度補償がなされ、検出ヘッド１００の出力温度特性が改善される（線Ｌ２１、Ｌ２２参照）。詳しくは、電源回路１０１ａの出力電圧の正の特性（図５中の線Ｌ１１参照）によって、検出ヘッド１００の出力電圧の負の特性（図６中の線Ｌ１、Ｌ２参照）が相殺され、出力電圧の振幅変動幅が小さくなる。発明者のシミュレーションでは、電源回路１０１ａを採用した場合、０〜６０℃の温度範囲における出力電圧の振幅変動幅は、ＩＮＣ相（図６中の線Ｌ２１）で１５３ｍＶ、Ｚ相（図７中の線Ｌ２２）で１１７ｍＶとなった。図６及び図７に示されるように、０〜６０℃の温度範囲において、ＩＮＣ相（線Ｌ２１）及びＺ相（線Ｌ２２）は、それぞれ常温に極を持つ２次式で近似される。

図８、図９にそれぞれ、電源回路１０１ｂによって温度補償した検出ヘッド１００（図３）の出力温度特性を、温度補償しなかった場合のそれと共に示す。図８及び図９中、線Ｌ３１、Ｌ３２は、逓倍器１０４（図３）から出力されるＩＮＣ相（Ａ相、Ｂ相）、Ｚ相のモニタ振幅電圧（詳しくは中心電圧Ｖ_ｃｅｎ）を示している。なお、線Ｌ１、Ｌ２、及びグラフの横軸の意味は、図６、図７と同様である。

電源回路１０１ｂを採用した場合も、電源回路１０１ａを採用した場合と同様、検出ヘッド１００の出力電圧（線Ｌ１、Ｌ２）について温度補償がなされ、検出ヘッド１００の出力温度特性が改善される（線Ｌ３１、Ｌ３２参照）。発明者のシミュレーションでは、電源回路１０１ｂを採用した場合、０〜６０℃の温度範囲における出力電圧の振幅変動幅は、ＩＮＣ相（図８中の線Ｌ３１）で１５８ｍＶ、Ｚ相（図９中の線Ｌ３２）で１２０ｍＶとなった。図８及び図９に示されるように、０〜６０℃の温度範囲において、ＩＮＣ相（線Ｌ３１）及びＺ相（線Ｌ３２）は、それぞれ温度範囲両端付近に極を持つ奇数次式で近似される。

以上のシミュレーション結果を、図１０に表としてまとめる。図１０に示されるように、本実施形態に係る検出ヘッド１００（磁気検出ユニット）では、電源回路１０１ａ（第１の電源回路）又は電源回路１０１ｂ（第２の電源回路）を構成するサーミスタ１２（図４Ａ、図４Ｂ）によってＭＲセンサ１０２の温度補償がなされ、温度補償しなかった場合の磁気検出ユニットよりも、ＭＲセンサ１０２の出力温度特性、ひいては検出ヘッド１００の出力温度特性が改善される。詳しくは、温度補償した場合の出力振幅変動幅と温度補償しなかった場合の出力振幅変動幅とを比較すると、電源回路１０１ａ、１０１ｂによって新たに確保されるＩＮＣ相の電圧余裕幅は４００ｍＶ程度である。これは、逓倍器１０４の許容範囲が、例えば出力側で見て２Ｖ±２０％であるとすると、全許容幅の５０％に相当する。このため、本実施形態の検出ヘッド１００によれば、ＭＲセンサ１０２の選別やセンサ位置の調整などの作業性の面、あるいは製品の品質等に関する信頼性の面で有利になる。

電源回路１０１ａを採用した場合でも、電源回路１０１ｂを採用した場合でも、常温（組立て・調整時の温度に相当）に極を有する出力温度特性（図６及び図７中の線Ｌ２１及びＬ２２、並びに図８及び図９中の線Ｌ３１及びＬ３２参照）が得られる。このような出力温度特性では、常温で出力の変動が小さくなるため、検出ヘッド１００（磁気検出ユニット）の調整や確認を行い易くなると考えられる。

本実施形態に係る検出ヘッド１００（磁気検出ユニット）では、電源回路１０１の構成を変更して、ＭＲセンサ１０２の温度補償をしている。このため、ＭＲセンサ１０２の構成、又は信号処理回路（増幅回路１０３や逓倍器１０４等）の構成を変更する必要がない。このため、少ない部品点数で、ＭＲセンサ１０２の出力温度特性を改善することができる。また、既製品を利用することができるため、大幅な設計変更をする必要がなく、コスト面でも有利である。

また、本実施形態では、電力供給側の電源回路１０１でＭＲセンサ１０２の温度補償をしているため、ＭＲセンサ１０２の多相出力、すなわちＩＮＣ相（Ａ相、Ｂ相）及びＺ相の出力温度特性を一括して温度補償することができる。このため、各相個別に温度補償する場合に比べて、少ない部品点数で、ＭＲセンサ１０２の出力温度特性を改善することができる。部品点数が少ないことは、コスト面でも有利である。

（実施形態２）
本発明の実施形態２について、上記実施形態１との相違点を中心に説明する。なおここでは、上記図１等に示した要素と同一の要素には各々同一の符号を付し、既に説明した共通の部分、すなわち説明が重複する部分については、便宜上、その説明を割愛することとする。

本実施形態に係る位置検出ユニット１０００も、実施形態１と同様、図１〜図３に示すような構成を有する。ただし、本実施形態では、図１１又は図１４に示すように、ＭＲセンサ１０２の電源回路１０１ではなく、増幅回路１０３（信号処理回路）に、ＭＲセンサ１０２の温度補償をするサーミスタ３２ａ、３２ｂを組み込んでいる。なお、増幅回路１０３は、出力ごと、すなわちＩＮＣ相（Ａ相、Ｂ相）及びＺ相の各々について個別に、図１１又は図１４に示すような増幅回路を有している。

図１１に、本発明の実施形態２に係るＭＲセンサ１０２の増幅回路１０３の第１の例、すなわち増幅回路１０３ａ（第１の増幅回路）を示す。図１１に示されるように、増幅回路１０３ａは、抵抗素子３１ａ〜３１ｆと、サーミスタ３２ａ、３２ｂと、演算増幅器３３と、を有する。増幅回路１０３ａは、演算増幅器３３を利用した差動増幅回路である。ただし、増幅回路１０３ａには、ＭＲセンサ１０２（図３）の温度補償をするサーミスタ３２ａ、３２ｂが組み込まれている。

詳しくは、ＭＲセンサ１０２（図３）の出力は、例えば２つの信号からなる。これら２つの信号は、例えば対称な信号であり、２つの信号のうち、一の信号（センサ出力）は、増幅回路１０３ａの入力端子Ｔ３１に入力される。増幅回路１０３ａにおいて、入力端子Ｔ３１は、直列に接続された抵抗素子３１ａ及び３１ｃ（入力端子Ｔ３１側から、抵抗素子３１ａ、３１ｃの順）を介して、演算増幅器３３の非反転入力端子Ｐ１と電気的に接続されている。また、ＭＲセンサ１０２の他の信号（センサ出力）が入力される増幅回路１０３ａの入力端子Ｔ３２は、直列に接続された抵抗素子３１ｂ及び３１ｄ（入力端子Ｔ３２側から、抵抗素子３１ｂ、３１ｄの順）を介して、演算増幅器３３の反転入力端子Ｐ２と電気的に接続されている。サーミスタ３２ａは、抵抗素子３１ａと並列に接続され、サーミスタ３２ｂは、抵抗素子３１ｂと並列に接続されている。この例で用いられているサーミスタ３２ａ、３２ｂは、ＮＴＣサーミスタである。サーミスタ３２ａ、３２ｂの公称抵抗値は、例えば１０ｋΩ±１％であり、公称Ｂ定数は、例えば３４３５Ｋ±１％である。

さらに、グランドＧは、抵抗素子３１ｅを介して、演算増幅器３３の非反転入力端子Ｐ１と抵抗素子３１ｃとの間の接続点Ｐ４と電気的に接続されている。すなわち、演算増幅器３３の非反転入力端子Ｐ１は、抵抗素子３１ｅを介して、グランドＧと電気的に接続される。また、演算増幅器３３の反転入力端子Ｐ２は、抵抗素子３１ｄと抵抗素子３１ｆとの間の配線（接続点Ｐ５）と電気的に接続されている。そして、演算増幅器３３の出力端子Ｐ３は、抵抗素子３１ｆ及び接続点Ｐ５を介して、演算増幅器３３の反転入力端子Ｐ２と電気的に接続されている。本実施形態では、増幅回路１０３ａの出力のうち、増幅回路１０３ａの出力端子Ｔ３０に出力される電圧は、逓倍器１０４（図３）に入力される。しかし、その一方で、出力の一部は、抵抗素子３１ｆを介して、逆位相で反転入力端子Ｐ２に帰還（負帰還）される。これにより、増幅回路１０３ａの入力（入力端子Ｔ３１、Ｔ３２間の電圧）が増幅されて出力端子Ｔ３０へ出力されることになる。

増幅回路１０３ａでは、演算増幅器３３の非反転入力端子Ｐ１側と反転入力端子Ｐ２側とで、抵抗素子及びサーミスタの数が同一であり、その接続態様も同様である。さらに、本実施形態では、抵抗素子３１ａと抵抗素子３１ｂ、抵抗素子３１ｃと抵抗素子３１ｄ、抵抗素子３１ｅと抵抗素子３１ｆ、さらにはサーミスタ３２ａとサーミスタ３２ｂについて、それぞれ互いに同一仕様の抵抗素子又はサーミスタを採用することとする。このため、非反転入力端子Ｐ１側の抵抗素子３１ａ、３１ｃ、３１ｅ及びサーミスタ３２ａは、反転入力端子Ｐ２側の対応する素子、すなわち抵抗素子３１ｂ、３１ｄ、３１ｆ及びサーミスタ３２ｂと、それぞれ同一の抵抗値及び温度特性を有する。このように、増幅回路１０３ａは、非反転入力端子Ｐ１側と反転入力端子Ｐ２側とに関して、対称性の高い構成を有する。対称性の高い構成は、増幅回路１０３ａの出力電圧（出力端子Ｔ３０の電圧）の温度変動などを抑える上で有利である。

増幅回路１０３ａでは、ＭＲセンサ１０２の出力電圧（入力端子Ｔ３１、Ｔ３２間の電圧）が、入力端子Ｔ３１と接続点Ｐ４との間の抵抗（以下、抵抗Ｒ３という）と、グランドＧと接続点Ｐ４との間の抵抗（以下、抵抗Ｒ４という）と、入力端子Ｔ３２と接続点Ｐ５との間の抵抗（以下、抵抗Ｒ５という）と、出力端子Ｐ３と接続点Ｐ５との間の抵抗（以下、抵抗Ｒ６という）との、各値に応じて増幅される。

より詳しくは、抵抗Ｒ３は、抵抗素子３１ａ、３１ｃ及びサーミスタ３２ａによる抵抗に相当する。抵抗Ｒ４は、抵抗素子３１ｅの抵抗値に等しい。また、抵抗Ｒ５は、抵抗素子３１ｂ、３１ｄ及びサーミスタ３２ｂによる抵抗に相当する。抵抗Ｒ６は、抵抗素子３１ｆの抵抗値に等しい。本実施形態では、上述の対称構成により、抵抗素子３１ａ、３１ｃ及びサーミスタ３２ａの各抵抗値が、抵抗素子３１ｂ、３１ｄ及びサーミスタ３２ｂの各抵抗値と等しい。また、抵抗素子３１ｅの抵抗値は、抵抗素子３１ｆの抵抗値と等しい。したがって、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ５とは等しくなり（Ｒ３＝Ｒ５）、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ６とも、等しくなる（Ｒ４＝Ｒ６）。このため、増幅回路１０３ａ（差動増幅回路）の増幅度は、Ｒ４／Ｒ３となる。ＭＲセンサ１０２の対称的な出力（２つの信号）は、互いに同一の増幅度（Ｒ４／Ｒ３）で増幅される。

また、抵抗素子３１ａ、３１ｃ、及びサーミスタ３２ａの抵抗値が、それぞれＲ３１、Ｒ３２、Ｒ３３であるとすると、増幅回路１０３ａでは、並列に接続された抵抗素子３１ａ及びサーミスタ３２ａと抵抗素子３１ｃとが直列に接続されているため、抵抗Ｒ３は、Ｒ３１×Ｒ３３／（Ｒ３１＋Ｒ３３）＋Ｒ３２となる。同様に、抵抗素子３１ｂ、３１ｄ、及びサーミスタ３２ｂの抵抗値が、それぞれＲ３４、Ｒ３５、Ｒ３６であるとすると、抵抗Ｒ５は、Ｒ３４×Ｒ３６／（Ｒ３４＋Ｒ３６）＋Ｒ３５となる。

ここで、サーミスタ３２ａ及び３２ｂの抵抗値（Ｒ３３及びＲ３６）は、温度に応じて可変であるため、抵抗Ｒ３及びＲ５も、温度に応じて可変となる。これにより、温度変動があっても、上記Ｒ３＝Ｒ５の関係及び増幅度Ｒ４／Ｒ３は維持されることになる。このように、増幅回路１０３ａの出力電圧（出力端子Ｔ３０の電圧）は、サーミスタ３２ａ及び３２ｂによって温度補償される。

図１２、図１３にそれぞれ、増幅回路１０３ａによって温度補償した検出ヘッド１００（図３）の出力温度特性を、温度補償しなかった場合のそれと共に示す。図１２及び図１３中、線Ｌ４１、Ｌ４２は、逓倍器１０４（図３）から出力されるＩＮＣ相（Ａ相、Ｂ相）、Ｚ相のモニタ振幅電圧（詳しくは中心電圧Ｖ_ｃｅｎ）を示している。なお、線Ｌ１、Ｌ２、及びグラフの横軸の意味は、図６、図７と同様である。

図１２及び図１３に示されるように、増幅回路１０３ａ（図１１）を採用した場合は、サーミスタ３２ａ及び３２ｂによってＭＲセンサ１０２（図３）の出力電圧、ひいては検出ヘッド１００の出力電圧（線Ｌ１、Ｌ２）について温度補償がなされ、検出ヘッド１００の出力温度特性が改善される（線Ｌ４１、Ｌ４２参照）。発明者のシミュレーションでは、増幅回路１０３ａを採用した場合、０〜６０℃の温度範囲における出力電圧の振幅変動幅は、ＩＮＣ相（図１２中の線Ｌ４１）で１５１ｍＶ、Ｚ相（図１３中の線Ｌ４２）で１６５ｍＶとなった。図１２及び図１３に示されるように、０〜６０℃の温度範囲において、ＩＮＣ相（線Ｌ４１）及びＺ相（線Ｌ４２）は、それぞれ常温に極を持つ２次式で近似される。

図１４に、本発明の実施形態２に係るＭＲセンサ１０２の増幅回路１０３の第２の例、すなわち増幅回路１０３ｂ（第２の増幅回路）を示す。なお、増幅回路１０３ｂの構成は、基本的な部分については増幅回路１０３ａの構成と同じであるため、上記図１１に示した要素と同一の要素には各々同一の符号を付し、既に説明した共通の部分、すなわち説明が重複する部分については、便宜上、その説明を割愛することとする。

図１４に示されるように、増幅回路１０３ｂも、増幅回路１０３ａと同様、演算増幅器３３を利用した差動増幅回路であり、演算増幅器３３の非反転入力端子Ｐ１側と反転入力端子Ｐ２側とに関して、対称性の高い構成を有する。詳しくは、演算増幅器３３の非反転入力端子Ｐ１側と反転入力端子Ｐ２側とで、抵抗素子及びサーミスタの数及び接続態様が等しく、且つ、それら抵抗素子及びサーミスタについて、対応する素子（抵抗素子３１ａと抵抗素子３１ｂなど）の温度特性及び抵抗値が同一である。したがって、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ５とは等しくなり（Ｒ３＝Ｒ５）、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ６とも、等しくなる（Ｒ４＝Ｒ６）。このため、増幅回路１０３ｂ（差動増幅回路）の増幅度は、Ｒ４／Ｒ３となる。ＭＲセンサ１０２の対称的な出力（２つの信号）は、互いに同一の増幅度（Ｒ４／Ｒ３）で増幅される。

ただし、増幅回路１０３ｂでは、ＭＲセンサ１０２の一の信号（センサ出力）が入力される増幅回路１０３ｂの入力端子Ｔ３１と演算増幅器３３の非反転入力端子Ｐ１との間に、直列に接続された抵抗素子３１ｃ（第２直列抵抗素子）及びサーミスタ３２ａ（第２サーミスタ）が、入力端子Ｔ３１側からサーミスタ３２ａ、抵抗素子３１ｃの順で、設けられている。また、ＭＲセンサ１０２の他の信号（センサ出力）が入力される増幅回路１０３ｂの入力端子Ｔ３２と演算増幅器３３の反転入力端子Ｐ２との間には、直列に接続された抵抗素子３１ｄ（第１直列抵抗素子）及びサーミスタ３２ｂ（第１サーミスタ）が、入力端子Ｔ３２側からサーミスタ３２ｂ、抵抗素子３１ｄの順で、設けられている。さらに、抵抗素子３１ａ（第２並列抵抗素子）が、抵抗素子３１ｃ及びサーミスタ３２ａと並列に接続され、抵抗素子３１ｂ（第１並列抵抗素子）が、抵抗素子３１ｄ及びサーミスタ３２ｂと並列に接続されている。

増幅回路１０３ｂでは、直列に接続された抵抗素子３１ｃ及びサーミスタ３２ａと抵抗素子３１ａとが並列に接続されているため、抵抗素子３１ａ、３１ｃ、及びサーミスタ３２ａの抵抗値が、それぞれＲ３１、Ｒ３２、Ｒ３３であるとすると、抵抗Ｒ３は、Ｒ３１×（Ｒ３２＋Ｒ３３）／（Ｒ３１＋Ｒ３２＋Ｒ３３）となる。同様に、抵抗素子３１ｂ、３１ｄ、及びサーミスタ３２ｂの抵抗値が、それぞれＲ３４、Ｒ３５、Ｒ３６であるとすると、抵抗Ｒ５は、Ｒ３４×（Ｒ３５＋Ｒ３６）／（Ｒ３４＋Ｒ３５＋Ｒ３６）となる。

ここで、サーミスタ３２ａ及び３２ｂの抵抗値（Ｒ３３及びＲ３６）は、温度に応じて可変であるため、抵抗Ｒ３及びＲ５も、温度に応じて可変となる。これにより、温度変動があっても、上記Ｒ３＝Ｒ５の関係及び増幅度Ｒ４／Ｒ３は維持されることになる。このように、増幅回路１０３ｂの出力電圧（出力端子Ｔ３０の電圧）は、サーミスタ３２ａ及び３２ｂによって温度補償される。

図１５、図１６にそれぞれ、増幅回路１０３ｂによって温度補償した検出ヘッド１００（図３）の出力温度特性を、温度補償しなかった場合のそれと共に示す。図１５及び図１６中、線Ｌ５１、Ｌ５２は、逓倍器１０４（図３）から出力されるＩＮＣ相（Ａ相、Ｂ相）、Ｚ相のモニタ振幅電圧（詳しくは中心電圧Ｖ_ｃｅｎ）を示している。なお、線Ｌ１、Ｌ２、及びグラフの横軸の意味は、図６、図７と同様である。

増幅回路１０３ｂを採用した場合も、増幅回路１０３ａを採用した場合と同様、検出ヘッド１００の出力電圧（線Ｌ１、Ｌ２）について温度補償がなされ、検出ヘッド１００の出力温度特性が改善される（線Ｌ５１、Ｌ５２参照）。発明者のシミュレーションでは、増幅回路１０３ｂを採用した場合、０〜６０℃の温度範囲における出力電圧の振幅変動幅は、ＩＮＣ相（図１５中の線Ｌ５１）で１６７ｍＶ、Ｚ相（図１６中の線Ｌ５２）で１２０ｍＶとなった。図１５及び図１６に示されるように、０〜６０℃の温度範囲において、ＩＮＣ相（線Ｌ５１）及びＺ相（線Ｌ５２）は、それぞれ温度範囲両端付近に極を持つ奇数次式で近似される。

以上のシミュレーション結果を、図１７に表としてまとめる。図１７に示されるように、本実施形態に係る検出ヘッド１００（磁気検出ユニット）では、増幅回路１０３ａ（第１の増幅回路）又は増幅回路１０３ｂ（第２の増幅回路）を構成するサーミスタ３２ｂ（図１１、図１４）によってＭＲセンサ１０２の温度補償がなされ、温度補償しなかった場合の磁気検出ユニットよりも、ＭＲセンサ１０２の出力温度特性、ひいては検出ヘッド１００の出力温度特性が改善されている。このため、実施形態１と同様、ＭＲセンサ１０２の選別やセンサ位置の調整などの作業性の面や、製品の品質等に関する信頼性の面で有利になる。また、常温で出力の変動が小さくなるため、検出ヘッド１００（磁気検出ユニット）の調整や確認を行い易くなると考えられる。

本実施形態に係る検出ヘッド１００（磁気検出ユニット）では、信号処理回路（増幅回路１０３）の構成を変更して、ＭＲセンサ１０２の温度補償をしている。このため、ＭＲセンサ１０２等の構成を変更する必要がない。このため、少ない部品点数で、ＭＲセンサ１０２の出力温度特性を改善することができる。また、既製品を利用することができるため、大幅な設計変更をする必要がなく、コスト面でも有利である。ただし、こうした効果については、電源側で温度補償を行う実施形態１の検出ヘッド１００の方がより有利であると考えられる。

（他の実施形態）
上記実施形態２では、対称性の高い構成を有する増幅回路１０３ａ、１０３ｂについて説明したが、抵抗素子及びサーミスタの数、対応する素子の温度特性もしくは抵抗値、又はその接続態様などは、演算増幅器３３の非反転入力端子Ｐ１側と反転入力端子Ｐ２側とで異なっていてもよい。ただし、温度補償の精度を高める上では、上記対称性の高い構成が好ましい。

上記実施形態２では、差動増幅回路である増幅回路１０３ａ、１０３ｂについて説明したが、これに限られない。例えばＭＲセンサ１０２（図３）の出力が、グランド電位との電位差（電圧）に相当する１つの信号からなる場合には、例えば図１８に示すように、負帰還反転増幅回路に、サーミスタ３２ｂを組み込んでＭＲセンサ１０２の温度補償を行ってもよい。

上記実施形態２では、ＭＲセンサ１０２の出力についての信号処理回路である増幅回路１０３に、サーミスタ３２ａ、３２ｂを組み込むことによって、ＭＲセンサ１０２の温度補償を行った。しかしこれに限られず、増幅回路１０３以外の信号処理回路（例えば逓倍器１０４等）にサーミスタを組み込むことによって、ＭＲセンサ１０２の温度補償を行ってもよい。ただし、再現性や信頼性等を含めた性能を考慮した場合、増幅回路１０３で温度補償を行うことが特に好ましい。

上記各実施形態では、電源回路１０１を検出ヘッド１００（磁気検出ユニット）に内蔵させたが、図１９に示すように、外付けにしてもよい。こうした構成であれば、検出ヘッド１００内の部品（ＭＲセンサ１０２等）及び電源回路１０１のいずれか一方のみが故障した場合などに、個別の交換で対応することが可能になる。また、故障した場合以外でも、電源回路１０１は交換せずに、検出ヘッド１００だけを、例えば他のタイプの検出ヘッドに交換することなどが可能になる。

上記各実施形態では、サーミスタ１２、３２ａ、３２ｂとして、ＮＴＣサーミスタを採用したが、これに限られない。例えば温度補償回路の構成によっては、正の温度特性を持つＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタを用いて、温度補償を行ってもよい。

上記各実施形態では、位置検出ユニット１０００として、インクリメンタルタイプの磁気式リニアエンコーダを採用したが、これに限られない。位置検出ユニット１０００としては、例えばアブソリュートタイプのエンコーダも採用することができる。また、位置検出ユニット１０００としてロータリーエンコーダを採用して、任意の回転体の回転位置を検出するようにしてもよい。

また、位置検出ユニット１０００内に、又は外付けで、アナログ信号をデジタル信号に変換する回路を設けてもよい。

その他の点についても、検出ヘッド１００等の構成（構成要素、寸法、材質、形状、又は配置等）は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において任意に変更又は割愛することができる。

また、位置検出ユニット１０００や検出ヘッド１００の用途は、リニアモータの位置検出に限られず任意である。例えば位置検出とは別の目的で、検出ヘッド１００を磁気の検出に用いてもよい。

上記実施形態１、２や変形例等は、組み合わせることができる。例えば電源回路１０１（図３）に、先の図４Ａ又は図４Ｂに示した回路構成を採用し、且つ、増幅回路１０３（図３）に、先の図１１又は図１４に示した回路構成を採用してもよい。

以上、本発明の実施形態について説明したが、設計上の都合やその他の要因によって必要となる様々な修正や組み合わせは、「請求項」に記載されている発明や「発明を実施するための形態」に記載されている具体例に対応する発明の範囲に含まれると理解されるべきである。

本発明に係る磁気抵抗センサの電源回路、磁気検出ユニット、及び位置検出ユニットは、モータの位置検出などに適している。

１１ａ 抵抗素子（第２の抵抗）
１１ｂ 抵抗素子（第１の抵抗）
１１ｃ 抵抗素子（第４の抵抗）
１１ｄ 抵抗素子（第３の抵抗）
１２ サーミスタ
１３ シャントレギュレータ
３１ａ 抵抗素子（第２並列抵抗素子）
３１ｂ 抵抗素子（第１並列抵抗素子）
３１ｃ 抵抗素子（第２直列抵抗素子）
３１ｄ 抵抗素子（第１直列抵抗素子）
３１ｅ 抵抗素子
３１ｆ 抵抗素子
３２ａ サーミスタ（第１サーミスタ）
３２ｂ サーミスタ（第２サーミスタ）
３３ 演算増幅器
１００ 検出ヘッド
１０１ 電源回路
１０１ａ 電源回路（第１の電源回路）
１０１ｂ 電源回路（第２の電源回路）
１０２ ＭＲセンサ（磁気抵抗センサ）
１０３ 増幅回路
１０３ａ 増幅回路（第１の増幅回路）
１０３ｂ 増幅回路（第２の増幅回路）
１０４ 逓倍器
２００ 磁気スケール
３００ ドライバ
４００ 被検出体
４０１ シャフト
５００ 電源
１０００ 位置検出ユニット
Ａ アノード端子
Ｃ カソード端子
Ｇ グランド
Ｐ１ 非反転入力端子
Ｐ２ 反転入力端子
Ｐ３ 出力端子
Ｒ リファレンス端子
Ｔ１１、Ｔ１２ 出力端子
Ｔ３０ 出力端子
Ｔ３１、Ｔ３２ 入力端子

Claims (14)

1. 磁気抵抗センサに電圧を印加する電源回路であって、
   前記磁気抵抗センサに印加する前記電圧を前記磁気抵抗センサの温度に応じて可変とすることにより、前記磁気抵抗センサの温度補償をする温度補償回路を備える、
   ことを特徴とする磁気抵抗センサの電源回路。
2. 前記電源回路は、外部抵抗を可変として、該外部抵抗の大きさに応じて出力電圧を設定可能とする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の磁気抵抗センサの電源回路。
3. 前記温度補償回路は、サーミスタを備える、
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の磁気抵抗センサの電源回路。
4. 前記温度補償回路は、シャントレギュレータを備え、
   前記シャントレギュレータのリファレンス端子は、前記サーミスタを介して、グランドと電気的に接続されている、
   ことを特徴とする請求項３に記載の磁気抵抗センサの電源回路。
5. 前記シャントレギュレータのリファレンス端子と前記グランドとの間には、前記サーミスタのほか、前記サーミスタと並列に接続される第１の抵抗、及び、前記サーミスタと直列に接続される第２の抵抗が設けられている、
   ことを特徴とする請求項４に記載の磁気抵抗センサの電源回路。
6. 前記シャントレギュレータのカソード端子は、第３の抵抗を介して、電源と電気的に接続され、
   前記シャントレギュレータのリファレンス端子は、前記第３の抵抗及び第４の抵抗を介して、前記電源と電気的に接続され、
   前記シャントレギュレータのアノード端子は、グランドと電気的に接続され、
   前記第３の抵抗と前記第４の抵抗との間の電位と、前記グランドの電位との差に相当する電圧を、前記磁気抵抗センサに印加する、
   ことを特徴とする請求項５に記載の磁気抵抗センサの電源回路。
7. 前記シャントレギュレータは、可変シャントレギュレータである、
   ことを特徴とする請求項４乃至６のいずれか一項に記載の磁気抵抗センサの電源回路。
8. 磁気抵抗センサと、
   前記磁気抵抗センサに電圧を印加する請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電源回路と、
   を有する、
   ことを特徴とする磁気検出ユニット。
9. 磁気抵抗センサと、
   前記磁気抵抗センサの出力についての信号処理回路と、
   を有し、
   前記信号処理回路には、前記磁気抵抗センサの温度補償をするサーミスタが組み込まれている、
   ことを特徴とする磁気検出ユニット。
10. 前記信号処理回路は、増幅回路である、
    ことを特徴とする請求項９に記載の磁気検出ユニット。
11. 前記増幅回路は、演算増幅器を利用した差動増幅回路であり、
    前記磁気抵抗センサの出力は２つの信号を含み、
    前記磁気抵抗センサの一の信号が入力される前記増幅回路の一の入力端子は、抵抗素子を介して、前記演算増幅器の反転入力端子と電気的に接続され、サーミスタが、該抵抗素子と並列に接続されており、
    前記磁気抵抗センサの他の信号が入力される前記増幅回路の他の入力端子は、前記抵抗素子とは別の抵抗素子を介して、前記演算増幅器の非反転入力端子と電気的に接続され、前記サーミスタとは別のサーミスタが、該別の抵抗素子と並列に接続されている、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の磁気検出ユニット。
12. 前記増幅回路は、演算増幅器を利用した差動増幅回路であり、
    前記磁気抵抗センサの出力は２つの信号を含み、
    前記磁気抵抗センサの一の信号が入力される前記増幅回路の一の入力端子は、直列に接続された第１サーミスタ及び第１直列抵抗素子を介して、前記演算増幅器の反転入力端子と電気的に接続され、前記直列に接続された前記第１サーミスタ及び前記第１直列抵抗素子と並列に、第１並列抵抗素子が接続されており、
    前記磁気抵抗センサの他の信号が入力される前記増幅回路の他の入力端子は、直列に接続された第２サーミスタ及び第２直列抵抗素子を介して、前記演算増幅器の非反転入力端子と電気的に接続され、前記直列に接続された前記第２サーミスタ及び前記第２直列抵抗素子と並列に、第２並列抵抗素子が接続されている、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の磁気検出ユニット。
13. 前記演算増幅器の非反転入力端子側と反転入力端子側とで、抵抗素子及びサーミスタの数及び接続態様が等しく、且つ、それら抵抗素子及びサーミスタについて、対応する素子の抵抗値が等しい、
    ことを特徴とする請求項１１又は１２に記載の磁気検出ユニット。
14. 所定の磁気パターンで磁化された磁気スケールと、
    前記磁気スケールの磁気を検出する請求項８乃至１３のいずれか一項に記載の磁気検出ユニットと、
    を有し、
    前記磁気検出ユニットは、前記磁気スケールに沿って移動しながら、前記磁気パターンに対応した位置信号を出力する、
    ことを特徴とする位置検出ユニット。

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