CN1538608A - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明的电源装置可小尺寸，低价格，改善功率因数，可减少开关损失。具有：整流电路(5)；由第四线圈(7d)、二极管(21)、和平滑电容器(6)构成的串联电路；由二极管(22)、第一线圈(7a)和第一开关元件(24)构成的串联电路；由二极管(23)、第三线圈(7c)和第二开关元件(25)构成的串联电路；第二线圈(7b)；输出误差放大信号的误差放大器(20)；和利用根据误差放大信号和交流输入电压的全波整流波形的积的反向放大波形生成的第一调制波，PWM控制开关元件(24)；利用根据误差放大信号和交流输入电压的全波整流波形生成的第二调谐波，PWM控制开关元件(25)，交互地接通和断开两个开关元件的控制电路(30)。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及将所希望的直流电压供给负荷的开关电源装置，更详细地说，涉及改善输入功率因数的开关电源装置。

背景技术

图5表示第一种现有的技术，是使用扼流圈输入式平滑电路来改善功率因数的开关电源装置的一般结构(例如，参见特许文献1)。

在图5中，1表示交流电源，2表示由电抗器3和电容器4组成的噪声过滤器，5表示桥式整流电路，6为平滑电容器，7为变压器，7a为变压器7的一次侧的第一线圈，7b为变压器二次侧的第二线圈，8为第一开关元件，9为二极管，10为平滑电容器，11为负荷，12为接通断开控制开关元件8的控制电路，13a、13b为电压检测用的电阻，17为扼流线圈。

在上述结构中，由交流电源1供给的交流电压，通过噪声过滤器2，被桥式整流电路5全波整流。从桥式整流电路5输出的全波整流电压，被由扼流线圈17和平滑电容器6组成的扼流圈输入式平滑电路进行平滑。

变压器7的第一线圈7a和开关元件8串联连接，它们与电容器6的两端连接。经上述平滑电路平滑的电压，通过开关元件8的通断而成为断续的。这种断续的电压，经过变压器7的第二线圈7b，被二极管9和平滑电容器10平滑。然后，作为大致一定的直流电压供给负荷11。

控制电路12使供给负荷11的直流电压保持为大致一定值，并控制开关元件8的通断。

供给负荷11的直流电压由电阻13a、13b检测，将该检测值与在控制电路12中预先确定的电压设定值等进行比较。另外，开关元件8的通断工作循环，利用脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)等方式控制，使两个电压的偏差为零。

通向平滑电容器6的充电电流，由交流电源1通过噪声过滤器2，桥式整流电路5和扼流线圈17供给。根据扼流线圈17的电感值，该充电电流的峰值被抑制，同时，通流时间延长。即：由于流过平滑电容器6的充电电流被扼流线圈17平滑，因此功率因素改善。

其次，图6表示第二种现有技术的开关电源装置的结构。它是利用被为功率因素校正(PFC：Power Factor Correction)的方法，通过使输入电流近似地变换成正弦波，使功率因素达到接近大约为1的值，而且除去输入电流的高次谐波成分(例如，参见特许文献2)。

在图6中，14为第二开关元件，15为二极管，16为电流检测电阻，18为第二控制电路，19为电感器，其他的电路结构元件用与图5相同的符号表示。

在第二控制电路18中，输入平滑电容器6的电压和由电流检测电阻16检测的电流值，根据这些输入信号，对第二开关元件14进行通断控制。

电感器19、第二开关元件14、二极管15、平滑电容器6、电流检测电阻16和第二控制电路18构成升压变换器，利用控制电路18的开关元件14的PWM控制，将输入电流波形变成正弦波状，除去高次谐波成分，同时，改善功率因数，使它成为大约接近1的值。

这里，图5和图6中的噪声过滤器2由电抗器3和电容器4构成。作为噪声过滤器的结构，还知道有图中没有示出的，使电容器与电抗器3的电源侧连接的结构等。这些结构称为正常模式噪声过滤器，具有可除去在桥式整流电路5的正负输出线中流动的正常模式的噪声电流的功能。

另外，还已知图中没有示出的，利用在同一个铁芯上，极性相同地卷绕两个线圈的同相电抗器代替电抗器3，使这两个线圈，通过电容器分别接地的结构。这种结构称为同相噪声过滤器(共态噪声过滤器)，它具有伴随着开关元件8的通断，除去在桥式整流电路5的正负输出线和接地之间流动的共态噪声电流的功能。

特许文献1：特开平9-131055号公报(图5)。

特许文献2：特开平11-196572号公报(图6)。

发明要解决的问题

将由交流电源1供给的交流全波整流得到的脉动电流加在图5所示的开关电源装置的扼流线圈17上。由于该频率为商用频率的二倍，因此，作为扼流线圈17，必需要有数(mH)以上的大的电感值。然而，由于电感值大的扼流线圈的形状大，重量也重，因此成为阻碍减小尺寸、减轻重量的原因。

另外，为了得到大的电感值，扼流线圈的圈数必需增加，这样，由线圈电阻造成的电压降增大，使平滑电容器6两端的直流中间电压减小。由于这样，流过开关元件8的有效电流增大，使开关损失增大，电源装置的效率降低。

在图6所示的开关电源装置中，可能使功率因数大致为1，但由于需要两个开关元件控制电路，电路结构复杂，价格昂贵。

另一方面，必需要将功率因素保持大约为1同时全部除去输入电流中含有的高次谐波成分的用途并不多。特别是，由于高次谐波成分中，如能将它减小至由规格等确定的值就非常有用，因此，图6的开关装置中的功能和价格浪费较多。

发明内容

因此，本发明的目的是要提供一种不需要扼流线圈等，避免装置尺寸增大和价格升高的开关电源装置。

另外，本发明的另一个目的是要提供一种在大的输入电压范围内，扩大输入电流的导通角，改善功率因数的开关电源装置。

本发明的再一个目的是要提供一种将输入电流的高次谐波成分除去至实用上较好的水平，同时，可减少开关损失，提高效率的开关电源装置。

解决问题的方法

为了达到上述目的，本发明的开关电源装置，首先具有与交流电源连接的整流电路，和与其输出侧连接的平滑电容器。另外，平滑电容器通过二极管，直接或间接地与整流电路的正负输出端子间连接。

另外，至少具有上述变压器的一次侧的线圈、二极管和第一开关元件的串联电路；和至少具有上述变压器的一次侧的线圈、二极管和第二开关元件的串联电路，相互并联连接。

另外，设有使在变压器的二次侧产生的电压整流和平滑的整流平滑装置；和输出用于使整流平滑后的直流电压达到给定值的误差放大信号的误差放大装置。

控制电路根据上述误差放大信号和从交流电源输入的电压，生成交互地接通和断开第一和第二开关元件的信号。

上述控制电路具有：将取误差放大信号和整流电路输出电压的峰值的相乘值的1/2倍而反向放大后的信号作为第一调制波输出的反向放大电路；和比较由振荡电路另外生成的第一载波和第一调制波的第一比较电路；根据该第一比较电路的输出，按PWM方式控制第一开关元件。

另外，上述控制电路具有：将误差放大信号和整流电路输出电压相乘得出的信号，作为第二调制波输出的乘法电路；和比较由振荡电路另外生成的第二载波和第二调制波的第二比较电路；根据该第二比较电路的输出，按PWM方式控制第二开关元件。作为第一载波和第二载波，例如可以采用相位相差180°的锯齿状波或三角波。

发明效果

根据本发明，通过交互地接通和断开分别与变压器一次侧的各个线圈串联连接的第一和第二开关元件，可扩大输入电流的导通角，使输入电流波形接近正弦波，可以改善功率因数或抑制高次谐波。

特别是，在变压器的一次侧设有另外的线圈，具有通过接通和断开第一和第二开关元件，使与该线圈串联连接的电容器电压升高的功能，因此可减小输入电流的峰值，使功率因数更加显著的改善。

另外，根据本发明，不需要扼流线圈或电感器，可使开关电源装置的尺寸减小，重量减轻，价格降低，同时可提供可与大范围的交流输入电压对应，损失少的开关电源装置。

附图说明

图1表示本发明的实施方式1的电路图。

图2为表示图1的控制电路的结构的图。

图3为表示实施方式1的动作的波形图。

图4为表示本发明的实施方式2的电路图。

图5为表示第一种现有技术的电路图。

图6为表示第二种现有技术的电路图。

符号说明：1交流电源，2噪声过滤器，3电抗器，4、6、10电容器，5桥式整流电路，7变压器，7a第一线圈，7b第二线圈，7c第三线圈，7d第四线圈，9、21、22、23二极管，11负荷，13a、13b分压电阻，20误差放大器，24、25开关元件，26发光元件，30控制电路，31、33乘法电路， 32峰值保持电路，34反向放大电路，35振荡电路，36、38比较电路，39受光元件，R1～R5电阻。

具体实施方式

以下，参照附图来说明本发明的实施方式。

图1为表示本发明的实施方式1的图。图中7c为变压器7的一次侧的第三线圈；7d为变压器7的一次侧的第四线圈；21、22、23分别为第一、第二、第三二极管；24、25分别为第一、第二开关元件；30为这些开关元件24、25的控制电路。其他，与图5和图6相同的构成元件，用相同的符号表示，省略其说明。

由桥式整流电路5输出的全波整流电压，通过第四线圈7d，二极管21、22供给第一线圈7a和开关元件24的串联电路。

平滑电容器6连接在二极管21、22的连接点和桥式整流电路5的负侧输出端子之间，通过使开关元件24通或断，使平滑电容器6平滑的电压断续，经过第二线圈7b供给变压器7的二次侧。

另外，上述全波整流电压通过第四线圈7d和二极管23，供给第三线圈7c和开关元件25的串联电路，通过对开关元件25进行通和断，使上述全波整流电压断续，再经过第二线圈7b，供给变压器7的二次侧。

在变压器7的二次侧，从第二线圈7b得出的电压，利用二极管9和平滑电容器10整流和平滑，作为大约一定的直流电压供给负荷11。

控制电路30控制开关元件24、25的通和断，将上述直流电压保持为所希望的一定值。

误差放大器20将上述直流电压的检测值与预先确定的电压设定值等进行比较，生成应使二者的偏差消除的误差放大后的信号。根据误差放大信号，控制电路30决定通和断的工作，利用脉冲宽度调制(PWM)方式控制开关元件24、25。

另外，26为构成光耦合器的LED等的发光元件，它可根据误差放大器20的输出信号(误差放大信号)发光，将该光输出供给控制电路30内的受光元件39(参见图2)。

这里，使用与电源电压同步的波形，来进行开关元件24、25的通断控制，而且，开关元件24、25是交互地通和断的。

以下，说明利用控制电路30的开关元件24、25的控制方法。

图2为表示控制电路30的结构的图。图3为图1和图2各个点的动作波形图。在图3中，波形e～h、j、k、Ic、Ia、Iin相当于与图1、图2符号相同的地方的波形。

在图2中，31、33为乘法电路，32为峰值保持电路，34为反向放大电路，35为振荡电路，38为第一比较电路，36为第二比较电路。

振荡电路35输出具有在一个周期T之间不输出的期间(间歇期间t)的锯齿状波，它可将相位相差180°的两个波形，作为第一载波h和第二载波g输出。

图1的桥式整流电路5的输出电压检测值输入控制电路30的节点(a)，该电压检测值，通过电阻R1、R2的串联连接点，输入乘法电路31和峰值保持值电路32中。

与上述误差放大器20的输出信号相当的发光元件26的输出光，输入控制电路30的节点(d)。该光由与电阻R5连接的光电晶体管等受光元件39接受光，变换为电气信号(与误差放大信号相当)。

另外，从控制电路30的节点(b)、(c)分别输出由比较电路36、38产生的开关元件25、24的控制信号。

上述桥式整流电路5的输出电压检测值，和由受光元件39变换的上述误差放大信号输入图2的乘法电路31中。乘法电路计算二者的积，作为第二调制波e输出(图3(A))。

比较电路36将第二调制波e与上述第二载波g比较，生成作为送入第二开关元件25中的控制信号的脉冲j(图3(B))。

开关元件25由脉冲j通和断，在变压器7的第四线圈7d和第三线圈7c中有图3(C)所示的电流Ic流过。

另外，在图2中，上述桥式整流电路5的输出电压检测值输入峰值保持电路32中，保持从桥式整流电路5输出的脉冲电压的峰值并输出。在乘法电路33中，该峰值与上述误差放大信号相乘。

由电阻R3、R4(电阻值相同)分压的乘法电路33的输出和上述乘法电路31的输出e，输入反向放大电路34中，乘法电路31的输出e被反向放大，得到如图3(D)所示的输出f。这里，由于乘法电路33的输出由于电阻R3、R4变成1/2倍，输入反向放大电路34中，因此得到具有与乘法电路31的输出e相同波高值的第一调制波f。

比较电路38将第一调制波f和从振荡电路35输出的第一载波h(图3(D))比较，生成作为通入第一开关元件24的控制信号的脉冲k(图3(E)。

开关元件24由脉冲k接通和断开，在变压器7的第四线圈7d和第一线圈7a中，流过图3(F)所示的电流Ia。

另外，从交流电源1输入的电流Iin的波形，如图3(G)所示，大致为正弦波形状。

利用这个实施方式，当开关元件24、25接通时，积蓄在第四线圈7d中的能量，在开关元件24、25断开时，通过二极管21，积蓄在平滑电容器6中，因此，平滑电容器6的电压升高。

这样，可以减小输入电流的峰值，同时扩大其导通角，使输入电流波形成为与输入电压波形相似的波形，可使功率因数大约为1。另外，还可以将输入电流波形控制成大致的正弦波状，因此可抑制高次谐波。

另外，平滑电容器6的电压升高，可以减小流过开关元件24的有效电流，减少开关元件24的接通损失，因此可以提高效率。

图4为表示本发明的实施方式2的电路图，与图1相同的构成元件用相同的符号表示。

这个实施方式与图1的实施方式不同，除去图1的第四线圈7d，将图1的二极管21、23的阳极之间的连接点与桥式整流电路5的正侧输出端子连接，除此外，从控制电路30开始的其他结构与图1相同。

即使在这个实施方式中，流过开关元件24、25的电流波形成为如图3的Ic、Ia，那样，使输入电流Iin的波形大致为正弦波形状，可以提高功率因数，同时，可以抑制高次谐波。

另外，在这个实施方式中，与实施方式1比较，因为不要第四线圈7d，可以使变压器7的尺寸减小，重量减轻和价格降低。

在开关元件24、25的PWM控制中所用的第一和第二载波h、g中，采用振幅和间歇期间相等，相位相差180°的两个锯齿形波。该两个锯齿形波，也可以在连续的锯齿波的基础上，使它们交互地分开生成。间歇期间的长度，在上述例子中，为周期T的75％左右。

作为载波不是仅限于锯齿形波，用三角波也可以，在这种情况下，可使两个开关元件24、25交互地接通、断开，这样来设定间歇期间。

或者，为了交互地接通和断开两个开关元件24、25，设置检测流过各个开关元件24、25的电流的装置(图中没有示出)，在一个开关元件接通给定期间后，检测变压器7的二次侧的电流为零时，控制另一个开关元件，使它在给定期间接通。

在上述各个实施方式中，第一、第三线圈7a、7c的圈数相等。然而，本发明不是仅限于这种结构，例如，使第三线圈7c的圈数比第一线圈7a多(或少)，减小(或增大)与第三线圈7c串联连接的开关元件25的PWM控制用的载波的振幅也可以。即：根据变压器7的第一、第三线圈7a、7c的圈数，可以变更各个开关元件24、25的接通和断开的工作，变压器选择的自由度提高。

作为开关元件，最好为可以高速接通和断开的半导体开关元件(例如：MOSFET)。在图3的例子中，如图所示，减小了载波的频率，但实际上根据开关元件的性能，可以进行数10(kHZ)左右的开关。在各个实施方式中，由于第一和第二开关元件24，25交互地接通和断开，实质上，在变压器7的二次侧，感应产生频率为各个开关元件24、25的开关频率的2倍的电压。

在图6所示的现有技术中，采用两个开关元件，但在图6的开关元件8、14中，因为有电流在线圈7a中流过，因此，开关元件的损失大。

与此相对，在图1和图4所示的电路中，由于在线圈7a、7c中流动的电流(图6情况下大约一半的电流)分别流过开关元件24，25，因此可以使用小型的开关元件，开关元件的损失小。另外，不需要图5和图6中的扼流线圈17或电感器19。

因此，由于可以使用小型的开关元件，和不需要扼流线圈等，容易减小开关电源装置的尺寸，开关元件的发热也小，因此，可得到放热设计的自由度。

另外，将控制电路30集成在半导体上，作为一个集成电路(IC)构成，则可以与两个开关元件的二者或其中一个放置在相同的封装内。如果将这些电路元件与其他保护电路等放置在相同的封装内，则使用者的线路连接作业简单。另外，使用元件分离技术，将作为控制电路的IC部分和耐压高的开关元件集成在一块半导体基板上，作成半导体装置也可以。

在上述各个实施方式中，检测变压器7的二次侧的电压，在二次侧进行误差放大后，利用光耦合器绝缘，输入控制电路30。但是，在变压器的二次侧，设置别的线圈(图中没有示出)，直接检测在二次侧产生的电压，将该检测值输入控制电路30也可以。在这种情况下，变压器的结构稍微复杂些，而二次侧的电路构成简单。

如上所述，采用本发明，由于可延长输入电流的导通期间，使波形接近正弦波，可抑制高次谐波，同时，可以改善输入功率因数。另外，因为不使用扼流线圈或电感器，容易与输入电压的变化对应。

Claims (11)

1.一种开关电源装置，其特征为，具有：

与交流电源连接的整流电路；

与该整流电路的输出端连接的平滑电容器；

分别通过变压器的一次侧的线圈与所述整流电路的输出端连接的第一和第二开关元件，

使在所述变压器的二次侧的线圈上产生的电压整流和平滑的整流平滑装置；

输出使由该整流平滑装置输出的直流电压达到给定值的误差放大信号的误差放大装置；和

根据该误差放大信号和来自所述交流电源的输入电压，交互地接通和断开第一和第二开关元件的控制电路。

2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征为，

使至少具有所述变压器的一次侧的线圈、二极管和第一开关元件的串联电路；和至少具有所述变压器的一次侧的线圈、二极管和第二开关元件的串联电路，相互并联连接，并使该并联连接电路与所述整流电路的输出端连接。

3.如权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征为，

所述控制电路，具有：

将使所述误差放大信号和所述整流电路输出电压的峰值的相乘值变为1/2倍而反向放大后的信号作为第一调制波输出的反向放大电路；和比较另外生成的第一载波和第一调制波的第一比较电路，

根据该第一比较电路的输出，控制第一开关元件。

4.如权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征为，

所述控制电路，具有：

将所述误差放大信号和所述整流电路输出电压相乘得出的信号，作为第二调制波输出的乘法电路；和比较另外生成的第二载波和第二调制波的第二比较电路，

根据该第二比较电路的输出，控制第二开关元件。

5.如权利要求3所述的开关电源装置，其特征为，

所述控制电路，具有：

将所述误差放大信号和所述整流电路输出电压相乘得出的信号，作为第二调制波输出的乘法电路；和比较另外生成的第二载波和第二调制波的第二比较电路；根据该第二比较电路的输出，控制第二开关元件。

6.一种开关电源装置，其特征为，具有：

与交流电源连接的整流电路；

由连接在该整流电路的正负输出端子间的变压器一次侧的第四线圈、第一二极管和平滑电容器构成的串联电路；

由连接于所述平滑电容器的两端的第二二极管、变压器一次侧的第一线圈和第一开关元件构成的串联电路；

由连接在所述第四线圈和第一二极管的连接点与整流电路的负侧输出端子之间的第三二极管、变压器一次侧的第三线圈和第二开关元件构成的串联电路；

变压器的二次侧的第二线圈；

使在该第二线圈上产生的电压整流和平滑的整流平滑装置；

输出用于使从该整流平滑装置输出的直流电压达到给定值的误差放大信号的误差放大装置；和

利用根据该误差放大信号和来自所述交流电源的输入电压的全波整流波形的积的反向放大波形生成的第一调制波，对第一开关元件进行PWM控制；利用根据所述误差放大信号和来自所述交流电源的输入电压的全波整流波形生成的第二调制波，对第二开关元件进行PWM控制；同时交互地接通和断开第一和第二开关元件的控制电路。

7.一种开关电源装置，其特征为，它具有：

与交流电源连接的整流电路；

由连接在该整流电路的正负输出端子间的第一二极管和平滑电容器构成的串联电路；

由与所述平滑电容器的两端连接的第二二极管、变压器一次侧的第一线圈和第一开关元件构成的串联电路；

由连接在所述整流电路的正负输出端子之间的第三二极管、变压器一次侧的第三线圈和第二开关元件构成的串联电路；

变压器二次侧的第二线圈；

使在该第二线圈上产生的电压整流和平滑的整流平滑装置；

输出用于使从该整流平滑装置输出的直流电压达到给定值的误差放大信号的误差放大装置；和

利用根据该误差放大信号和来自所述交流电源的输入电压的全波整流波形的积的反向放大波形生成的第一调制波，对第一开关元件进行PWM控制；利用根据所述误差放大信号和来自所述交流电源的输入电压的全波整流波形生成的第二调制波，对第二开关元件进行PWM控制；同时交互地接通和断开第一和第二开关元件的控制电路。

8.权利要求6或7所述的开关电源装置，其特征为，

所述控制电路，具有：

将取所述误差放大信号和所述整流电路输出电压的峰值的相乘值的1/2倍而反向放大后的信号作为第一调制波输出的反向放大电路；和比较另外生成的第一载波和第一调制波的第一比较电路，

根据该第一比较电路的输出，控制第一开关元件。

9.如权利要求6或7所述的开关电源装置，其特征为，

所述控制电路，具有：

将所述误差放大信号和所述整流电路输出电压相乘得出的信号，作为第二调制波输出的乘法电路；和比较另外生成的第二载波和第二调制波的第二比较电路，

根据该第二比较电路的输出，控制第二开关元件。

10.如权利要求8所述的开关电源装置，其特征为，

所述控制电路，具有：

将所述误差放大信号和所述整流电路输出电压相乘得出的信号，作为第二调制波输出的乘法电路；和比较另外生成的第二载波和第二调制波的第二比较电路，

根据该第二比较电路的输出，控制第二开关元件。

11.如权利要求5或10所述的开关电源装置，其特征为，第一载波和第二载波的相位相差180°。

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