CN109862653B - 一种用于高功率因数led的照明驱动电路 - Google Patents

一种用于高功率因数led的照明驱动电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种用于高功率因数LED照明的驱动电源电路，包括启动电路、控制芯片、变压器T1、第一电流开关和第二电流开关；所述变压器T1包括原边主绕组Np1、原边绕组Np2、原边绕组Na和副边绕组Ns；原边主绕组Np1和原边绕组Np2同相位，原边绕组Na和副边绕组Ns同相位，原边主绕组Np1和副边绕组Ns反相位；所述启动电路和变压器T1均连接到输入端Vin；所述启动电路与第一电流开关和第二电流开关均连接到控制芯片；控制芯片通过控制第一电流开关和第二电流开关的导通和关断控制变压器T1副边绕组Ns的输出电流；该用于高功率因数LED照明的驱动电源电路输出电流的纹波显著减小，使得LED照明同时具有高功率因数、无频闪和成本低等优点。

Description

一种用于高功率因数LED的照明驱动电路
技术领域
本发明涉及照明技术领域，特别涉及一种用于高功率因数LED的照明驱动电路。
背景技术
由于LED照明灯本身的节能特性，高电压AC/DC转换LED照明驱动电源本身的能耗指标(转换效率和功率因数)就成为整个照明系统节能的关键因素。就LED照明而言，功率因数(PF值)是一项重要的性能指标。能源之星(Energy Star)标准提出对于大于5W的LED照明产品，要求功率因数指标，即PF值必须大于0.7。对于10瓦以上的LED照明应用，PF值要大于0.9。把LED照明驱动电源的PF值提高到0.9以上，可采用有源或无源功率因数调节(PFC)控制方法，其中用控制芯片直接实现高PF值的有源调节方法更有效。由于安全要求，LED照明驱动电源通常应用以变压器实现电隔离式拓扑结构。对于30～70瓦以下的照明应用市场，为了降低驱动电源成本，常常用基于变压器原边或副边反馈控制的单级拓扑结构。而基于变压器的单级原边反馈(PSR)拓扑结构由于结构简单、所用元器件少，具有成本低的优点，在输出功率为30～70瓦以下的场合得到广泛应用，特别是在低端照明市场。然而，对于基于变压器的高功率因数单级拓扑结构驱动电源，无论是运用副边反馈还是原边反馈控制方法，在应用中都存在着两倍工频频率的输出电流正弦半波波动，导致LED照明亮度的频闪问题，致使一定比例(约10％)的人们在频闪环境中会出现不良反应，因此在高端照明市场会受到限制。图1(a)给出了半个工频周期即一个正弦半波内，工作于电流临界模式的传统高功率因数单级拓扑结构LED照明驱动电源中变压器原边和副边绕组电流的波形，图1(b)给出了对应图1(a)输入的电源输出LED电流波形。图1(a)中，Ipri是当变压器原边控制开关导通后，在导通时间ton内原边绕组的上升电流，Isen是当变压器原边控制开关关断后，在关断时间toff内副边绕组的下降电流，N是变压器原边和副边绕组的匝数比。在每一个开关周期内的原边峰值电流Ipri_pk和副边峰值电流Isen_pk的关系是：
Ipri_pk＝Isen_pk/N……………………………(1)
由于高功率因数的的特点，原边峰值电流Ipri_pk和副边峰值电流Isen_pk/N呈现出图1(a)所示的正弦半波波形，其中，阴影区部分是输出电流。因此，输出电流会呈现出图1(b)所示的正弦波动。
通常，解决该问题的方案有三种，但都需要采用两级拓扑结构：这三种方案分别是：
方案一：原边PFC+PSR，即第一级的功率因数调节，把具有高功率因数的正弦半波输入电压升高到400伏，并用较大的电容对第一级的输出能量进行存储。然后，再利用单级原边反馈拓扑构成第二级。
方案二：原边PSR+副边DC/DC恒流控制。
方案三：原边PSR+副边峰值电流吸收。
无论上述哪种方案，都会增加电源成本和体积，同时转换效率由于两级拓扑结构的应用而下降，特别是方案三。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于高功率因数LED的照明驱动电路。
为此，本发明技术方案如下：
一种用于高功率因数LED照明的驱动电源电路，包括启动电路、控制芯片、变压器T1、第一电流开关和第二电流开关；所述变压器T1包括原边主绕组Np1、原边绕组Np2、原边绕组Na和副边绕组Ns；原边主绕组Np1和原边绕组Np2同相位，原边绕组Na和副边绕组Ns同相位，原边主绕组Np1和副边绕组Ns反相位；所述启动电路和变压器T1均连接到输入端Vin；所述启动电路与第一电流开关和第二电流开关均连接到控制芯片；控制芯片通过控制第一电流开关和第二电流开关的导通和关断控制变压器T1副边绕组Ns的电流输出。
进一步的，所述的驱动电源电路还包括电容C1～C9、电阻R1～R2、电阻R6～R9、电阻R11～R13、电阻R15～R17、二极管D7～D8、二极管D12～D13；
所述的控制芯片的输入电压监测输入端1通过电阻R2接地；电容C2并列在电阻R2的两端；输入端Vin通过电阻R1连接到控制芯片的输入电压监测输入端1；电容C1设置在输入端Vin与地之间；启动电路的高压输入端a连接到输入端Vin；启动电路的反馈输入端d连接到控制芯片的预充电完成反馈输出端2；启动电路的预充电输出端c连接电容C3的一端，C3的另一端接地；启动电路的预充电输出端b同时连接电阻R7和电容C7，并依次通过电阻R7和电阻R8接地；电阻R7和电阻R8的交叉点连接到控制芯片对电容C7的电压监测输入端4，控制芯片的第一相传输电流监测输入端7通过电阻R9接第一控制开关的电流输出端；控制芯片的第二相传输电流监测输入端9通过电阻R15接第二控制开关的电流输出端；控制芯片的变压器副边电流和输出过压监测输入端8通过电阻R13接地，并通过电阻R12连接到二极管D8的阳极；
原边主绕组Np1的正极接输入端Vin，原边主绕组Np1的负极依次通过二极管D7和电阻R6回到正极形成闭合回路；电容C4并联在电阻R6的两端；二极管D7的正极依次通过第一电流开关和电阻R11接地；第一电流开关的控制端接控制芯片的第一驱动输出端6；二极管D7的负极连接二极管D12的负极，D12的正极依次通过第二电流开关和电阻R16接地；第二电流开关的控制端连接控制芯片的第二驱动输出端5；原边绕组Na的正极接地，负极接电阻R12并通过二极管D8同时接到启动电路的预充电输出端c和控制芯片电源输入端3；原边绕组Np2的正极接到启动电路的预充电输出端b，且同时依次通过电容C7、电阻R16、第二电流开关回到原边绕组Np2的负极形成回路；副边绕组Ns的两端经过二极管D13到电源输出接LED灯。
进一步的，所述的电容C7是用于存储第二相传输电流所需要的能量。
进一步的，所述的启动电路包括三极管Q1、二极管D5～D6、电阻R3～R5；二极管D5的正极接输入端Vin；二极管D5的负极一方面接到三极管Q1的集电极，另一方面通过电阻R3连接到二极管D6的正极，二极管D6的负极接三极管Q1的基极；三极管Q1集电极依次通过电阻R5与电容C3接地；电阻R4设置在三极管Q1的基极和发射极之间；三极管Q1的发射极连接到原边绕组Np2的正极。
进一步的，所述的第一电流开关包括二极管D9和NMOS管M1；二极管D9的正极接原边主绕组Np1的负极，二极管D9的负极接NMOS管M1的漏极，NMOS管M1的栅极接控制芯片的第一驱动输出端6，NMOS管M1的源极通过电阻R11接地。
进一步的，所述的第一电流开关包括NMOS管M1a和NMOS管M1b；NMOS管M1a的漏极接原边主绕组Np1的负极，NMOS管M1a的栅极接NMOS管M1b的栅极的同时连接到控制芯片的第一驱动输出端6，NMOS管M1a的源极接NMOS管M1b的源极，NMOS管M1b的漏极通过电阻R11接地。
进一步的，所述的第二电流开关包括NMOS管M2；NMOS管M2的漏极同时连接变压器原边绕组Np2的负极和二极管D12的正极，NMOS管M2的栅极接控制芯片的第二驱动输出端5，NMOS管M2的源极通过电阻R16接地。
与现有技术相比，该用于高功率因数LED照明的驱动电源电路输出电流的纹波显著减小，使得LED照明同时具有高功率因数、无频闪和成本低等优点。
附图说明
图1(a)为传统的单级拓扑结构高功率因数LED照明驱动电源变压器原边和副边线圈绕组电流波形图。
图1(b)为与图1(a)对应的电源输出LED电流波形图。
图2为本发明提供的用于高功率因数LED照明驱动电路的第一电路示意图。
图3(a)为图2中控制芯片导通后两相传输电流峰值对应的参考电压波形图。
图3(b)为图2中控制芯片导通后产生的两相电流在不同开关周期的波形示意图。
图4为图3(b)的局部放大示意图。
图5(a)为图2中控制芯片导通后半个工频周期内变压器原边两相传输电流的峰值电流示意图。
图5(b)为图2中控制芯片导通后半个工频周期内变压器副边两相输出电流和叠加后产生的总输出电流波形示意图。
图6为本发明用于高功率因数LED照明驱动电路的第二电路示意图。
图7为本发明用于高功率因数LED照明驱动电路的第三电路示意图。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明做进一步的说明，但下述实施例绝非对本发明有任何限制；
图2、图6、以及图7中的引脚说明：
控制芯片：输入电压监测输入端1、预充电完成反馈输出端2、电源输入端3、第一驱动输出端5、第二驱动输出端6、第一相传输电流监测输入端7、变压器副边绕组电流和输出过压监测输入端8、第二相传输电流监测输入端9、接地端10；
启动电路：高压输入端a、预充电输出端b、预充电输出端c、反馈输入端d；
为了说明的简洁性，在工作原理介绍时直接引用芯片引脚编号；
实施例1：一种用于高功率因数LED照明的驱动电源电路，如图2所示，包括启动电路、控制芯片、变压器T1、第一电流开关和第二电流开关；所述变压器T1包括原边主绕组Np1、原边绕组Np2、原边绕组Na和副边绕组Ns；原边主绕组Np1和原边绕组Np2同相位，原边绕组Na和副边绕组Ns同相位，原边主绕组Np1和副边绕组Ns反相位；所述启动电路和变压器T1均连接到输入端Vin；所述启动电路与第一电流开关和第二电流开关均连接到控制芯片；控制芯片通过控制第一电流开关和第二电流开关的导通和关断控制变压器T1副边绕组Ns的电流输出；外接交流电经全桥整流后的电路接入点为输入端Vin，设该点电压为Vin；
所述的驱动电源电路还包括电容C1～C9、电阻R1～R2、电阻R6～R9、电阻R11～R13、电阻R15～R17、二极管D7～D8、二极管D12～D13；
所述的控制芯片的输入电压监测输入端1通过电阻R2接地；电容C2并列在电阻R2的两端；输入端Vin通过电阻R1连接到控制芯片的输入电压监测输入端1；电容C1设置在输入端Vin与地之间；启动电路的高压输入端a连接到输入端Vin；启动电路的反馈输入端d连接到控制芯片的预充电完成反馈输出端2；启动电路的预充电输出端c连接电容C3的一端，C3的另一端接地；启动电路的预充电输出端b同时连接电阻R7和电容C7，并依次通过电阻R7和电阻R8接地；电阻R7和电阻R8的交叉点连接到控制芯片对电容C7的电压监测输入端4，控制芯片的第一相传输电流监测输入端7通过电阻R9接第一控制开关的电流输出端；控制芯片的第二相传输电流监测输入端9通过电阻R15接第二控制开关的电流输出端；控制芯片的变压器副边电流和输出过压监测输入端8通过电阻R13接地，并通过电阻R12连接到二极管D8的阳极；电容C7是用于存储第二相传输电流所需要的能量。
原边主绕组Np1的正极接输入端Vin，原边主绕组Np1的负极依次通过二极管D7和电阻R6回到正极形成闭合回路；电容C4并联在电阻R6的两端；二极管D7的正极依次通过第一电流开关和电阻R11接地；第一电流开关的控制端接控制芯片的第一驱动输出端6；二极管D7的负极连接二极管D12的负极，D12的正极依次通过第二电流开关和电阻R16接地；第二电流开关的控制端连接控制芯片的第二驱动输出端5；原边绕组Na的正极接地，负极接电阻R12并通过二极管D8同时接到启动电路的预充电输出端c和控制芯片电源输入端3；原边绕组Np2的正极接到启动电路的预充电输出端b，且同时依次通过电容C7、电阻R16、第二电流开关回到原边绕组Np2的负极形成回路；副边绕组Ns的两端经过二极管D13到电源输出接LED灯。
实施例2：
与实施例1的不同之处在于，所述的启动电路包括三极管Q1、二极管D5～D6、电阻R3～R5；二极管D5的正极接输入端Vin；二极管D5的负极一方面接到三极管Q1集电极，另一方面通过电阻R3连接到二极管D6的正极，二极管D6的负极接三极管Q1的基极；三极管Q1集电极依次通过电阻R5与电容C3接地；电阻R4设置在三极管Q1的基极和发射极之间；三极管Q1的发射极连接到原边绕组Np2的正极。
实施例3：
与实施例1的不同之处在于，所述的第一电流开关包括二极管D9和NMOS管M1；二极管D9的正极接原边主绕组Np1的负极，二极管D9的负极接NMOS管M1的漏极，NMOS管M1的栅极接控制芯片的第一驱动输出端6，NMOS管M1的源极通过电阻R11接地。
实施例4：
与实施例1的不同之处在于，所述的第一电流开关包括NMOS管M1a和NMOS管M1b；NMOS管M1a的漏极接原边主绕组Np1的负极，NMOS管M1a接NMOS管M1b的栅极的同时连接到控制芯片的第一驱动输出端6，NMOS管M1a的源极接NMOS管M1b的源极，NMOS管M1b的漏极通过电阻R11接地。
实施例5：
与实施例1的不同之处在于，所述的第二电流开关包括NMOS管M2；NMOS管M2的漏极同时连接变压器原边绕组Np2的负极和二极管D12的正极，NMOS管M2的栅极接控制芯片的第二驱动输出端5，NMOS管M2的源极通过电阻R16接地。
在图2中，变压器T1有4个绕组：绕组Np1和绕组Np2是同相位的并且匝数比是m(m≥1，本发明提交材料以m＝1即绕组Np1和绕组Np2具有相同的匝数来进行表述)，绕组Ns和绕组Na是同相位的，即Ns/Na和Np1/Np2的相位刚好相反。Np1、Np2和Na三个绕组都是应用在变压器的原边，而只有绕组Ns应用在变压器副边；Np1是主绕组，用于向变压器副边绕组也即电源输出端传送第一相电流I*sinωt，同时向绕组Np2传输第二相电流I*(1-sinωt)所需的电荷并存储于电容C7。绕组Na是用于监测每一开关周期内副边绕组Ns电流下降到0后，控制器开始下一个开关周期，即保证电流处于临界模式。绕组Na同时用于启动后向芯片电源提供供电电压并监测输出过压。
当电源接通交流电源后，电容C1上的电压Vin快速上升，启动电路(Start-upCircuit)模块同时给电容C3和电容C7充电；电容C3连接到芯片的3脚，即控制芯片(Controller)的电源脚。电容C7是用于存储传输第二相电流的电荷，电容C7上的电压经过检测电阻R7和电阻R8分压后反馈到控制芯片的4脚，当控制芯片通过1脚和4脚监测到电容C7上的电压上升到等于输入线电压Vin的峰值电压除以m(Np1和Np2的匝数比，m＝1)后，同时检测到电容C3上的电压(即控制芯片的电源)上升到超过欠压锁存(UVLO)所设定的电压(比如15～20V)后，控制芯片开始工作，控制芯片6脚和5脚交替输出驱动信号来驱动开关器件M1和M2；一旦控制芯片开始工作，控制芯片通过2脚给启动电路发送控制信号，启动电路停止工作；控制芯片开始工作后通过1脚采集交流输入电压信息，并结合通过芯片7脚和9脚检测到的两相峰值电流信息，再经过芯片内部的电路运算，在第一个正弦半波周期内产生如图3(a)实线ABJCD所示的第一相传输电流峰值的参考电压波形
V0＝VJ0*sinωt……………………………(2)
其中VJ0是J0点(对应于正弦半波输入电压峰值位置)的电压值，是正弦半波输入电压Vin峰值缩小若干倍得到的。再通过计算(VJ0-V0)＝VJ0*(1-sinωt)得到如图3(a)点线EFGH所示的第二相传输电流峰值参考电压波形
V2＝VJ0*(1-sinωt)……………………………(3)
控制芯片启动工作后交替输出驱动信号来驱动图2中的开关器件M1和M2，这两个开关器件的导通时间是通过控制芯片7脚和9脚分别检测变压器原边主绕组Np1和原边绕组Np2上的电流在M1和M2的源极到地之间的检测电阻R11和R16上产生的电压VR11、VR16，再通过芯片内部的比较器把VR11、VR16和上述的电流峰值参考电压V0和V2进行比较而得到。如图3(b)所示，从A点开始的工频半周期里，第一个实线小三角形的上升边表示M1导通后变压器原边绕组Np1中的电流线性上升，导通时间由上述提及的比较器控制。M1关断后，变压器副边绕组Ns的电流从其峰值线性下降，如第一个实线小三角形的下降边所示。当副边绕组Ns中的电流下降到0后，M2导通。同样，第二个点线大三角形的上升和下降边分别表示原边绕组Np2中的上升电流和副边绕组Ns中的下降电流。一旦副边绕组Ns中的电流下降到0后，M1和M2再次交替导通。副边绕组Ns中的电流下降到0时刻是通过芯片8脚检测变压器原边绕组Na上的电压，即电阻R12和R13的分压而得到的。从图3(a)示出的比较器参考电压可知，M1和M2交替导通时，变压器原边主绕组Np1和副边绕组Ns的峰值电流即第一相输出电流逐渐增加，变压器原边绕组Np2和副边绕组Ns的峰值电流即第二相输出电流逐渐减小，如图3(b)的左边所示。
为了更清晰地展示上述M1和M2交替导通过程，图4左边给出了相邻两个开关周期内，M1和M2导通和关断时变压器原边和副边绕组的电流波形。从时间点K时刻开始，M1导通，变压器原边绕组Np1的电流Ipri1线性上升，Ipri1在R11上产生的电压VR11通过芯片7脚反馈到芯片内部比较器的正输入端。比较器的负输入端连接图3(a)所示的内部参考电压V0或V1，当M1导通ton1时间后，VR11大于V0或V1时，比较器输出高电平，M1关断。之后，变压器副边绕组Ns的电流从其峰值线性下降。由于原边主绕组Np1和副边绕组Ns的匝数比是N，那么，副边绕组Ns的峰值电流Isen_pk就是原边峰值电流Ipri1_pk的N倍。因此，Ipri1_pk＝Isen_pk/N。当副边绕组的电流下降到0时，M2导通，变压器原边绕组Np2的电流Ipri2线性上升，Ipri2在电阻R16上产生的电压VR16通过芯片9脚反馈到芯片内部比较器的正输入端。比较器的负输入端连接图3(a)所示的内部参考电压V2，当M2导通ton2时间后，VR16大于V2，比较器输出高电平，M2关断。之后，变压器副边绕组Ns的电流从其峰值线性下降。由于原边绕组Np2和副边绕组Ns的匝数比是N，那么，副边绕组Ns的峰值电流Isen_pk就是原边峰值电流Ipri2_pk的N倍。因此，Ipri2_pk＝Isen_pk/N。图中所示的实体斜线阴影区图形部分是对输出电流有贡献的部分。
由于变压器原边主绕组Np1和原边绕Np2之间是正激组合，当VC7>Vin/m(m＝1)时，如果没有二极管D9，一旦M2导通，变压器原边主绕组Np1上会有电流从原边主绕组Np1的正极流向电容C1，即电容C7上的能量又传送回电容C1。但由于二极管D9的存在，原边绕组Np1上的电流，也即第一相电流只能单向即从电容C1流到原边主绕组Np1、到二极管D9再到M1这一方向流动。因此，当M2导通时，即使VC7>Vin，C7上的能量不会再传送回电容C1。
随着时间的推进，电容C7中存储的能量逐渐通过开关M2控制的原边绕组Np2被传送到变压器副边即输出端。因此电容C7上的电压VC7逐渐下降。同时交流输入电压Vin逐渐上升。当时间推进到B点，即当VC7<Vin/m(m＝1)，由于变压器原边绕组Np1和Np2之间是正激组合，一旦M1导通，Np1上电流增加的同时，Np2上的电流也会同时上升，但这一电流INp2的方向是从Np2的正极到C7，再经过电阻R16到M2的源极，通过M2的体二极管到Np2的负极，即INp2对电容C7充电。因此，INp2在电阻R16上产生的电压是负值。当控制芯片的9脚检测到R16上的电压小于0时，芯片的5脚也会输出驱动信号，M2导通，使得INp2流经M2而不再通过M2的体二极管流动。此时，M2起着同步整流的作用，达到减小功耗、提高效率的目的。在M1关断的同时M2也被关断。M1关断后，变压器副边绕组Ns的峰值电流Isen_pk/N不再和原边主绕组Np1的峰值电流S点重合，而是从U点开始下降。这是因为在M1导通时变压器原边主绕组Np1上的能量传送到副边绕组Ns的同时也传送到原边绕组Np2上，给电容C7充电。此时，当副边绕组Ns的电流Isen下降到0后，M1再次导通，而不是M2导通。由于给电容C7充电需要额外的能量，从时间点B开始，M1导通时原边主绕组Np1的电流峰值比较参考电压需要增加，增加的幅度是根据芯片1脚和4脚检测到的Vin和VC7之间的差值来确定。因此，从输入电压第二个正弦半波开始，第一相峰值电流的参考电压波形示意图如图3(a)的虚线ABJ1CD所示，和在时间区间AB段不同的是，从时间点B开始直到时间点C，由于电容C7需要充电，第二相电流控制开关M2不再导通，一直处于关断状态，只有第一相电流控制开关M1导通和关断。
为了更清晰地展示在电容C7需要充电(VC7<Vin)的时间段内M1的导通和关断过程，图4右边给出了一个开关周期内M1导通和关断时变压器原边和副边绕组的电流波形。从时间点B时刻开始，M1导通。由于VC7<Vin，变压器原边主绕组Np1的电流Ipri1以较快的速率线性上升，上升速率不仅和变压器的原边绕组的电感量及Vin大小有关，还和(Vin-VC7)的差值有关。(Vin-VC7)的差值越大，Ipri1上升越快。Ipri1的快速上升是因为第二相原边绕组Np2上的耦合感应电流即对电容C7的充电电流INp2而引起的；INp2的方向和Ipri1的方向相反，即INp2为负值。因此，INp2在电阻R16上产生的电压VR16是负电压。同样，Ipri1在电阻R11上产生的电压VR11通过芯片7脚反馈到芯片内部比较器的正输入端。比较器的负输入端连接图3所示的内部参考电压V1，当M1导通ton1时间后，VR11大于V1时，比较器输出高电平，M1关断，由于INp2的存在，Ipri1中只有一部分用于存储转换到变压器副边，即在S点时刻，Ipri1的峰值减去INp2峰值的绝对值之后，即对应于U点的Ipri1_U才是耦合感应到副边绕组的原边Np1绕组的电流峰值。图4中SU的高度等于VX高度，三角形SBU的面积等于三角形XBV的面积。M1关断之后，变压器副边绕组Ns的电流从其峰值线性下降。此时，副边绕组Ns峰值电流Isen_pk＝N*Ipri1_U。图4中的实体斜线阴影区图形部分才是对输出电流有贡献的部分。
当时间推进到C点时，控制芯片检测到电容C7两端的电压VC7＝Vin时，M2才再次开始导通和关断。和在时间区间AB段一样，在时间区间CD段，M1和M2交替导通和关断。不同之处是第一相峰值电流逐渐减小，第二相峰值电流逐渐增加。此后，时间推进到下一个正弦半波周期，由于第一相峰值电流的比较参考电压波形从V0(曲线ABJ0CD所示)变成V1(曲线ABJ1CD所示)，第二相峰值电流比较参考电压的最大值是根据时间点B和C处的第一相参考电压的平均值得到，即
VBC＝(V1(B)+V1(C))/2……………………………(4)
因此，从输入电压第二个正弦半波周期开始，第二相峰值电流比较参考电压可表示为：
V2＝VBC-V1……………………………(5)
由于在BC时间段，VBC<V1，即V2<0，所以把V2<0的部分作为V2＝0来处理，即V2波形的FG段。从以上分析可知，本发明的电流传输过程中由于两相互补电流的叠加，导致输出电流的波动会显著减小。这一效果也可以从图3(b)的变压器原边和副边有效电流峰值看出。总输出电流可以通过累计计算每一个开关周期内副边绕组电流下降部分的三角形面积再除以从A到D的正弦半波周期时间即交流输入工频周期的一半而得到。
为了更直观的表述本发明的原理和效果，下面对本发明作进一步的解释。如图5(a)所示，传统的单级高功率因数LED照明驱动电源中，电流的传输只有一相，在交流输入全桥整流后的正弦半波周期内，传输电流的峰值曲线是ABJCD。而本发明的电流传输有两相，第一相传输电流的峰值曲线是ABKCD，但直接对输出电流有贡献的第一相传输电流峰值曲线是ABLCD；第二相传输电流的峰值曲线是EFGH。本发明控制方法在进行第一相电流传输时，把BKCL所包围的虚线阴影部分的电流和时间的乘积即电荷存储到AEF和GHD所包围的虚线阴影区，用来作为第二相传输电流的电荷。在AF和GD时间段，M1和M2交替导通和关断。在FG也即BC时间段，只有M1导通和关断。因此，如图5(b)所示，两相输出电流叠加的后的总输出电流波形曲线是EBCH。通过优化图5(a)中K、J两点以及J、L两点之间的电流差值，可达到功率因数大于0.92、总输出电流纹波小于6％(+/-3％)的效果。和图1(b)所示的传统的单级高功率因数驱动电源的输出电流波形曲线ABJCD相比，本发明LED照明驱动电源输出电流的纹波显著减小，使得LED照明驱动电源同时具有高功率因数、无频闪和成本低等优点。
图6给出了图2中启动电路模块的具体电路。如图6所示，当交流输入电压接通后，由于电容C1的容值较小(例如100nF)，Vin的电压波形就是全桥整流后的正弦半波。开始时电容C3和电容C7上的电压为零，因此，一旦Vin增加，二极管D5正向偏置。控制芯片启动工作前，2脚处于开路状态，即没有下拉电流。电阻R3和电阻R4的分压使三极管Q1导通，对电容C7充电。同时，电流也会从Vin经过二极管D5和电阻R5流向电容C3，对电容C3充电。一旦控制芯片通过1脚和4脚检测到电容C7上的电压等于Vin的峰值电压，控制芯片2脚输出下拉电流，使得三极管Q1的基极-发射极处于零电压偏置状态，即三极管Q1截止，对电容C7的充电停止；由于电容C7的容值(例如100uF)远大于电容C3的容值(例如20uF),并且需要保证电容C3被充电到芯片的启动工作电压(例如15V)前，电容C7就已经被充电到Vin的峰值电压。因此，电阻R5的阻值需要设置的比较大(例如300KΩ)。二极管D5的作用是保证当输入端电压Vin低于电容C3和电容C7上的电压时电流不会倒流。二极管D6的作用是保证电容C7上的电荷不会经过电阻R4流向芯片的2脚。图7所示是把图6中的二极管D9去掉，把开关MOSFET M1用两个MOSFET M1a和M1b来替换。由于M1a和M1b的源极连接在一起，也就是它们的体二极管的阳极连接在一起。因此，相当于把图6中的二极管D9移到M1b的位置，同样可以起到阻止当M2导通且VC7>Vin时变压器原边主绕组Np1中电流会倒流的作用。并且优点是当M1a和M1b导通时，M1b的压降会小于二极管D9的正向压降，可以适当减小功耗，提高转换效率。

Claims (6)

1.一种用于高功率因数LED照明的驱动电源电路，其特征在于，包括启动电路、控制芯片、变压器T1、第一电流开关和第二电流开关；所述变压器T1包括原边主绕组Np1、原边绕组Np2、原边绕组Na和副边绕组Ns；原边主绕组Np1和原边绕组Np2同相位，原边绕组Na和副边绕组Ns同相位，原边主绕组Np1和副边绕组Ns反相位；所述启动电路和变压器T1均连接到输入端Vin；所述启动电路与第一电流开关和第二电流开关均连接到控制芯片；控制芯片通过控制第一电流开关和第二电流开关的导通和关断控制变压器T1副边绕组Ns的电流输出；
所述的驱动电源电路还包括电容C1～C9、电阻R1～R2、电阻R6～R9、电阻R11～R13、电阻R15～R17、二极管D7～D8、二极管D12～D13；
所述的控制芯片的输入电压监测输入端1通过电阻R2接地；电容C2并列在电阻R2的两端；电压输入端Vin通过电阻R1连接到控制芯片的输入电压监测输入端1；电容C1设置在输入端Vin与地之间；启动电路的高压输入端a连接到输入端Vin；启动电路的反馈输入端d连接到控制芯片的预充电完成反馈输出端2；启动电路的预充电输出端c连接电容C3的一端，C3的另一端接地；启动电路的预充电输出端b同时连接电阻R7和电容C7，并依次通过电阻R7和电阻R8接地；电阻R7和电阻R8的交叉点连接到控制芯片对电容C7的电压监测输入端4，控制芯片的第一相传输电流监测输入端7通过电阻R9接第一控制开关的电流输出端；控制芯片的第二相传输电流监测输入端9通过电阻R15接第二控制开关的电流输出端；控制芯片的变压器副边电流和输出过压监测输入端8通过电阻R13接地，并通过电阻R12连接到二极管D8的阳极；
原边主绕组Np1的正极接输入端Vin，原边主绕组Np1的负极依次通过二极管D7和电阻R6回到正极形成闭合回路；电容C4并联在电阻R6的两端；二极管D7的正极依次通过第一电流开关和电阻R11接地；第一电流开关的控制端接控制芯片的第一驱动输出端6；二极管D7的负极连接二极管D12的负极，D12的正极依次通过第二电流开关和电阻R16接地；第二电流开关的控制端连接控制芯片的第二驱动输出端5；原边绕组Na的正极接地，负极接电阻R12并通过二极管D8同时接到启动电路的预充电输出端c和控制芯片电源输入端3；原边绕组Np2的正极接到启动电路的预充电输出端b，且同时依次通过电容C7、电阻R16、第二电流开关回到原边绕组Np2的负极形成回路；副边绕组Ns的两端经过二极管D13到电源输出接LED灯。
2.根据权利要求1所述的用于高功率因数LED照明的驱动电源电路，所述电容C7是用于存储第二相传输电流所需要的能量。
3.根据权利要求1所述的用于高功率因数LED照明的驱动电源电路，其特征在于，所述的启动电路包括三极管Q1、二极管D5～D6、电阻R3～R5；二极管D5的正极接输入端Vin；二极管D5的负极一方面接到三极管Q1的集电极，另一方面通过电阻R3连接到二极管D6的正极，二极管D6的负极接三极管Q1的基极；三极管Q1集电极依次通过电阻R5与电容C3接地；电阻R4设置在三极管Q1的基极和发射极之间；三极管Q1的发射极连接到原边绕组Np2的正极。
4.根据权利要求1所述的用于高功率因数LED照明的驱动电源电路，其特征在于，所述的第一电流开关包括二极管D9和NMOS管M1；二极管D9的正极接原边主绕组Np1的负极，二极管D9的负极接NMOS管M1的漏极，NMOS管M1的栅极接控制芯片的第一驱动输出端6，NMOS管M1的源极通过电阻R11接地。
5.根据权利要求1所述的用于高功率因数LED照明的驱动电源电路，其特征在于，所述的第一电流开关包括NMOS管M1a和MMOS管M1b；NMOS管M1a的漏极接原边主绕组Np1的负极，NMOS管M1a的栅极接NMOS管M1b的栅极的同时连接到控制芯片的第一驱动输出端6，NMOS管M1a的源极接NMOS管M1b的源极，NMOS管M1b的漏极通过电阻R11接地。
6.根据权利要求1所述的用于高功率因数LED照明的驱动电源电路，其特征在于，所述的第二电流开关包括NMOS管M2；NMOS管M2的漏极同时连接变压器原边绕组Np2的负极和二极管D12的正极，NMOS管M2的栅极接控制芯片的第二驱动输出端5，NMOS管M2的源极通过电阻R16接地。
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