CN1187885C - 开关电源装置 - Google Patents

开关电源装置 Download PDF

Info

Publication number
CN1187885C
CN1187885C CNB02105052XA CN02105052A CN1187885C CN 1187885 C CN1187885 C CN 1187885C CN B02105052X A CNB02105052X A CN B02105052XA CN 02105052 A CN02105052 A CN 02105052A CN 1187885 C CN1187885 C CN 1187885C
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch
diode
capacitor
circuit
coil
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB02105052XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN1374747A (zh
Inventor
森田浩一
李明濬
辛昊俊
安俊英
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanken Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanken Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sanken Electric Co Ltd filed Critical Sanken Electric Co Ltd
Publication of CN1374747A publication Critical patent/CN1374747A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1187885C publication Critical patent/CN1187885C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

本发明的课题是，要求能改善功率因数的开关电源装置降低噪声。通过电感器(L1)阻止反向电流用二极管(D5)和变压器(5)的初级线圈(N1)的第1部分(N1a)将平滑电容器(Cdc)连接到整流电路(4)上。将变压器(5)的初级线圈(N1)和开关(Q1)的串联电路并联连接到该电容器(Cdc)上。将整流平滑电路(6)连接到变压器(5)的次级线圈(N2)上。将旁路电容器(C1)连接在整流电路(4)的输出端子(4c、4d)之间。将去除高频分量用电容器(C2)并联连接到阻止反向电流用二极管(D5)、初级线圈(N1)的第2部分(N1b)和开关(Q1)的串联电路上。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及能够降低噪声的开关电源装置。
背景技术
由连接到交流电源的二极管整流电路和连接到该整流电路的平滑电容器构成的整流电路能够进行直流-交流变换。但是，整流平滑电路只在正弦波交流电压的峰值区域内使充电电流流到平滑电容器，其缺点是功率因数变坏，以及不能调节直流电压。
为了解决上述整流平滑电路的缺点的开关电源装置在特开平8-154379号公报已予公开。此处公开的开关电源装置中具有整流电路、平滑电容器、DC-DC变换电路、以及改善功率因数用的电感器，即电抗器。当DC-DC变换电路的开关处于导通状态时，电感器通过开关连接在整流电路的一对输出端子之间，此处有电流流过。由于流过电感器的电流的振幅随着交流电压振幅的变化而变化，所以功率因数得到改善。
发明内容
可是，在备有为改善功率因数用的电感器的开关电源装置中，在DC-DC变换电路中的开关关断的期间，根据电感器将积蓄的能量释出，为向平滑电容器充电用的电流就通过整流电路而流动。其结果是，在构成整流电路的二极管中，流过例如在20～150kHz这样比较高的重复频率下根据电感器将蓄积的能量释出而产生的电流。如果流过整流电路的二极管的电流急剧变化，如熟知的那样，则产生远高于开关的导通·关断频率的频率的噪声，即高频噪声。为了防止在整流电路中产生的高频噪声和在DC-DC变换器中产生的高频噪声漏泄到交流电源一侧，在交流输入端子和整流电路之间一般连接称之为线路滤波器的噪声去除滤波器。然而，由于整流电路的二极管成了高频噪声的发生源，噪声的量或者电平增大。该噪声的对策要求使用多个噪声去除滤波器等，噪声去除滤波器必然是大型的。
因此，本发明的目的是，提供具有能够抑制噪声并附有改善功率因数功能的开关电源装置。
现参照表示实施例的附图的参照符号，说明为解决上述课题，达到上述目的本发明。但是，此处的参照符号是为了有助于对本发明的理解而用的，但本发明却不受此限。
本申请的发明将从交流电源供给的交流电压变换为直流电压用的开关电源装置备有：交流输入端子(1、2)；连接在上述交流输入端子(1、2)上的整流电路(4)；平滑电容器(Cdc)；具有线圈(N1)的变压器(5、5a、5b、5c)；可控制通断的开关(Q1)；电感器(L1)；旁路电容器(C1)；阻止反向电流用二极管(D5)；为获取直流输出电压连接在上述变压器(5、5a、5b、5c)上的整流平滑电路(6、6a、或6b)；以及在比施加于上述交流输入端子(1、2)上的交流电压的频率高的重复频率下控制上述开关(Q1)通断的控制电路(7)。上述电感器(L1)至少通过上述阻止反向电流用二极管(D5)和上述开关(Q1)连接在上述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4d)之间。上述平滑电容器(Cdc)，只通过由上述电感器(L1)、上述阻止反向电流用二极管(D5)和上述线圈(N1)的至少一部分构成的路径被充电，并且，通过上述线圈(N1)的至少一部分、至少是上述阻止反向电流用二极管(D5)和上述电感器(L1)连接在上述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4D)之间。上述开关(Q1)通过上述线圈(N1)的至少一部分连接在上述平滑电容器(Cdc)的一端和另一端之间。上述旁路电容器(C1)连接在上述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4d)之间，同时还与上述电感器(L1)、上述阻止反向电流用二极管(D5)、上述线圈(N1)的至少一部分、以及上述平滑电容器(Cdc)构成的串联电路并联连接。上述旁路电容器(C1)具有比上述平滑电容器(Cdc)的电容量小的电容量。上述阻止反向电流用二极管(D5)还具有比上述开关(Q1)的关断时间短的反向恢复时间。
再者，如本发明第2方面所示，最好还设置至少通过上述阻止反向电流用二极管(D5)与上述开关(Q1)并联连接、通过上述电感器(L1)与上述旁路电容器(C1)并联连接、而且其电容量比上述平滑电容器(Cdc)的电容量小的滤除高频分量用电容器(C2)。
另外，如本发明第3方面所示，可以形成下述结构：将上述变压器的线圈(N1)通过抽头(8)分割成第1部分(N1a)和第2部分(N1b)，上述电感器(L1)、上述阻止反向电流用二极管(D5)、上述线圈(N1)的第2部分(N1b)、以及上述开关(Q1)的串联电路连接在上述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4d)之间，上述平滑电容器(Cdc)与上述线圈(N1)的第1部分(N1a)、第2部分(N1b)、以及上述开关(Q1)的串联电路并联连接。
另外，如本发明第4方面所示，可以形成下述结构：上述电感器(L1)、上述阻止反向电流用二极管(D5)、上述线圈(N1)的全部、以及上述平滑电容器(Cdc)构成的串联电路连接在上述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4d)之间，上述线圈(N1)的全部与上述开关(Q1)的串联电路与上述平滑电容器(Cdc)并联连接。
另外，如本发明第5方面所示，还可以设置：串联在上述电感器(L1)及上述阻止反向电流用二极管(D5)上的直流偏置电源用电容器(C3)，和根据从上述开关(Q1)的关断期间在上述线圈(N1)上获得的电压，对上述直流偏置电源用电容器(C3)充电的装置(D6)。
另外，如本发明第6方面所示，可以形成下述结构：上述线圈(N1)具有设定成第1极性的第1部分(N1a)和设定成与上述第1极性相反的第2极性的第2部分(N1b)，上述电感器(L1)、上述阻止反向电流用二极管(D5)、上述线圈(N1)的上述第1部分(N1a)、以及上述平滑电容器(Cdc)的串联电路连接在上述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4d)之间，上述线圈(N1)的上述第2部分(N1b)和上述开关(Q1)的串联电路与上述平滑电容器(Cdc)并联连接。
另外，如本发明第7方面所示，最好是上述变压器具有次级线圈(N2)，上述整流平滑电路(6)是由连接在上述次级线圈(N2)上、并且在上述开关(Q1)关断时释放出上述变压器的能量。
另外，如本发明第8方面所示，上述变压器具有次级线圈(N2)，上述整流平滑电路(6a)连接在上述次级线圈(N2)上、并且可以在上述开关(Q1)导通时释放出上述变压器的能量。
另外，如本发明第9方面所示，上述变压器具有次级线圈，上述次级线圈通过抽头(21)被分割为第1部分(N2a)和第2部分(N2b)，上述整流平滑电路(6b)可以由连接在上述次级线圈的第1及第2部分(N2a、N2b)上的第1及第2二极管(Do1、Doa)和连接在第1及第2二极管(Do1、Doa)上的平滑电容器(Co)构成。
另外，如本发明第10方面所示，可以设置：与上述开关(Q1)等效并联连接的杂散电容或者与上述开关(Q1)并联连接的单个电容器(Ca)；与上述开关(Q1)反向并联连接的内置或单个的第1谐振用二极管(D11)；通过谐振用电容器(Cx)与上述开关(Q1)并联连接的谐振用开关(Q2)；具有与上述第1谐振用二极管(D11)相反方向性并且与上述谐振用开关(Q2)并联连接的内置或单个的第2谐振用二极管(D12)；以及从距上述开关(Q1)的关断期间的开始略迟的时刻起到比上述开关(Q1)的关断期间结束稍许提前的时刻止，对上述谐振用开关(Q2)进行导通控制用的控制电路(30)。
如果根据本发明的各个方面，将电容量小于平滑电容器(Cdc)的旁路电容器(C1)连接在整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4d)之间。因此，根据关断开关(Q1)时电感器(L1)的能量释放而产生的电流不流过整流电路(4)，而是流过旁路电容器(C1)。这样，如果不流过使整流电路(4)的二极管与开关(Q1)的通断同步变化的断续电流，则来自整流电路(4)的二极管的高频噪声的发生受到抑制，就能够提供低噪声开关电源装置。
另外，由于变压器的线圈(N1)的至少一部分插在电感器(L1)和平滑电容器(Cdc)之间，能够降低平滑电容器(Cdc)的充电电压，实现平滑电容器(Cdc)的低耐压化和低成本化。
另外，如果根据本发明的第2方面，能够降低基于开关(Q1)的通断而产生的高频分量。
另外，如果根据本发明的第5方面，通过与电感器(L1)串联连接的直流偏置电源用电容器(C3)的工作，在交流输入电压低的期间，在开关(Q1)导通时有电流流过电感器(L1)，从而提高了功率因数的改善效果。
另外，如果根据本发明的第10方面，通过谐振工作，能够降低开关(Q1)的切换损耗。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施例的开关电源装置的电路图。
图2是详细表示图1的噪声去除滤波器的电路。
图3是表示图1的控制电路的电路图。
图4是表示图1各部分的状态的波形图。
图5是表示第2实施例的开关电源装置的电路图。
图6是表示第3实施例的开关电源装置的电路图。
图7是表示第4实施例的开关电源装置的电路图。
图8是表示第5实施例的开关电源装置的电路图。
图9是表示第6实施例的开关电源装置的电路图。
图10是表示第7实施例的开关电源装置的电路图。
图11是表示第8实施例的开关电源装置的电路图。
图12是等效详细表示与图11的两个开关和谐振用电容器的电路图。
图13是表示图11及图12的各部分的状态的波形图。
具体实施方式
以下参照附图对本发明的实施例进行说明。
[第1实施例]
图1所示的第1实施例的开关电源装置由一对交流电源端子1、2，噪声去除滤波器3，由二极管D1、D2、D3、D4构成的桥式整流电路4，电感器L1，旁路电容器C1，去除高频分量用电容器C2，反向电流阻止用二极管D5，平滑电容器Cdc，变压器5，开关Q1，整流平滑电路6以及控制电路7构成。
一对交流输入电子1、2连接在例如50Hz商用交流电源上。噪声去除滤波器3例如如图2所示，由分别连接在一对交流输入端子1、2和地之间的电容器Ca、Cb，连接在输入端子1、2之间的电容器Cc，分别串联连接在一对交流线路1a、1b上的电感器La、Lb，以及连接在一对交流线路1a、1b上的电容器Cd构成。
桥式整流电路4中具有第1交流输入端子功能的第1及第2二极管D1、D2的相互连接点4a连接在滤波器3的一条输出线1a上，具有第2交流输入端子功能的第3及第4二极管D3、D4的相互连接点4b连接在滤波器3的另一条输出线1b上。第1及第3二极管D1、D3的阴极相互连接点具有第1整流输出端子4c的功能。第2及第4二极管D2、D4的阳极相互连接点具有第2整流输出端子4d的功能。
整流电路4的第1～第4二极管D1～D4可以是例如具有对50Hz的交流电源电压进行整流功能的二极管，不要求响应于开关Q1的通断而通断。
变压器5具有初级线圈N1和能够对其进行电磁耦合的次级线圈N2。初级线圈N1有抽头8，将其分割为第1及第2部分N1a、N1b。初级线圈N1和次级线圈N2的极性如黑点所示，彼此被设定为相反。
由电解电容构成的平滑电容器Cdc的一端，通过初级线圈N1的第1部分N1a、阻止反向电流用二极管D5和电感器L1连接在整流电路4的第1整流输出端子4c上。平滑电容器Cdc的另一端连接在第2整流输出端子4d上。再有，也可以在平滑电容器Cdc的另一端和第2整流端子4d之间连接电感器L1和阻止反向电流用二极管D5，如虚线所示。
由绝缘栅型场效应晶体管构成的开关Q1通过初级线圈N1与平滑电容器Cdc并联连接。另外，开关Q1的一端通过初级线圈N1的第2部分N1b、阻止反向电流用二极管D5和电感器L1连接在第1整流输出端子4c上，开关Q1的另一端连接在第2整流输出端子4d上。
阻止反向电流用二极管D5能够与开关Q1的通断而同步地通断，但是具有比开关Q1的关断时间短的反向恢复时间。
在变压器5的次级线圈N2上连接的整流平滑电路6由整流二极管D0和平滑电容器C0构成。电容器C0通过二极管D0与次级线圈N2并联连接。二极管D0具有在开关Q1导通时关断，在开关Q1关断时导通的方向性。在与输出平滑电容器C0连接的一对输出端子10、11之间获得直流输出电压，该直流输出电压供给图中未示出的负载。
本发明的旁路电容器C1连接在整流电路4的第1及第2整流输出端子4c、4d之间。该旁路电容器C1的电容量比平滑电容器Cdc的电容量小，最好是具有平滑电容器Cdc的电容量的1/100以下的值。因此，旁路电容器C1实质上并没有使整流电路4的输出平滑的功能，旁路电容器C1的电压追随从整流电路4得到的脉动电流而变化。
去除高频分量用电容器C2通过电感器L1与旁路电容器C1并联连接，并且通过阻止反向电流二极管D5和初级线圈N1的第2部分N1b与开关Q1并联连接。该去除高频分量用电容器C2由此吸收掉负载一侧的开关Q1、二极管D5、D0等产生的高频噪声，它具有远低于平滑电容器Cdc和旁路电容器C1的电容量。
用导体12、13连接到输出端子10、11、用导体14连接到开关Q1的控制端子的控制电路7，形成使输出端子10、11之间的电压控制在规定值用的控制信号并将其输送到开关Q1。图3是控制电路7的示意图。该控制电路7由连接在导体12、13之间的电压检测电阻15、16、基准电压源17、误差放大器18、锯齿波发生电路19和比较器20构成。误差放大器18的一个输入端子连接在电阻15、16的相互连接点上，另一个输入端子连接在基准电压源17上。比较器20的一个输入端子连接在误差放大器18上，另一个输入端子连接在锯齿波发生电路19上，输出端子通过导体14连接在图1的开关Q1的控制端子上。
锯齿波发生电路19以比交流输入端子1、2的交流电压Vac的频率(50kHz)高的重复频率(例如20kHz)产生锯齿波。因此，比较器20输出由与锯齿波同步的高重复频率(例如20kHz)的PWM(脉宽调制)信号构成的熟知的控制信号。
另外，在图3中虽然误差放大器18和比较器20上直接连接，但也可以采用由熟知的发光二极管和光电晶体管组成的光电耦合器进行光耦合。
[运作]
如果交流输入端子1、2连接在交流电源上，开关Q1进行通断工作，则平滑电容器Cdc就充电到预期的直流电压Vc。以下参照图4说明在平滑电容器Cdc被充电到电压Vc的正常状态下的工作。
图4原理性地示出了图1中各部分的状态。如果向开关Q1供给图4(A)中所示的二值控制信号Vg1，则开关Q1响应于该信号而通断。例如，如果在t2～t3区间开关Q1导通，则电流I1就流过由第1整流输出端子4c、电感器L1、阻止反向电流用二极管D5、初级线圈N1的第2部分N1b、开关Q1以及第2整流输出端子4d构成的第1路径，如图4(B)的导通期间Ton中所示，同时，电流也流过由平滑电容器Cdc、初级线圈N1和Q1构成的第2路径。因此，在导通期间Ton，共计有通过电感器L1的电流、以及由平滑电容器Cdc供给的电流之和构成的如图4(C)所示的电流Iq1流到开关Q1。在该开关Q1的导通期间Ton，能量蓄积在电感器L1和变压器5上。
在图4的t3时刻，开关Q1被控制为关断，如果t3～t5成为关断期间Toff，则开关Q1的电流Iq1为零。在该关断期间Toff，当阻止反向电流二极管D5的阳极侧的电位高于阴极侧的电位时，该二极管D5导通，在第1整流输出端子4c、电感器L1、阻止反向电流用二极管D5、初级线圈N1的第1部分N1a、平滑电容器Cdc以及第2整流输出端子4d的路径中流过平滑电容器Cdc的充电电流。在该关断期间Toff，电感器L1中蓄积的能量被释出，通过电感器L1的电流I1随时间而降低，如图4(B)所示，到t4时刻为零。在关断期间Toff，变压器5中蓄积的能量释出。其结果是，在次级线圈B2中有倾向于使输出整流用二极管D0导通的电压产生，二极管D0变为导通，有电流流过次级线圈N2、二极管D0、电容器C0以及负载(图中未示出)的路径。在输出整流用二极管D0导通的期间，次级线圈N2按电容器C0上的电压被箝位，在初级线圈N1感应出与匝数比相对应的电压。该初级线圈N1上感应的电压的方向具有与平滑电容器Cdc的电压Vc同一的方向性。现在，如将电感器L1的电压记作VL1，将初级线圈N1的第1部分N1a的电压记作VN1a，则下式成立：
       Vc＝V4+VL1-VN1a
平滑电容器Cdc被充电到低于整流电路4的输出电压V4和电感器L1的电压VL1之和。其结果是，能够将平滑电容器Cdc的电压抑制到较低。在图4的t4时刻，如果电感器蓄积的能量释放结束，则通过阻止反向电流二极管D5的电流I1为零。然而，由于在整流电路4的输出端子4c、4d之间连接有旁路电容器C1，并且通过电感器L1连接有去除高频分量用电容器C2，所以在t4～t5期间，有电流从整流电路4流入电容器C1、C2，整流电路4的电流I4不处于截止状态，继续流动。
图4(D)中概略地示出了整流电路4的输出电流I4在省略了波纹后的平均值。整流电路4的电流I4和交流输入电流Iac，如图4(D)、(E)所示，在图(F)所示的交流输入电压Vac的t0～t7中示出的0～180度期间中的t1～t6以及在t7～t10的180～360度期间中的t8～t9流动。由于流过电感器L1的电流I1和整流电路4的输出电流I4随着图4(F)的交流输入电压Vac的振幅而变化，并且在t1～t6和t8～t9的比较长的期间流动，从而在交流输入端子1、2处电流波形Iac对正弦波的近似性变好，并且功率因数得到改善。
如果图1的开关电源装置的输出端子10、11之间的电压变为高于目标值，则图3中的误差放大器18的输出降低，比较器20的输出脉冲的宽度变窄，输出电压返回到目标值。如果输出电压与上述相反地变低，则误差放大器18的输出电平增高，比较器20的输出脉冲的宽度变宽，输出电压返回到目标值。
从上述可知，本实施例具有以下效果：
(1)根据为改善功率因数而设置的电感器L1中蓄积的能量释出而产生的电流，流过由电感器L1、二极管D5、初级线圈N1的第1部分N1a、以及与平滑电容器Cdc旁路的旁路电容器C1构成的路径，不流到整流电路4中。由于整流电路4的第1～第4二极管D1～D4的电流，如图4(D)所示，成为与交流输入电压Vac同步的低频(50kHz)电流，所以不会从二极管D1～D4产生在切换频率以及比它更高的频率下的噪声。从而能够使噪声去除滤波器3缩至比较小。
(2)一个开关Q1具有两种功能：为了作DC-DC变换使施加于初级线圈N1上的电压进行通断的功能和为了改善功率因数使流过电感器的电流进行通断的功能。从而能够用比较简单的电路改善功率因数和调节直流输出电压。
(3)由于电感器L1不直接连接到平滑电容器Cdc上，而是通过初级线圈N1的第1部分N1a进行连接，所以能够将平滑电容器Ddc的充电电压Vc抑制到低于整流电路4的输出电压V4和电感器L1的电压VL1之和的值，可使电容器Cdc低耐压化和低成本化。
[第2实施例]
以下参照图5说明本发明的第2实施例的开关电源装置。但是，在图5中与图1中实质上为相同的部分标以相同的符号，其说明从略。
在图5中，电感器L1除了通过阻止反向电流用二极管D5连接到变压器5的初级线圈N1的下端即开关Q1的漏极外，其他和图1的结构相同。
如图5中所示，如果将阻止反向电流用二极管D5的连接点移到初级线圈N1的下端，则由于在电感器L1和开关Q1之间不插入初级线圈N1的一部分，在开关Q1导通期间流过电感器的电流I1增大，功率因数的改善效果增强。另外，由于在电感器L1和平滑电容器Cdc之间插入初级线圈N1的全部，所以能使电容器Cdc的充电电压大幅度地降低。由于图5的电路与图1的电路基本上是同样的结构，所以具有同样的降低噪声的效果。
[第3实施例]
以下参照图6说明本发明的第2实施例的开关电源装置。但是，在图6中与图1中实质性为相同的部分标以相同的符号，其说明从略。
图6的电路在图1的电路中附加了偏置电源用电容器C3和二极管D6，其他与图1的结构相同。偏置电源用电容器C3连接在阻止反向电流用二极管D5和初级线圈N1的下端即开关Q1的漏极之间。二极管D6连接在电容器3的一端和初级线圈N1的抽头8之间，并且具有使电容器C3充电的方向性，使得电容器C3的另一端为正极。电容器C3按开关Q1在关断期间产生的初级线圈N1的衰减的电压充电。即，电容器C3在开关Q1的关断期间按流过初级线圈N1的第2部分N1b、电容器C3和二极管D6的路径的电流充电。在开关Q1的导通期间，电流Iq1流过整流电路4、电感器L1、阻止反向电流用二极管D5、偏置电源用电容器C3以及开关Q1的路径。即使在由整流电路4得到的正弦波的整流输出电压低的期间，由于偏置电源用电容器C3的电压与整流电路4的输出电压V4相加，电流Iq1变得比较大，功率因数的改善效果增大。
还有，图6的基本的电路结构与图1的相同，图6的电路具有与图1同样的降低噪声的效果。
[第4实施例]
图7所示的第4实施例的开关电源装置是将图6中的电容器的位置移动后的产物，其他与图1及图6的结构相同。即，电容器C3的右端连接在初级线圈N1的抽头8a上。通过调节抽头8a的位置，能够对偏置电源用电容器C3的电压、开关Q1导通时的电流Iq1以及开关Q1关断时平滑电容器Cdc的充电电压进行调节。由于图7的电路具有与图1的电路相同的旁路电容器C1和阻止反向电流用二极管D5，所以具有与图1的电路相同的降低噪声的效果。另外，可以将二极管D6的阴极的连接位置移到初级线圈N1的上端，如虚线所示。
[第5实施例]
图8所示的第5实施例的开关电源装置设置使图1的变压器5变形后的变压器5a。阻止反向电流用二极管D5和平滑电容器Cdc的连接位置相对于该变压器5a的初级线圈N1发生变化，其他与图1同样地形成。
在图8中，变压器5a的初级线圈N1虽然用抽头8分割为第1及第2部分N1a、N1b，但是第1部分N1a的极性却与图1中的相反。平滑电容器Cdc连接在抽头8上。于是，初级线圈N1的第2部分N1b与开关Q1的串联电路被并联到平滑电容器Cdc上。阻止反向电流用二极管D5的阴极通过初级线圈N1的第1部分N1a连接在平滑电容器Cdc上。另外，电感器L1、阻止反向电流用二极管D5、初级线圈N1和开关Q1的串联电路连接在整流电路4的第1整流输出端子4c与第2整流输出端子4d之间。
在开关Q1的导通期间，在整流电路4、电感器L1、二极管D5、初级线圈N1以及开关Q1的路径上有改善功率因数用的电流流过，同时在平滑电容器Cdc、初级线圈N1的第2部分N1b以及开关Q1的路径上也有电流流过。在开关Q1导通期间在变压器中蓄积的能量在开关Q1关断的期间释出，使次级一侧的二极管D0导通。在电感器L1中蓄积的能量在开关关断期间在电感器L1、二极管D5、初级线圈N1的第1部分N1a、平滑电容器Cdc以及旁路电容器C1的路径上释出，使平滑电容器Cdc充电。此时，由于初级线圈N1的第1部分N1a的电压具有与整流电路4的输出电压V4和电感器L1的电压VL1反方向的极性，所以平滑电容器Cdc充电到低于V4+VL1的值。由于图8的实施例的电路与图1的电路同样有旁路电容器C1、除去高频分量用电容器C2、以及阻止反向电流用二极管D5，所以具有与第1实施例同样的降低噪声的效果。
[第6实施例]
图9所示的第6实施例的开关电源装置设置有变形后的变压器5a和整流平滑电路6a，其他与图1同样地形成。图10的变压器5b具有设定成相同极性的初级线圈N1和次级线圈N2。因此，就由变压器5b、开关Q1和整流平滑电路6a构成前向型DC-DC变换器。整流平滑电路6a是由在开关Q1的导通期间变为导通的二极管Do、平滑用电感器L2和平滑用电容器Co以及变换用二极管D8构成的熟知的电路。
由于图9的电路具有与图1的电路同样的电容器C1、C2和二极管D5，所以具有与图1的电路同样的降低噪声的效果。
[第7实施例]
图10所示的第7实施例的开关电源装置设置有变形后的变压器5c和整流平滑电路6b，其他与图1同样地形成。图10的变压器5c的次级线圈N2具有中心抽头21，被分割成第1及第2部分N2a、N2b。次级线圈N2的第1部分N2a通过一方的二极管Do与平滑电容器Co并联连接。次级线圈N2的第2部分N2b通过另一方的二极管Doa与平滑电容器Co并联连接。还有，在二极管Do、Doa和平滑电容器Co之间可以连接电感器。
由于图10的电路的变压器5c的1次电路与图1的相同，所以采用图10的电路也能够获得降低噪声的效果。
[第8实施例]
以下参照图11～13说明第8实施例的开关电源装置。但是，在图11中对与图1中实质上为相同的部分标以相同的符号，其说明从略。图11的电路系在图1的电路中增添了谐振电容器Cx与场效应晶体管构成的谐振用开关Q2以及控制电路30，其他则与图1的结构相同。谐振用电容器Cx和开关Q2的串联电路与通断用的、即断续用的开关Q1并联连接。由于两个开关Q1、Q2都是将源极连接在衬底(体内)上的绝缘栅型场效应晶体管，所以如图12中所示，具有主开关S1、S2和与之反向并联连接的二极管D11、D12，还有与主开关S1、S2并联连接的杂散电容C11、C12。再者，二极管D11、D12和电容器C11、C12可以作为分立部件连接。
为控制谐振用开关Q2用的控制电路30在控制信号Vg1的关断期间产生使开关Q2导通的控制信号Vg2，如图13(D)所示，而控制信号Vg1则来自断续用开关Q1的控制电路7，如图13(B)所示。再者，还设有在第1和第2控制信号Vg1、Vg2的导通期间彼此共同变为关断的休止期间。
图13表示图11各部分的状态，(A)、(C)示出了开关Q1、Q2的端子之间的电压(漏极与源极之间的电压)Vq1、Vq2，(B)、(D)示出了开关Q1、Q2的栅极上所施加的控制信号Vg1、Vg2，(E)、(F)示出了开关Q1、Q2中流过图12所示的主开关S1、S2的电流Is1、Is2，(G)示出了谐振用电容器Cx的电压Vcx。
在图11的电路中，在图13的t1～t2中所示开关Q1的导通期间，在电容器Cdc、初级线圈N1和开关Q1的闭合回路内有电流流过，同时在电容器C1、电感器L1、二极管D5、初级线圈N1的第2部分N1b、以及开关Q1的闭合回路内也有电流流过。在t2时刻，如果断续用开关Q1被控制为关断，则如图12所示，有电流流过开关Q1的杂散电容C11，并对该电容缓慢充电。因此，断续用开关Q1的电压Vq1在t1～t2期间缓慢上升，如图13(A)所示。因此，断续用开关Q1的电压Vq1在t2～t3期间缓慢上升，如图13(A)所示。由此，开关Q1在关断时达到零伏切换，减少了切换损耗。在t3时刻，如果杂散电容C11的充电结束，则在由电容器Cdc、初级线圈N1、谐振用电容器Cx、以及谐振用开关Q2的主开关S2或者二极管D12构成的闭合回路内有电流流过，同时在由电容器C1、电感器L1、二极管D5、初级线圈N1的第2部分N1b、电容器Cx、以及主开关S2或者二极管D12构成的闭合回路内也有电流流过。其次，电容器Cx处于放电模式，在由电容器Cx、初级线圈N1、电容器Cdc、以及主开关S2构成的闭合回路内有与迄今相反倾向(上升)的电流流过，同时在由电容器C1、电感器L1、二极管D5、初级线圈N1的第1部分N1a、以及电容器Cdc构成的闭合回路内也有电流流过。再者，由于电容器Cx具有较大的电容量，所以当其右侧为正经过初期充电以后，该电压Vcx保持为大致恒定的直流电压，如图13(G)所示。在t4时刻，如果开关Qx受控制关断，则断续用开关Q1的杂散电容C11被反充电，其电压即断续用开关Q1的电压Vq1下降，如图13(A)所示。电容C11的反充电电流在电容器Cdc、电容C11和初级线圈N1的闭合回路中流过。据此，电容C11的电荷返回到电容器Cdc或者次级一侧的电容器Co上。在t5时刻，断续用开关Q1受控制导通，电流Iq1在流过此处时，该开关Q1的电压大致为零伏，开关损耗减少。
图11的电路除了上述切换损耗降低的效果外，还具有与图1的电路相同的噪声降低效果。
[变例]
本发明不限定于上述实施例，例如可作如下的变形。
(1)还可将图11的电容器Cx和开关Q2的电路添加到图5～图10的第2～第7实施例的电路中去。
(2)可将图5～图8的第2～第5实施例的变压器5、5a以及整流平滑电路6与图9的变压器5b以及整流平滑电路6a一样，构成为前向型。
(3)可将开关Q1作成双极晶体管等的半导体开关。
(4)可使整流电路4和开关Q1的极性反转。
(5)在图1、图5～图11的各电路中，如虚线所示，可将电感器L1和阻止反向电流用二极管D5连接到开关Q1和第2整流输出端子4d之间的线上。
(6)可将变压器5、5a、5b、5c作成单线圈型变压器。

Claims (10)

1.一种将由交流电源供给的交流电压变换为直流电压用的开关电源装置，其特征在于，
备有：交流输入端子(1、2)、连接在所述交流输入端子(1、2)上的整流电路(4)、平滑电容器(Cdc)、具有线圈(N1)的变压器(5、5a、5b或5c)、可控制通断的开关(Q1)、电感器(L1)、旁路电容器(C1)、阻止反向电流用二极管(D5)、连接在为获取直流输出电压的所述变压器(5、5a、5b或5c)的整流平滑电路(6、6a或6b)、以及在比施加于所述交流输入端子(1、2)上的交流电压的频率高的重复频率下控制所述开关(Q1)通断的控制电路(7)；
所述电感器(L1)至少通过所述阻止反向电流用二极管(D5)和所述开关(Q1)连接在所述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4D)之间；
所述平滑电容器(Cdc)只通过由所述电感器(L1)、所述阻止反向电流用二极管(D5)和所述线圈(N1)的至少一部分构成的路径被充电，并且，通过所述线圈(N1)的至少一部分、所述阻止反向电流用二极管(D5)和所述电感器(L1)连接在所述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4d)之间；
所述开关(Q1)通过所述线圈(N1)的至少一部分连接在所述平滑电容器(Cdc)的一端和另一端之间；
所述旁路电容器(C1)连接在所述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4d)之间，同时与由所述电感器(L1)、所述阻止反向电流用二极管(D5)、所述线圈(N1)的至少一部分、以及所述平滑电容器(Cdc)构成的串联电路并联连接；
所述旁路电容器(C1)具有比所述平滑电容器(Cdc)小的电容量；
所述阻止反向电流用二极管(D5)具有比所述开关(Q1)的关断时间短的反向恢复时间。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
还备有：至少通过所述阻止反向电流用二极管(D5)与所述开关(Q1)并联连接，通过所述电感器(L1)与所述旁路电容器(C1)并联连接，并且具有电容量比所述平滑电容器(Cdc)小的去除高频分量用电容器(C2)。
3.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述变压器的线圈(N1)通过抽头(8)分割成第1部分(N1a)和第2部分(N1b)，所述电感器(L1)、所述阻止反向电流用二极管(D5)、所述线圈(N1)的第2部分(N1b)、以及所述开关(Q1)的串联电路连接在所述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4d)之间；
所述平滑电容器(Cdc)与所述线圈(N1)的第1部分(N1a)、第2部分(N1b)和所述开关(Q1)的串联电路并联连接。
4.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
由所述电感器(L1)、所述阻止反向电流用二极管(D5)、所述线圈(N1)的全部和所述平滑电容器(Cdc)构成的串联电路被连接在所述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4d)之间，所述线圈(N1)的全部和所述开关(Q1)的串联电路与所述平滑电容器(Cdc)并联连接。
5.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
还备有：与所述电感器(L1)和所述阻止反向电流用二极管(D5)串联连接的直流偏置电源用电容器(C3)，以及根据在所述开关(Q1)的关断期间从所述线圈(N1)获得的电压，对所述直流偏置电源用电容器(C3)充电的充电装置(D6)。
6.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述线圈(N1)具有被设定为第1极性的第1部分(N1a)和被设定为与所述第1极性相反的第2极性的第2部分(N1b)；
所述电感器(L1)、所述阻止反向电流用二极管(D5)、所述线圈(N1)的所述第1部分(N1a)、以及所述平滑电容器(Cdc)的串联电路连接在所述整流电路(4)的一个输出端子(4c)和另一输出端子(4d)之间；
所述线圈(N1)的所述第2部分(N1b)和所述开关(Q1)的串联电路与所述平滑电容器(Cdc)并联连接。
7.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述变压器具有次级线圈(N2)，所述整流平滑电路(6)被构成为与所述次级线圈(N2)连接，并且在所述开关(Q1)关断时释出所述变压器的能量。
8.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述变压器具有次级线圈(N2)，所述整流平滑电路(6a)被构成为与所述次级线圈(N2)连接，并且在所述开关(Q1)导通时释出所述变压器的能量。
9.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述变压器具有次级线圈，所述次级线圈通过抽头(21)被分割成第1部分(N2a)和第2部分(N2b)，所述整流平滑电路(6b)由连接在所述次级线圈的第1及第2部分(N2a、N2b)上的第1及第2二极管(Do1、Doa)，和连接在第1及第2二极管(Do1、Doa)上的平滑电容器(Co)构成。
10.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，还有：
所述开关(Q1)等效地并联连接的杂散电容或者与开关(Q1)并联连接的单个电容器(C11)；
所述开关(Q1)反向并联连接的内置或单个的第1谐振用二极管(D11)；
所述开关(Q1)通过谐振用电容器(Cx)并联连接的谐振用开关(Q2)；
具有与所述第1谐振用二极管(D11)相反的方向性并且与所述谐振用开关(Q2)并联连接的内置或单个的第2谐振用二极管(D12)；以及
从距所述开关(Q1)的关断期间的开始略迟的时刻起到比所述开关(Q1)的关断期间结束稍许提前的时刻止，对所述谐振用开关(Q2)进行导通控制用的控制电路(30)。
CNB02105052XA 2001-02-16 2002-02-11 开关电源装置 Expired - Fee Related CN1187885C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP40180/2001 2001-02-16
JP40180/01 2001-02-16
JP2001040180A JP3374917B2 (ja) 2001-02-16 2001-02-16 スイッチング電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1374747A CN1374747A (zh) 2002-10-16
CN1187885C true CN1187885C (zh) 2005-02-02

Family

ID=18902833

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB02105052XA Expired - Fee Related CN1187885C (zh) 2001-02-16 2002-02-11 开关电源装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6574122B2 (zh)
EP (1) EP1237264A3 (zh)
JP (1) JP3374917B2 (zh)
KR (1) KR100420872B1 (zh)
CN (1) CN1187885C (zh)

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19941699A1 (de) * 1999-09-02 2001-03-08 Bosch Gmbh Robert Halbleitersicherung für elektrische Verbraucher
US8435939B2 (en) 2000-09-05 2013-05-07 Biokine Therapeutics Ltd. Polypeptide anti-HIV agent containing the same
JP4126526B2 (ja) * 2001-09-28 2008-07-30 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US6813168B2 (en) * 2002-11-18 2004-11-02 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for providing input EMI filtering in power supplies
JP3994942B2 (ja) * 2003-07-24 2007-10-24 ソニー株式会社 電源回路及び電子機器
CN100392968C (zh) * 2003-12-08 2008-06-04 林福泳 一种高功率因数直流电源
US7130201B2 (en) * 2004-05-14 2006-10-31 Grand Power Sources Inc. Power supply device for outputting stable programmable power supply
JP4403926B2 (ja) * 2004-08-30 2010-01-27 サンケン電気株式会社 直流電源装置
CN100416997C (zh) * 2005-01-19 2008-09-03 林福泳 一种高功率因数高频直流电源
EP2759302A3 (en) 2006-12-21 2014-11-05 Biokine Therapeutics LTD. 4F-benzoyl-TN14003 combined with rituximab for use in the treatment of a tumour
CN101834522B (zh) * 2009-03-12 2012-12-12 登丰微电子股份有限公司 具有防止噪声的转换电路及转换控制器
JP5715622B2 (ja) 2009-06-14 2015-05-07 バイオカイン セラピューティックス リミテッド 血小板レベルを増大させるためのペプチド療法
JP5500973B2 (ja) * 2009-12-25 2014-05-21 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置
CN101783605B (zh) * 2010-03-05 2012-07-25 北京嘉昌机电设备制造有限公司 一种开关电源中输出吸收电路及开关电源
JP5581808B2 (ja) 2010-05-27 2014-09-03 サンケン電気株式会社 直流電源装置
US20120014142A1 (en) * 2010-07-19 2012-01-19 Welland Industrial Co., Ltd. Power conversion apparatus for correcting power factor
WO2012128768A1 (en) * 2011-03-24 2012-09-27 Polar Semiconductor, Inc. Series switch bridgeless power supply
US20130063116A1 (en) * 2011-09-14 2013-03-14 Fairchild Semiconductor Corporation True reverse current blocking system
US9439942B2 (en) 2012-04-24 2016-09-13 Biokine Therapeutics Ltd. Peptides and use thereof in the treatment of large cell lung cancer
CN103516236B (zh) * 2012-06-15 2016-05-25 Tdk株式会社 转换器
JP5807649B2 (ja) * 2013-02-15 2015-11-10 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換方法
US9599345B2 (en) * 2013-03-27 2017-03-21 Electrolux Home Products, Inc. Cross heating thermocouple based pan sensing
CN104377961B (zh) * 2013-08-16 2017-09-15 台达电子企业管理（上海）有限公司 转换器与降低节点电压的方法
CN106160520B (zh) * 2015-04-15 2019-03-29 台达电子工业股份有限公司 电压转换装置
EP3744340A3 (en) 2015-07-16 2021-03-03 Biokine Therapeutics Ltd. Compositions and methods for treating cancer
AU2017222495B2 (en) 2016-02-23 2019-08-08 Biolinerx Ltd. Methods of treating acute myeloid leukemia
CN107732916B (zh) * 2017-11-21 2020-11-24 国家电网公司 并联型谐波电能提取装置
JP7362422B2 (ja) * 2019-10-28 2023-10-17 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
WO2021125911A1 (ko) * 2019-12-20 2021-06-24 박찬웅 스위칭 전원의 스파이크 전압을 줄이는 방법과 장치
JP2022171179A (ja) * 2021-04-30 2022-11-11 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5331534A (en) * 1991-11-20 1994-07-19 Tokyo Electric Co., Ltd. Power supply apparatus
JP3127979B2 (ja) * 1994-11-28 2001-01-29 サンケン電気株式会社 直流電源装置
EP0736957A1 (en) * 1995-04-03 1996-10-09 STMicroelectronics S.r.l. Reduction of harmonic content of the current absorbed from the mains by a switching power supply
WO1998026497A1 (fr) * 1996-12-10 1998-06-18 Matsushita Refrigeration Company Unite de puissance
US6069803A (en) * 1999-02-12 2000-05-30 Astec International Limited Offset resonance zero volt switching flyback converter
JP2001095251A (ja) * 1999-09-22 2001-04-06 Sony Corp スイッチング電源回路
US6366474B1 (en) * 2000-09-29 2002-04-02 Jeff Gucyski Switching power supplies incorporating power factor correction and/or switching at resonant transition
JP3496717B2 (ja) * 2001-04-18 2004-02-16 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP2002247843A (ja) 2002-08-30
KR100420872B1 (ko) 2004-03-02
US20020114176A1 (en) 2002-08-22
EP1237264A2 (en) 2002-09-04
CN1374747A (zh) 2002-10-16
KR20020067620A (ko) 2002-08-23
US6574122B2 (en) 2003-06-03
EP1237264A3 (en) 2004-02-18
JP3374917B2 (ja) 2003-02-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1187885C (zh) 开关电源装置
CN1280976C (zh) 开关电源装置
CN1236545C (zh) 电力变换装置
CN203691238U (zh) 电子变换器以及相关照明系统
CN102332813B (zh) 功率因数校正效能改进电路、使用该电路的变换器以及制造变换器的方法
CN1224161C (zh) 开关电源装置
CN101854120B (zh) 一种高效率多功能反激变换器
CN1950995A (zh) Dc－dc转换器
CN203775058U (zh) 一种基于单端反激变压器漏感能量利用的led驱动电源
CN107204717B (zh) 一种无桥升压型cuk pfc电路
CN1428924A (zh) 开关电源装置
CN1893250A (zh) 高效半桥dc/dc转换器
CN110504835B (zh) 一种开关变换器及其控制方法
CN1578040A (zh) 电源电路及电子装置
CN1538608A (zh) 开关电源装置
CN1274077C (zh) 用于回扫变换器的同步整流电路
CN212572416U (zh) I型三电平变换器和不间断电源模块
CN1689217A (zh) 开关电源装置
CN201018418Y (zh) 可升降电流型ac-ac变换器
CN1238952C (zh) 一种低损耗的dc/dc升压电路
CN1170359C (zh) 低损耗的升压装置
CN107453597B (zh) 灵活多电平无桥功率因数校正变换器及调制方法
CN1692545A (zh) 电源电路及电子设备
CN1250555A (zh) 降压直流/直流转换器
CN1220324C (zh) 开关电源电路

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20050202

Termination date: 20140211