JP2022171179A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】サージ電圧の発生を抑えつつ、スイッチング素子を用いた電源装置の効率を向上させること。【解決手段】トランス２０６と、ダイオードブリッジ２０３と、平滑コンデンサ２０７と、ＦＥＴ２０８と、クランプコンデンサ２１１とダイオード２１２とが直列に接続され１次巻線２０６ａと並列に接続された直列回路と、ダイオード２１３と補助巻線２０６ｄとが直列に接続されＦＥＴ２０８のソース端子とクランプコンデンサ２１１とダイオード２１２とが接続された接続点との間に接続された直列回路とを有し、補助巻線２０６ｄの巻数を１次巻線２０６ａの巻数未満とし、かつ、補助巻線２０６ｄの巻数と２次巻線２０６ｃの巻数との比と出力電圧との積が平滑コンデンサ２０７の電圧以下となるようにトランス２０６を構成する。【選択図】図２

Description

本発明は、電源装置及び電源装置を備える画像形成装置に関する。
スイッチング素子を使用したスイッチング電源では、スイッチング素子のターンオフ時に、トランスのリーケージインダクタンス、スイッチング素子自体の出力容量、及びターンオフ直前のピーク電流を要因とするサージ電圧が発生する。このサージ電圧を抑制し、かつ、効率を改善するスイッチング電源が提案されている。例えば特許文献１には、少ない回路損失でスイッチング電源のサージ電圧を抑制する技術が開示されている。
特表２００４－５１４３９８号公報
従来の技術では、１次巻線の巻数とクランプ巻線の巻数との比率（以下、巻数比という）、及び、２次巻線とクランプ巻線との巻数比によっては、スイッチング素子のサージ電圧の抑制と効率向上とを実現できないという課題がある。また、従来例では、１次巻線とクランプ巻線との巻数比、及び、２次巻線とクランプ巻線との巻数比については検討されていない。
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、サージ電圧の発生を抑えつつ、スイッチング素子を用いた電源装置の効率を向上させることを目的とする。
上述した課題を解決するために、本発明は、以下の構成を備える。
（１）１次巻線と、２次巻線と、補助巻線とを有し、１次側と２次側とが絶縁されたトランスと、第１の出力端子及び第２の出力端子を有し、交流電圧を整流する整流回路と、一端が前記第１の出力端子及び前記１次巻線の一端と接続され、他端が前記第２の出力端子に接続された平滑コンデンサと、一端が前記１次巻線の他端と接続され、他端が前記第２の出力端子に接続され、オン状態又はオフ状態に切り替えられるスイッチング素子と、コンデンサと第１の整流素子とが直列に接続された第１の直列回路であって、前記１次巻線と並列に接続された前記第１の直列回路と、第２の整流素子と前記補助巻線とが直列に接続された第２の直列回路であって、前記コンデンサと前記第１の整流素子とが接続された接続点と前記スイッチング素子の他端との間に接続された前記第２の直列回路と、を備え、前記トランスは、前記補助巻線の巻数が前記１次巻線の巻数未満であり、かつ、前記補助巻線の巻数と前記２次巻線の巻数との比と出力電圧とを乗算した値が前記平滑コンデンサの電圧以下となるように構成されていることを特徴とする電源装置。
（２）直列に接続された第１の１次巻線及び第２の１次巻線と、２次巻線と、補助巻線とを有し、１次側と２次側とが絶縁されたトランスと、第１の出力端子及び第２の出力端子を有し、交流電圧を整流する整流回路と、一端が前記第１の１次巻線の他端と接続され、他端が前記第２の出力端子に接続された平滑コンデンサと、一端が前記第２の１次巻線の他端と接続され、他端が前記第２の出力端子に接続され、オン状態又はオフ状態に切り替えられるスイッチング素子と、コンデンサと第１の整流素子とが直列に接続された第１の直列回路であって、前記第１の１次巻線の他端と前記第２の１次巻線の他端との間に接続された前記第１の直列回路と、第２の整流素子と前記補助巻線とが直列に接続された第２の直列回路であって、前記コンデンサと前記第１の整流素子とが接続された第１の接続点と前記スイッチング素子の他端との間に接続された前記第２の直列回路と、インダクタと第３の整流素子とが直列に接続された第３の直列回路であって、前記第１の出力端子と前記第１の１次巻線の一端と前記第２の１次巻線の一端とが接続された第２の接続点との間に接続された前記第３の直列回路と、を備え、前記トランスは、前記補助巻線の巻数を前記第１の１次巻線の巻数と前記第２の１次巻線の巻数との合計の巻数未満とし、かつ、前記補助巻線の巻数と前記２次巻線の巻数との比と出力電圧との積が前記平滑コンデンサの電圧以下となるように構成されていることを特徴とする電源装置。
（３）シートに画像形成を行う画像形成手段と、前記画像形成手段に電力を供給する前記（１）又は前記（２）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。
本発明によれば、サージ電圧の発生を抑えつつ、スイッチング素子を用いた電源装置の効率を向上させることができる。
実施例１～３の画像形成装置の構成を示す断面図 実施例１のスイッチング電源の回路構成を示す回路図 実施例１の電流ルートを説明する図 実施例１の動作波形を説明する図 実施例２のスイッチング電源の回路構成を示す回路図 実施例２の入力電流波形と入力電圧波形を説明する図、電流ルートを説明する図 実施例３のスイッチング電源の回路構成を示す回路図
以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
［画像形成装置の構成］
図１は、画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタの構成を示す断面図である。レーザビームプリンタ１００（以下、プリンタ１００という）は、静電潜像が形成される感光ドラム１０１、感光ドラム１０１を一様に帯電する帯電部１０２、感光ドラム１０１に形成された静電潜像を現像し、トナー像を形成する現像部１０３を備えている。また、プリンタ１００は、感光ドラム１０１にレーザ光を照射して、感光ドラム１０１の表面に静電潜像を形成する露光装置１１０を備えている。プリンタ１００では、感光ドラム１０１に形成されたトナー像は、転写部１０５によって、カセット１０４から給送された記録材としてのシートＰに転写される。未定着のトナー像が転写されたシートＰは、定着器１０６に搬送され、トナー像は定着器１０６でシートＰに定着され、トナー像が定着されたシートはトレイ１０７に排出される。この感光ドラム１０１、帯電部１０２、現像部１０３、転写部１０５が画像形成部（画像形成手段）である。また、プリンタ１００は、低電圧電源装置１０８を備え、低電圧電源装置１０８はモータ等の駆動部や画像形成部による画像形成動作やシートＰの搬送動作を制御する制御部（不図示）へ電力を供給する。
［スイッチング電源装置の構成］
図２は、図１のプリンタ１００が低電圧電源装置１０８として備えている、実施例１の電源装置であるスイッチング電源２００の回路構成を示す回路図である。図２において、プラグ２０１をコンセントに接続すると、交流電源（不図示）から交流電圧がスイッチング電源２００に入力される。入力された交流電圧は、フィルタ回路２０２を介して、整流回路であるダイオードブリッジ２０３に入力される。ダイオードブリッジ２０３は、入力側の端子２０３ａ、２０３ｂと、出力側の端子２０３ｃ（第１の出力端子）、端子２０３ｄ（第２の出力端子）を有する。ダイオードブリッジ２０３は、入力側の端子２０３ａ、２０３ｂから入力される交流電圧を全波整流し、出力側の端子２０３ｃ、２０３ｄに出力する。ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｃは、平滑コンデンサ２０７の一端と接続されて、端子２０３ｄは、平滑コンデンサ２０７の他端と接続されている。全波整流された交流電圧は、平滑コンデンサ２０７で平滑され、略一定の直流電圧となる。
トランス２０６は、１次側のエネルギーを２次側に変換するための絶縁トランスであり、１次巻線２０６ａ、２次巻線２０６ｃ、補助巻線２０６ｄを有している。なお、図２は、フライバック回路の適用例を示しているため、１次巻線２０６ａに対し、２次巻線２０６ｃは巻き方向が逆方向となっている（図２中の黒丸参照）。また、補助巻線２０６ｄも、２次巻線２０６ｃと同様に、１次巻線２０６ａに対し、巻き方向が逆方向となっている（図２中の黒丸参照）。
平滑コンデンサ２０７の一端は、トランス２０６の１次巻線２０６ａの一端と接続され、１次巻線２０６ａの他端は、スイッチング素子である電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）２０８のドレイン端子と接続されている。また、ＦＥＴ２０８のソース端子は、平滑コンデンサ２０７の他端、及びダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｄと接続されている。なお、ＦＥＴ２０８のゲート端子は、ＦＥＴ２０８のスイッチング動作を制御する制御ＩＣ（不図示）に接続されている。
また、トランス２０６の２次巻線２０６ｃの一端は、ダイオード２０９のアノード端子に接続され、カソード端子は平滑コンデンサ２１０の一端に接続されている。平滑コンデンサ２１０は、一端がダイオード２０９のカソード端子に接続され、他端がトランス２０６の２次巻線２０６ｃの他端に接続されている。平滑コンデンサ２１０の充電電圧は、スイッチング電源２００の出力電圧Ｖｏとして、スイッチング電源２００に接続された外部負荷に出力される。
図２において、制御ＩＣ（不図示）からＦＥＴ２０８のゲート端子にローレベル信号が入力され、ＦＥＴ２０８がターンオフするタイミングで、ＦＥＴ２０８のドレイン端子に大きなサージ電圧が発生する。サージ電圧を抑制する回路が、破線で囲まれたスナバ回路２１４である。スナバ回路２１４は、トランス２０６の補助巻線２０６ｄと２つの整流素子であるダイオード２１２（第１の整流素子）、２１３（第２の整流素子）、そしてクランプコンデンサ２１１で構成されている。ここで、クランプコンデンサ２１１とダイオード２１２とが直列に接続された第１の直列回路は、１次巻線２０６ａと並列に接続されている。ダイオード２１３と補助巻線２０６ｄとが直列に接続された第２の直列回路は、クランプコンデンサ２１１とダイオード２１２とが接続された接続点とＦＥＴ２０８の他端との間に接続されている。すなわち、スナバ回路２１４は、第１の直列回路と第２の直列回路とを有している。
スナバ回路２１４において、クランプコンデンサ２１１の一端は、トランス２０６の１次巻線２０６ａの他端、及びＦＥＴ２０８のドレイン端子と接続され、クランプコンデンサ２１１の他端はダイオード２１２のアノード端子と接続されている。ダイオード２１２のカソード端子は、平滑コンデンサ２０７の一端、及びトランス２０６の１次巻線２０６ａの一端と接続されている。また、ダイオード２１３のアノード端子はＦＥＴ２０８のソース端子、平滑コンデンサ２０７の他端、及びダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｄと接続されている。一方、ダイオード２１３のカソード端子は、トランス２０６の補助巻線２０６ｄの一端と接続されている。トランス２０６の補助巻線２０６ｄの他端は、クランプコンデンサ２１１とダイオード２１２のアノード端子とが接続された接続点と接続されている。
ＦＥＴ２０８は、制御ＩＣ（不図示）からＦＥＴ２０８のゲート端子にハイレベル信号が入力されると、ＦＥＴ２０８のドレイン端子とソース端子との間が導通し、ＦＥＴ２０８は導通状態（オン状態）となる。その結果、平滑コンデンサ２０７からの電流が１次巻線２０６ａに流れ、ＦＥＴ２０８の導通期間に応じたエネルギーがトランス２０６に蓄積される。ＦＥＴ２０８の導通状態の期間では、トランス２０６の２次巻線２０６ｃには、巻き始め側がプラスで、巻き終わり側がマイナスの電圧が発生する。ところが、トランス２０６の２次側のダイオード２０９のアノード端子の電圧がカソード端子の電圧よりも低くなるため、ダイオード２０９は非導通状態のままで、２次巻線２０６ｃからダイオード２０９を介した電流は流れない。
一方、制御ＩＣ（不図示）からＦＥＴ２０８のゲート端子にローレベル信号が入力されると、ＦＥＴ２０８のドレイン端子とソース端子との間は開放状態となり、ＦＥＴ２０８は非導通状態（オフ状態）となる。すると、トランス２０６の２次巻線２０６ｃには、巻き始め側がマイナスで、巻き終わり側がプラスの電圧が発生する。トランス２０６の２次側のダイオード２０９のアノード端子の電圧がカソード端子の電圧よりも高くなるため、ダイオード２０９は導通状態となり、トランス２０６の２次巻線２０６ｃから２次側のダイオード２０９を通して電流が流れる。このように、２次巻線２０６ｃには、ＦＥＴ２０８のスイッチング動作に連動して、パルス状の電圧が発生する。トランス２０６の２次巻線２０６ｃに発生する電圧をダイオード２０９で整流し、平滑コンデンサ２１０によって平滑することで出力電圧Ｖｏが生成され、出力電圧ＶｏはＦＥＴ２０８のスイッチング動作により一定の電圧に制御される。
［スナバ回路の動作］
次に、スナバ回路２１４の動作を図３に示す状態説明図に基づいて説明する。図３は、スナバ回路２１４の動作を説明するために、図２のスナバ回路２１４の周辺回路を抜き出した回路図である。図３（ａ）は、ＦＥＴ２０８がターンオフした直後（オン状態からオフ状態に切り替わった直後）の回路動作を説明する図であり、図３（ｂ）は、ＦＥＴ２０８のターンオン直後（オフ状態からオン状態に切り替わった直後）の回路動作を説明する図である。なお、実施例１のスナバ回路２１４は、回路動作的にはＦＥＴ２０８のターンオフ直後及びターンオン直後の回路動作に特徴がある。ＦＥＴ２０８のターンオフ直後及びターンオン直後以外の期間での回路動作は、上述したスナバ回路２１４を有しない一般的なスイッチング電源と同じ回路動作であるため、ここでの説明は省略する。
（ＦＥＴ２０８のターンオフ直後の回路動作）
まず、図３（ａ）を参照して、ＦＥＴ２０８のターンオフ直後の回路動作について説明する。ＦＥＴ２０８のゲート端子に制御ＩＣ（不図示）からローレベル信号が入力されると、ＦＥＴ２０８のドレイン端子とソース端子との間が開放状態になる。すると、それまで１次巻線２０６ａからＦＥＴ２０８のドレイン端子に流れていた電流は、クランプコンデンサ２１１に流れ始め、クランプコンデンサ２１１は１次巻線２０６ａからの電流（以下、充電電流という）により充電される。クランプコンデンサ２１１への充電電流の経路（以下、電流ルートという）は、図３（ａ）の太い矢印で示したルートであり、１次巻線２０６ａからクランプコンデンサ２１１、そしてダイオード２１２へと流れる。そのときのＦＥＴ２０８のドレイン電圧は、クランプコンデンサ２１１の容量と１次巻線２０６ａのインダクタンスとの共振動作により弧を描く電圧波形となり、緩やかに電圧が上昇し、電圧の急激な上昇が制限される。
（ＦＥＴ２０８のターンオン直後の回路動作）
一方、ＦＥＴ２０８のゲート端子に制御ＩＣ（不図示）からハイレベル信号が入力されると、ＦＥＴ２０８のドレイン端子とソース端子との間が導通状態となる。この状態を表したのが図３（ｂ）である。図３（ｂ）に示す太い矢印が、クランプコンデンサ２１１から放電される電流（以下、放電電流という）の電流ルートである。１次巻線２０６ａと補助巻線２０６ｄとは、トランス２０６内で結合されている。そのため、１次巻線２０６ａと補助巻線２０６ｄの巻数比により、クランプコンデンサ２１１から流れる放電電流は、ＦＥＴ２０８に流れる電流と、１次巻線２０６ａを逆流する電流とに分流する。１次巻線２０６ａを逆流する電流は平滑コンデンサ２０７への回生電流となり、ＦＥＴ２０８がターンオフした際のサージ電圧で発生したエネルギー（クランプコンデンサ２１１の充電電圧）の一部が平滑コンデンサ２０７に回生されて再利用されることになる。そして、放電電流が流れることにより、サージ電圧により充電された電圧が放電されたクランプコンデンサ２１１は、図３（ａ）に示す充電電流が流れる直前の状態となり、再度サージ電圧によるエネルギーを蓄積できる状態にリセットされる。
一方、クランプコンデンサ２１１からＦＥＴ２０８に流れる電流は、ダイオード２１３を介して補助巻線２０６ｄへと流れ、放電電流のエネルギーは、補助巻線２０６ｄに蓄積される。そして、補助巻線２０６ｄに蓄積されたエネルギーは、次のＦＥＴ２０８のターンオフ時に２次側電流として変換され、１次巻線２０６ａに蓄積されたエネルギーが変換された２次側電流に加算される。なお、ダイオード２１３は、クランプコンデンサ２１１の電荷が補助巻線２０６ｄを通して放電するのを遮断する機能を有している。また、ダイオード２１３と補助巻線２０６ｄは、クランプコンデンサ２１１からの放電電流が流れる方向に、ダイオード２１３、補助巻線２０６ｄの順に接続されているが、補助巻線２０６ｄ、ダイオード２１３の順に接続されていても同じ回路動作となる。すなわち、図２では、ダイオード２１３のアノード端子がＦＥＴ２０８のソース端子に接続され、カソード端子が補助巻線２０６ｄの一端と接続され、補助巻線２０６ｄの他端が上述した接続点に接続されている。しかし、補助巻線２０６ｄの一端がＦＥＴ２０８のソース端子に接続され、他端がダイオード２１３のアノード端子と接続され、ダイオード２１３のカソード端子が接続点に接続されていてもよい。
（巻数比の考察）
次にトランス２０６の１次巻線２０６ａと補助巻線２０６ｄの巻数比、及び、２次巻線２０６ｃと補助巻線２０６ｄの巻数比について考察する。
（１．１次巻線２０６ａと補助巻線２０６ｄの巻数比）
前述したようにＦＥＴ２０８のオン直後のクランプコンデンサ２１１の放電電流は、１次巻線２０６ａと補助巻線２０６ｄの巻数比により決まり、１次巻線２０６ａを逆流する電流とＦＥＴ２０８に流れる電流とに分かれる。ここで、１次巻線２０６ａの巻数をｎｐ、流れる電流をＩ１とし、補助巻線２０６ｄの巻数をｎｃ、同じく流れる電流をＩ２、とすると、電流Ｉ１と電流Ｉ２との関係は次の式（１）となる。
Ｉ１＝ｎｃ／ｎｐ×Ｉ２ （１）
巻数ｎｃと巻数ｎｐが同数（ｎｃ＝ｎｐ）のときは電流Ｉ１と電流Ｉ２とが同じ（Ｉ１＝Ｉ２）となる。この条件は、ＦＥＴ２０８が短絡しているにもかかわらず、ＦＥＴ２０８には電流がまったく流れず、１次巻線２０６ａにだけ電流が流れることを表している。この状態は現象的にあり得ない。したがって、巻数ｎｃと巻数ｎｐとが同数（ｎｃ＝ｎｐ）の条件は、クランプコンデンサ２１１の放電電流が流れない条件となり、サージエネルギーを効率的に利用することができない状態である。また補助巻線２０６ｄの巻数ｎｃが１次巻線２０６ａの巻数ｎｐよりも多い条件（ｎｃ＞ｎｐ）では、１次巻線２０６ａに流れる電流Ｉ１が補助巻線２０６ｄに流れる電流Ｉ２よりも大きい（Ｉ１＞Ｉ２）ことになる。この条件も原理的にあり得ない。つまり巻数ｎｃと巻数ｎｐとの関係は、次の式（２）に示すように、補助巻線２０６の巻数ｎｃよりも１次巻線２０６ａの巻数ｎｐの方を多くする必要がある。
ｎｃ＜ｎｐ （２）
（２．補助巻線２０６ｄと２次巻線２０６ｃの巻数比）
本回路で意図する動作は、ＦＥＴ２０８のオフ直後、図３（ａ）に示すクランプコンデンサ２１１の充電電流のみを流すことである。ところが補助巻線２０６ｄと２次巻線２０６ｃの巻数比によってはこの電流以外の電流が流れることになってしまう。この状態を表した図が図３（ｃ）である。補助巻線２０６ｄと２次巻線２０６ｃもトランス２０６内で結合しているため、ＦＥＴ２０８オフ時の補助巻線２０６ｄには出力電圧Ｖｏに対し、補助巻線２０６ｄと２次巻線２０６ｃとの巻数比倍の電圧が発生する。この電圧が平滑コンデンサ２０７の電圧以下であれば図３（ａ）で示す電流のみが流れるが、補助巻線２０６ｄに発生する電圧が平滑コンデンサ２０７よりも高い場合、図３（ｃ）で表す電流が追加で発生し、回路が所望の動作をしない状態となってしまう。このため、補助巻線２０６ｄの巻数をｎｃ、２次巻線２０６ｃの巻数をｎｓとしたときの巻数比ｎｃ／ｎｓは、平滑コンデンサ２０７の電圧をＶｉｎとした場合、次の式（３）を満足する必要がある。
Ｖｉｎ≧Ｖｏ×ｎｃ／ｎｓ （３）
（１００Ｖ圏）
以下、具体的数値を用いて説明していく。スイッチング電源２００の入力電圧は国ごとに異なっており、大きく１００Ｖ圏と２００Ｖ圏とに分かれる。まず１００Ｖ圏専用のスイッチング電源２００について考察してく。なお、以下の説明において、交流電圧で電圧値を表すときは例えばＡＣ１００Ｖのように記載する。１００Ｖ圏の電圧はおよそＡＣ１００Ｖ～ＡＣ１２７Ｖの交流電圧である。この条件下で電源事情や瞬間的な電圧の低下を考慮すると、スイッチング電源２００の入力電圧はＡＣ７０Ｖ程度を下限として設計する必要がある。入力電圧がＡＣ７０Ｖの場合、平滑コンデンサ２０７の充電電圧はおよそ１００Ｖとなる。
一方、プリンタ１００で一般的に使用される出力電圧Ｖｏは約２５Ｖである。ここで式（３）を満たすためには、ｎｃ／ｎｓ、つまり補助巻線２０６ｄと２次巻線２０６ｃとの巻数比は４以下にする必要がある。一方でこの巻数比は低すぎると弊害が発生する。図４（ａ）から（ｃ）は、１次巻線２０６ａと２次巻線２０６ｃの巻数比（ｎｐ／ｎｓ＝Ｎ１とする）を４から６まで変化させたとき、同じく補助巻線２０６ｄと２次巻線２０６ｃの巻数比（ｎｃ／ｎｓ＝Ｎ２とする）を変化させたときの検討波形である。また各図内に記載の数字が巻数比Ｎ２の値を示す。さらに各図における上側の波形はクランプコンデンサ２１１の電圧波形であり、下側の波形がＦＥＴ２０８の電流波形である。
クランプコンデンサ２１１の電圧波形は、ＦＥＴ２０８のオフ期間、条件によっては電圧に変化が生じ、この期間に充電されるサージエネルギーが放電してしまうことがある。この放電しやすい状態であるか否かを判断するためにクランプコンデンサ２１１の電圧波形の観測が必要である。クランプコンデンサ２１１の電圧波形は矩形波が理想的であり、リンギングが生じていないことが望ましい。なお１００Ｖ圏の専用電源を設計する際、巻数比Ｎ１は４から６付近で設定することが一般的である。巻数比Ｎ１を４より下げてしまうとダイオード２０９の耐圧を大きくする必要があり、電圧降下Ｖｆの低いショットキーダイオードが使用できなくなるとともに、部品そのものにコストアップが生じてしまう。また巻数比Ｎ１を６より大きくしてしまうとＦＥＴ２０８の耐圧を大きくする必要が生じ、こちらも部品のコストアップを生じてしまう。このため今回は巻数比Ｎ１を４から６まで変化させて検証している。いずれの条件においても先述したように２次巻線２０６ｃの巻数ｎｃと補助巻線２０６ｄの巻数ｎｃとの巻数比は４以下にする必要がある。
（Ｎ１＝４）
図４（ａ）において巻数比Ｎ１が４の条件を確認する。この条件のとき、巻数比Ｎ２が黒線で示す２．５の条件では、クランプコンデンサ２１１の電圧波形がほぼ矩形波となり理想に近い。また、濃いグレー線で示す巻数比Ｎ２が３及び薄いグレー線で示す巻数比Ｎ２が３．５の条件では、僅かなリンギングが生じているが、クランプコンデンサ２１１が完全に放電しきっている状態ではないので、動作上問題はない。この放電しきっているか否かの判断は、次のようにすればよい。すなわち、クランプコンデンサ２１１が放電されるＦＥＴ２０８のドレイン電流が流れている期間のクランプコンデンサ２１１の電圧に対し、ＦＥＴ２０８オフ時に充電されるクランプコンデンサ２１１の電圧が少しでも高くなっていればよい。以上のことから、巻数比Ｎ１が４の条件のときは、巻数比Ｎ２が２．５から３．５までは動作上、問題ないと判断することができる。
（Ｎ１＝５）
次に巻数比Ｎ１が５の条件（図４（ｂ））を確認する。まずクランプコンデンサ２１１の電圧波形を確認すると、巻数比Ｎ２が２．４と２．７の条件は矩形波状となり理想的である。しかし、ＦＥＴ２０８の電流波形を確認すると巻数比Ｎ２が２．４と２．７の条件では、ＦＥＴ２０８のオン時に流れるサージ電流が過大となり、ＦＥＴ２０８のスイッチングロスを生じてしまう。したがって、巻数比Ｎ１が５の条件では、巻数比Ｎ２が３以上の条件が望ましいと判断することができる。なお、ＦＥＴ２０８オン時のサージ電流は、ＦＥＴ２０８がオフ直前で流れているドレイン電流を上限として判断している。ドレイン電流の最大値以下でサージ電流を抑えておけば、ＦＥＴ２０８の安全動作領域の確認の際も、オフ直前のドレイン電流のみを考慮すればよく、電流定格をサージ電流に合わせる必要がなくなる。また巻数比Ｎ２が小さくなるとサージ電流が大きくなる理由は、式（２）からも明らかである。すなわち、巻数比Ｎ２を小さくすることは補助巻線２０６ｄの巻数ｎｃを少なくすることと等価であり、クランプコンデンサ２１１の放電電流に相当する電流Ｉ２の電流量がほとんどＦＥＴ２０８側に流れてしまうためである。
（Ｎ１＝６）
次に巻数比Ｎ１が６の条件を確認する（図４（ｃ））。同じくクランプコンデンサ２１１の電圧波形を確認すると、巻数比Ｎ２が２．５の条件では波形形状が矩形波状で理想的であるが、ＦＥＴ２０８の電流波形を確認すると、ＦＥＴ２０８のオン時のサージ電流が過大であり好ましくない。クランプコンデンサ２１１の容量を下げることで蓄積するサージエネルギーを減らせばサージ電流を下げることができる。しかし、この巻数比Ｎ２が２．５の条件は動作上、限界に近い条件であると言える。したがって、巻数比Ｎ１が６の条件では、クランプコンデンサ２１１の電圧波形とＦＥＴ２０８の電流波形との両方から使用可能な限界状態まで考慮して判断すると、巻数比Ｎ２は２．５から３．５の条件が望ましいと判断することができる。
以上、１００Ｖ圏専用のスイッチング電源においては、巻数比Ｎ１が４から６、巻数比Ｎ２が２．５以上３．５以下の条件が望ましいと判断することができる。
（２００Ｖ圏）
次に２００Ｖ圏のスイッチング電源２００について図４（ｄ）から（ｆ）を確認して考察する。２００Ｖ圏の電圧はおよそＡＣ２２０Ｖ～ＡＣ２４０Ｖである。この条件下で電源事情や瞬間的な電圧の低下を考慮するとスイッチング電源２００の入力電圧はＡＣ１６０Ｖ程度を下限として設計する必要がある。入力電圧がＡＣ１６０Ｖの場合、平滑コンデンサ２０７の充電電圧はおよそ２２５Ｖとなる。一方、プリンタ１００で一般的に使用される出力電圧Ｖｏは１００圏専用のスイッチング電源２００と同様に約２５Ｖである。ここで式（３）を満たすためには、ｎｃ／ｎｓ、つまり巻数比Ｎ２を９以下にする必要がある。
次に巻数比Ｎ２に対し限度値を検証する。２００Ｖ圏専用のスイッチング電源２００の場合、巻数比Ｎ１は６から８まで変化させている。１００Ｖ圏専用のスイッチング電源２００の条件と同様に、巻数比Ｎ１を６より下げてしまうとダイオード２０９の耐圧を大きくする必要がある。これにより、電圧降下Ｖｆの低いショットキーダイオードが使用できなくなるとともに、部品そのものにコストアップが生じてしまう。また巻数比Ｎ１を８より大きくしてしまうとＦＥＴ２０８の耐圧を大きくする必要が生じ、こちらも部品のコストアップを生じてしまう。このため、今回は巻数比Ｎ１を６から８まで変化させて検証している。いずれの条件においても先述したように２次巻線２０６ｃと補助巻線２０６ｄの巻数比は９以下にする必要がある。
（Ｎ１＝６）
図４（ｄ）～（ｆ）が２００Ｖ圏専用のスイッチング電源２００の巻数比Ｎ１を６から８の条件として巻数比Ｎ２を変化した場合の検討結果である。まず巻数比Ｎ１が６の条件を確認する。先述した１００Ｖ圏専用のスイッチング電源２００の検証と同じように上側の波形であるクランプコンデンサ２１１の電圧波形と下側の波形であるＦＥＴ２０８の電流波形から判断する。巻数比Ｎ２は２の条件（図４（ｄ））ではＦＥＴ２０８オン時のサージ電流が過大となり、３以上とすることが望ましいと判断することができる。
（Ｎ１＝７、８）
次に巻数比Ｎ１が７の条件（図４（ｅ））を確認する。この条件では巻数比Ｎ２は３の条件ではサージ電流が過大となり、４以上とすることが望ましいと判断することができる。さらに、巻数比Ｎ１が８の場合を確認する（図４（ｆ））。ここでは巻数比Ｎ２は５以上であれば問題ないと判断することができる。
以上、２００Ｖ圏専用のスイッチング電源２００では、巻数比Ｎ１を６から８、巻数比Ｎ２を３以上の条件とすることが望ましいと判断することができる。なおスイッチング電源２００をＡＣ１００Ｖから２００Ｖまで対応したユニバーサル仕様で設計する際は、入力電圧が下限となる１００Ｖ系電圧に対応する必要があるため、１００Ｖ圏専用のスイッチング電源２００と同じ考えを適用することができる。
以上説明したように、ＦＥＴ２０８によるサージ電圧（サージエネルギー）を、ＦＥＴ２０８のターンオフ直後にクランプコンデンサ２１１に蓄積することで、サージ電圧を抑制することができる。また、ＦＥＴ２０８のターンオン時には、クランプコンデンサ２１１に充電された電圧を放電する放電電流の一部を、平滑コンデンサ２０７に回生することにより、サージ電圧（サージエネルギー）を再利用することができる。さらに、放電電流の一部を補助巻線２０６ｄにエネルギーとして蓄積し、２次側電流に変換することができる。すなわち、クランプコンデンサ２１１からの電流は、１次巻線２０６ａ及び補助巻線２０６ｄの巻数比に応じて、１次巻線２０６ａを介して平滑コンデンサ２０７及び補助巻線２０６ｄに流れる。
さらに１次巻線２０６ａの巻数ｎｐが補助巻線２０６ｄの巻数ｎｃよりも多い構成である条件に加え、１００Ｖ圏専用のスイッチング電源２００においては巻数比Ｎ１を４から６、巻数比Ｎ２を２．５から４とする。また２００Ｖ圏専用とユニバーサル仕様のスイッチング電源２００においては、巻数比Ｎ１を６から８、巻数比Ｎ２を３以上の条件とする。これにより、ＦＥＴ２０８のサージ電圧を抑制しつつ電源変換効率のよいスイッチング電源２００を実現することができる。なお、実施例１では、フライバック方式のスイッチング電源装置について説明してきたが、フォワード方式のスイッチング電源装置についても同様の効果を得られることは言うまでもない。
実施例１では、トランス２０６は、補助巻線２０６ｄの巻数が１次巻線２０６ａの巻数未満であり、かつ、補助巻線２０６ｄの巻数と２次巻線２０６ｃの巻数との比と出力電圧とを乗算した値が平滑コンデンサ２０７の電圧以下となるように構成されている。
以上、実施例１によれば、サージ電圧の発生を抑えつつ、スイッチング素子を用いた電源装置の効率を向上させることができる。
実施例１では、フライバック方式のスイッチング電源装置に適用したスナバ回路の実施例について説明した。実施例２では、力率改善可能な絶縁形スイッチング電源に適用したスナバ回路の実施例について説明する。
［スイッチング電源の構成］
図５は、実施例２のスナバ回路２１４を適用した、力率改善可能なスイッチング電源４００の回路構成を示す回路図である。実施例１のスイッチング電源２００では、平滑コンデンサ２０７がダイオードブリッジ２０３の後段（下流側）に接続されていた。一方、実施例２のスイッチング電源４００は、力率改善回路を有しているため、平滑コンデンサ２０７がトランス４０３の１次巻線４０３ａ、４０３ｂの下流側に構成されている。なお、スイッチング電源４００において、実施例１のフライバック方式のスイッチング電源２００と同一構成の部品については同一符号を用いることにより、ここでの説明を省略する。また、スイッチング電源４００において、実施例１のスイッチング電源２００と同じ回路動作については、説明を省略する。
実施例２のスイッチング電源４００では、実施例１のスイッチング電源２００に対して、入力側のインダクタ４０１と第３の整流素子であるダイオード４０２が追加され、トランス２０６がトランス４０３に変更されている。実施例１のスイッチング電源２００のトランス２０６は、１次巻線２０６ａ、２次巻線２０６ｃ、補助巻線２０６ｄを有していた。一方、実施例２のトランス４０３は、直列に接続された２つの１次巻線である、第１の１次巻線４０３ａ（以下、単に１次巻線４０３ａという）、第２の１次巻線４０３ｂ（以下、単に１次巻線４０３ｂという）を有している。またトランス４０３は、２次巻線４０３ｃ、補助巻線４０３ｄを有している。トランス４０３は、トランス２０６に比べて、１次巻線を２つ有している点が異なる。
図５において、ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｃは、インダクタ４０１の一端に接続されている。インダクタ４０１の他端は、ダイオード４０２のアノード端子に接続され、ダイオード４０２のカソード端子は、トランス４０３の１次巻線４０３ａ及び１次巻線４０３ｂと接続されている。このように、インダクタ４０１及びダイオード４０２は直列に接続され、第３の直列回路を構成している。
トランス４０３の１次巻線４０３ａと１次巻線４０３ｂとは直列に接続されており、１次巻線４０３ａの一端は平滑コンデンサ２０７の一端と接続され、１次巻線４０３ａの他端は１次巻線４０３ｂの一端とダイオード４０２のカソード端子とに接続されている。１次巻線４０３ｂの他端は、ＦＥＴ２０８のドレイン端子に接続され、ＦＥＴ２０８のソース端子は、平滑コンデンサ２０７の他端と、ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｄと、に接続されている。また、ＦＥＴ２０８のゲート端子は制御ＩＣ（不図示）に接続され、ＦＥＴ２０８は、制御ＩＣからゲート端子に入力される信号に応じて、オン状態又はオフ状態に設定される。上述した接続構成により、平滑コンデンサ２０７は、トランス４０３の直列に接続された１次巻線４０３ａ及び１次巻線４０３ｂと並列に接続されている。
また、トランス４０３の２次巻線４０３ｃの一端は、ダイオード２０９のアノード端子に接続され、カソード端子は平滑コンデンサ２１０の一端に接続されている。平滑コンデンサ２１０は、一端はダイオード２０９のカソード端子に接続され、他端はトランス４０３の２次巻線４０３ｃの他端に接続されている。平滑コンデンサ２１０の充電電圧は、スイッチング電源４００の出力電圧Ｖｏとして、スイッチング電源４００に接続された外部負荷に出力される。
また、実施例２のスナバ回路２１４は、実施例１と同様に、補助巻線４０３ｄと２つのダイオード２１２、２１３、そしてクランプコンデンサ２１１で構成されている。スナバ回路２１４において、クランプコンデンサ２１１の一端は、トランス４０３の１次巻線４０３ｂの他端及びＦＥＴ２０８のドレイン端子と接続され、クランプコンデンサ２１１の他端は、ダイオード２１２のアノード端子と接続されている。ダイオード２１２のカソード端子は、平滑コンデンサ２０７の一端及びトランス４０３の１次巻線４０３ａの一端と接続されている。また、ダイオード２１３のアノード端子はＦＥＴ２０８のソース端子、平滑コンデンサ２０７の他端及びダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｄと接続されている。一方、ダイオード２１３のカソード端子は、トランス４０３の補助巻線４０３ｄの一端と接続されている。トランス４０３の補助巻線４０３ｄの他端は、クランプコンデンサ２１１とダイオード２１２のアノード端子とが接続された第１の接続点（以下、単に接続点という）と接続されている。ダイオード２１３と補助巻線４０３ｄとが直列に接続された第２の直列回路は、クランプコンデンサ２１１とダイオード２１２とが接続された接続点とＦＥＴ２０８の他端（ソース端子）との間に接続されている。
上述したように、制御ＩＣ（不図示）からＦＥＴ２０８のゲート端子に印加された電圧に応じて、ＦＥＴ２０８はオン状態又はオフ状態となる。ＦＥＴ２０８がオン状態になると、トランス４０３の１次巻線４０３ａと１次巻線４０３ｂとが接続された第２の接続点（以下、単に接続点という）の電圧は、次のような電圧となる。すなわち、平滑コンデンサ２０７の充電電圧を１次巻線４０３ａ、４０３ｂの巻数比により分圧した電圧となる。分圧された電圧は、ダイオード４０２のカソード端子側の電圧でもある。このとき、分圧された電圧よりも、ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｃの出力電圧の方が高い場合には、ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｃから出力電流が、次のような電流ルートで流れる。すなわち、ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｃからの出力電流は、インダクタ４０１、ダイオード４０２、１次巻線４０３ｂ、ＦＥＴ２０８を経由して、ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｄへと流れる。一方、分圧された電圧の方が、ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｃの出力電圧よりも高い場合には、ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｃからの出力電流は流れない。そして、ダイオードブリッジ２０３の出力電圧は、平滑コンデンサ２０７の充電電圧を１次巻線４０３ａ、４０３ｂの巻数比により分圧した電圧でクランプされる。
このように、ＦＥＴ２０８がオン状態の場合には、トランス４０３の１次巻線４０３ａと１次巻線４０３ｂとが接続された接続点の電圧は、平滑コンデンサ２０７の充電電圧を１次巻線４０３ａ、４０３ｂの巻数比により分圧した電圧である。そのため、１次巻線４０３ａの巻数を１次巻線４０３ｂの巻数よりも多くすることで分圧電圧は低くなり、ダイオードブリッジ２０３の出力電圧がより低い電圧でも、出力側の端子２０３ｃから出力電流が流れることになる。また、スイッチング電源４００に接続された外部負荷（不図示）が略一定であり、出力電圧Ｖｏが安定している場合には、平滑コンデンサ２０７の充電電圧は、ほぼ一定の電圧となるため、分圧電圧も略一定の電圧となる。ダイオードブリッジ２０３では、正弦波である交流電圧を全波整流するため、ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｃの出力電圧は正弦波状に変化するため、端子２０３ｃの出力電流の波形も略正弦波状に変化することになる。そのため、スイッチング電源４００は、力率が高い電源特性を得ることができる。
［ダイオードブリッジの出力電圧とトランスの入力電流との関係］
図６（ａ）は、トランス４０３の１次巻線４０３ａ、４０３ｂへの入力電流をＩｉｎ、ダイオードブリッジ２０３の端子２０３ｃの出力電圧をＶｉｎとした場合の、入力電流Ｉｉｎと出力電圧Ｖｉｎの関係を説明する図である。図６（ａ）において、上側の波形図は、入力電流Ｉｉｎの電流波形を示し、下側の波形図は出力電圧Ｖｉｎの電圧波形を示しており、横軸は時間を示している。図６（ａ）の出力電圧Ｖｉｎにおいて、破線で示す分圧値は、平滑コンデンサ２０７の電圧を１次巻線４０３ａと１次巻線４０３ｂの巻線数で分圧した、１次巻線４０３ａと１次巻線４０３ｂとの接続点の電圧である。ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｃの出力電圧Ｖｉｎが、図６（ａ）に示す分圧値の電圧を超えた時点で入力電流Ｉｉｎが流れる。言い換えれば、スイッチング電源４００の回路は、出力電圧Ｖｉｎが分圧値に達するまで入力電流Ｉｉｎは流れない構成となっており、図６（ａ）に示すように、出力電圧Ｖｉｎが分圧値よりも低い期間では、入力電流Ｉｉｎは流れていない。しかしながら、図６（ａ）に示す入力電流Ｉｉｎの状態でも、スイッチング電源４００は９０％前後の力率を得ることは可能である。そのため、実施例２のスイッチング電源４００の力率は、一般的なコンデンサインプット構成のスイッチング電源の力率である５０～６０％に対して、大きく改善されている。
図５の構成において、１次巻線４０３ａ、４０３ｂと２次巻線４０３ｃとの巻数比、入力電圧や負荷電流等の条件により、出力電圧Ｖｏが瞬間的に変化しようとする。スイッチング電源４００の制御ＩＣ（不図示）は、２次側の出力電圧Ｖｏの電圧値を１次側に通知するフィードバック回路（不図示）からのフィードバック信号に基づいて、ＦＥＴ２０８のオン状態の時間であるオンデューティを変化させる。これにより制御ＩＣ（不図示）は、２次巻線４０３ｃに発生する電圧（電圧波形）を制御する。そして、２次巻線４０３ｃに発生した電圧を、ダイオード２０９と平滑コンデンサ２１０で整流・平滑することで、出力電圧Ｖｏを所定の電圧に安定させる。
［スナバ回路の動作］
次に、スナバ回路２１４の動作を図６（ｂ）に示す状態説明図に基づいて説明する。図６（ｂ）は、スナバ回路２１４の動作を説明するために、図５のスナバ回路２１４の周辺回路を抜き出した回路図である。図６（ｂ）（ｂ－１）は、ＦＥＴ２０８がターンオフした直後（オン状態からオフ状態に切り替わった直後）の回路動作を説明する図である。図６（ｂ）（ｂ－２）は、ＦＥＴ２０８のターンオン直後（オフ状態からオン状態に切り替わった直後）の回路動作を説明する図である。なお、実施例２のスナバ回路２１４は、実施例１と同様に、回路動作的にはＦＥＴ２０８のターンオフ直後及びターンオン直後の回路動作に特徴がある。ＦＥＴ２０８がターンオフ直後及びターンオン直後以外の期間での回路動作は、スナバ回路２１４を有しない一般的なスイッチング電源装置と同じ回路動作であるため、ここでの説明は省略する。
（ＦＥＴ２０８のターンオフ直後の回路動作）
まず、図６（ｂ）（ｂ－１）を参照して、ＦＥＴ２０８のターンオフ直後の回路動作について説明する。ＦＥＴ２０８のゲート端子に制御ＩＣ（不図示）からローレベル信号が入力されると、ＦＥＴ２０８のドレイン端子とソース端子との間が開放状態になる。すると、それまで１次巻線４０３ｂからＦＥＴ２０８のドレイン端子に流れていた電流は、クランプコンデンサ２１１に流れ始め、クランプコンデンサ２１１は１次巻線４０３ｂからの入力電流により充電される。クランプコンデンサ２１１への充電電流の電流ルートは、図６（ｂ）（ｂ－１）の太い矢印で示した電流ルートであり、１次巻線４０３ｂからクランプコンデンサ２１１、そしてダイオード２１２へと流れる。ダイオードブリッジ２０３の出力側の端子２０３ｃの入力電圧と平滑コンデンサ２０７の電圧条件によっては、平滑コンデンサ２０７からの電流が１次巻線４０３ａ、４０３ｂを通しても流れる。その際のＦＥＴ２０８のドレイン電圧は、クランプコンデンサ２１１の容量と１次巻線４０３ａ、４０３ｂのインダクタンスの共振動作により正弦波状の電圧波形となり、緩やかに電圧が上昇し、急激な電圧の上昇が制限される。
（ＦＥＴ２０８のターンオン直後の回路動作）
一方、ＦＥＴ２０８のゲート端子に制御ＩＣ（不図示）からハイレベル信号が入力されると、ＦＥＴ２０８のドレイン端子とソース端子との間が導通状態となる。この状態を表したのが図６（ｂ）（ｂ－２）である。図６（ｂ）（ｂ－２）に示す太い矢印が、クランプコンデンサ２１１からの放電電流の電流ルートである。１次巻線４０３ａ、４０３ｂは、補助巻線４０３ｄとトランス４０３内で結合されている。そのため、１次巻線４０３ａ、４０３ｂと補助巻線４０３ｄとの巻数比により、クランプコンデンサ２１１から流れる放電電流は、ＦＥＴ２０８を流れる電流と、１次巻線４０３ａ、４０３ｂを逆流する電流とに分流される。１次巻線４０３ａ、４０３ｂを逆流する電流は、平滑コンデンサ２０７への回生電流となる。ＦＥＴ２０８がターンオフした際のサージ電圧で発生したエネルギー（クランプコンデンサ２１１の充電電圧）の一部は平滑コンデンサ２０７に回生されて再利用される。そして、放電電流が流れることにより、サージ電圧により充電された電圧が放電されたクランプコンデンサ２１１は、図６（ｂ）（ｂ－１）に示す充電電流が流れる直前の状態となり、再度、サージ電圧（サージエネルギー）を蓄積できる状態にリセットされる。
一方、クランプコンデンサ２１１からＦＥＴ２０８に流れる電流は、ダイオード２１３を介して補助巻線４０３ｄへと流れ、放電電流のエネルギーは、補助巻線４０３ｄに蓄積される。そして、補助巻線４０３ｄに蓄積されたエネルギーは、次のＦＥＴ２０８のターンオフ時に２次側電流として変換され、１次巻線４０３ａ、４０３ｂに流れた電流により蓄積されたエネルギーが変換された２次側電流に加算される。なお、ダイオード２１３は、クランプコンデンサ２１１の電荷が補助巻線４０３ｄを通して放電するのを遮断する機能を有する。また、ダイオード２１３と補助巻線４０３ｄは、クランプコンデンサ２１１からの放電電流が流れる方向に、ダイオード２１３、補助巻線４０３ｄの順に接続されているが、補助巻線４０３ｄ、ダイオード２１３の順に接続されていても同じ回路動作となる。
以上説明したように、スナバ回路２１４を力率改善可能な絶縁形のスイッチング電源４００に適用することにより、サージ電圧を抑えるとともに、サージ電圧によるサージエネルギーの一部を平滑コンデンサ２０７に回生することができる。また、サージエネルギーの一部を補助巻線４０３ｄに蓄積し、２次側エネルギーとして変換することが可能になる。
なお、本発明の低損失スナバ回路を、実施例１ではフライバック方式のスイッチング電源に、実施例２では力率改善可能な絶縁形スイッチング電源に適用した実施例について説明した。本発明の低損失スナバ回路は、平滑コンデンサのエネルギーをスイッチング素子の動作によりトランスに伝達する回路構成であれば、どのようなスイッチング方式の電源装置でも適用可能である。また、実施例１、２で説明したスナバ回路２１４を備えるスイッチング電源２００、４００は、上述したように、一般的なスイッチング電源に比べて、電源効率を向上させることができる。プリンタ１００は、電力消費量の大きい定着器１０６を備えている一方で、電源コンセントから供給可能な電流値には上限がある。そのため、スイッチング電源の電源効率は大きい程有利となり、特に装置オプションが多く、電力消費量の大きい高価格帯の画像形成装置には、上述した構成を備えるスイッチング電源２００、４００は有効である。
（巻数比の考察）
次に実施例１と同様に、トランス４０３の１次巻線４０３ａ、４０３ｂと補助巻線４０３ｄとの巻数比について考察する。なお、スイッチング電源２００の平滑コンデンサ２０７の充電電圧と同様に、スイッチング電源４００の平滑コンデンサ２０７の電圧もおおよそ入力電圧のピーク電圧値で充電される。したがって２次巻線４０３ｃと補助巻線４０３ｄとの巻数比（Ｎ２）については実施例１と同様の考え（例えば、式（３）等）を適用できるため説明を省略する。
（３．１次巻線４０３ａ、４０３ｂと補助巻線４０３ｄの巻数比）
実施例２の回路構成は、１次巻線４０３ａと１次巻線４０３ｂとの２つの巻線で１次巻線を構成していることが実施例１と異なる点である。ＦＥＴ２０８のオン直後のクランプコンデンサ２１１の放電電流は、１次巻線４０３ａ及び１次巻線４０３ｂと補助巻線４０３ｄとの巻数比により決まり、１次巻線４０３ａ、４０３ｂを逆流する電流とＦＥＴ２０８に流れる電流とに分かれる。ここで１次巻線４０３ａの巻数をｎｐａ、１次巻線４０３ｂの巻数をｎｐｂ、流れる電流をＩ１とし、補助巻線４０３ｄの巻数をｎｃ、同じく流れる電流をＩ２、とすると、電流Ｉ１と電流Ｉ２の関係は次の式（４）となる。
Ｉ１＝ｎｃ／（ｎｐａ＋ｎｐｂ）×Ｉ２ （４）
巻数ｎｃと巻数の合計ｎｐａ＋ｎｐｂが同数のとき、電流Ｉ１と電流Ｉ２の値が同じとなるが、この条件はＦＥＴ２０８に電流がまったく流れないことを意味するので実際は成立しない。したがって、巻数ｎｃと巻数の合計ｎｐａ＋ｎｐｂとが同数の値である条件は、クランプコンデンサ２１１の放電電流が流れない条件となり、サージエネルギーを効率的に利用することができなくなる。またｎｃ＞ｎｐａ＋ｎｐｂの条件はＩ１＞Ｉ２となり、放電電流以上の電流がＦＥＴ２０８に流れることになり、この条件も原理的にあり得ない。つまりｎｃとｎｐａ＋ｎｐｂとの関係は、次の式（５）を満たす必要がある。
ｎｃ＜ｎｐａ＋ｎｐｂ （５）
以上説明したように、実施例２によれば、低損失スナバ回路を力率改善可能な絶縁形スイッチング電源に適用する。これにより、２つの巻線で構成した１次巻線４０３ａと１次巻線４０３ｂの巻数の合計であるｎｐａ＋ｎｐａが、補助巻線４０３ｄの巻数よりも少なく構成する（ｎｃ＜ｎｐａ＋ｎｐｂ）。これにより、サージ電圧の発生を抑えつつ、スイッチング電源の効率を向上させることができる。
以上、実施例２のトランス４０３は、補助巻線４０３ｄの巻数を第１の１次巻線４０３ａの巻数と第２の１次巻線４０３ｂの巻数との合計の巻数未満としている。さらに、トランス４０３は、補助巻線４０３ｄの巻数と２次巻線４０３ｃの巻数との比と出力電圧との積が平滑コンデンサ２０７の電圧以下となるように構成されている（式（３）参照）。
以上、実施例２によれば、サージ電圧の発生を抑えつつ、スイッチング素子を用いた電源装置の効率を向上させることができる。
実施例１、２では、ＦＥＴ２０８のターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制し、サージ電圧によるエネルギーを平滑コンデンサ２０７へ回生するとともに、補助巻線に蓄積して２次側に供給することで、効率を改善する実施例について説明した。実施例３では、実施例１、２に対し、スナバ回路２１４で使用する補助巻線２０６ｄ又は補助巻線４０３ｄを、制御ＩＣに供給する電源電圧を生成する生成部である電源電圧生成回路で兼用するように構成した実施例について説明する。
［スイッチング電源の構成］
実施例３の説明を、図７の回路図に基づいて説明する。図７に示す回路図は、実施例１の図２に示すスイッチング電源２００に電源電圧生成回路７０３が追加されており、図２と同じ構成要素に対しては同一符号を付している。なお、図７では、ダイオード２１３と補助巻線２０６ｄは、図２とは逆の位置に配置している。
図７において、電源電圧生成回路７０３は、ダイオード７０１とコンデンサ７０２で構成されている。ダイオード７０１は、補助巻線２０６ｄに誘起された出力電圧を整流するためのダイオードであり、コンデンサ７０２はダイオード７０１で整流された電圧を平滑するためのコンデンサである。また、制御ＩＣ７０４は、スイッチング電源２００の制御を司る制御手段である。制御ＩＣ７０４は、電源電圧生成回路７０３にて生成された直流電圧を駆動電圧として供給されることにより動作する。そして、制御ＩＣ７０４は、前述した２次側のフィードバック回路（不図示）からのフィードバック信号（不図示）等に基づいて、ＦＥＴ２０８のゲート端子に出力する制御信号のパルス幅やデューティを変化させ、出力電圧Ｖｏを一定の電圧に制御する。なお、抵抗７０５は、制御ＩＣ７０４からＦＥＴ２０８のゲート端子に流れる電流を制限するゲート抵抗である。
次に、電源電圧生成回路７０３の動作について説明する。なお、以下では、実施例１と同じ回路動作については説明を省略し、図６（ｂ）の特徴的な回路動作に絞って説明していく。まず、ＦＥＴ２０８のターンオフ時に、トランス２０６のリーケージインダクタンスや寄生容量の影響によりＦＥＴ２０８のドレイン電圧が上昇すると、上述したように、クランプコンデンサ２１１が充電され、電圧上昇速度が緩やかになる。このとき、補助巻線２０６ｄは、巻線の巻き始めが１次巻線２０６ａとは逆になっているため、補助巻線２０６ｄのダイオード２１３、７０１のアノード端子側に正の電圧が発生する。次に、ＦＥＴ２０８のターンオン時には、クランプコンデンサ２１１の電荷は放電され、補助巻線２０６ｄのダイオード２１３、７０１のアノード端子側には負の電圧が発生する。このように、クランプコンデンサ２１１は、ＦＥＴ２０８のオフ／オン状態にしたがって、充放電を繰り返し、サージ電圧を抑えるように機能する。一方、補助巻線２０６ｄは、ＦＥＴ２０８のオフ／オン状態にしたがって、正の電圧と負の電圧とを交互に発生させる。そして、電源電圧生成回路７０３では、この交互に発生する電圧を整流平滑し、平滑された電源電圧を制御ＩＣ７０４に供給している。
以上説明したように、実施例３では、電源電圧生成回路７０３で使用する補助巻線２０６ｄをスナバ回路２１４でも兼用するように構成している。これにより、ＦＥＴ２０８のターンオフ時に発生するサージ電圧をクランプコンデンサ２１１で緩和するとともに、補助巻線２０６ｄを２つの回路で兼用することによりコストダウンを実現することができる。電源電圧生成回路７０３は、スイッチング電源４００にも適用可能である。
以上、実施例３によれば、サージ電圧の発生を抑えつつ、スイッチング素子を用いた電源装置の効率を向上させることができる。
２０３ ダイオードブリッジ
２０６ トランス
２０６ａ １次巻線
２０６ｃ ２次巻線
２０６ｄ 補助巻線
２０７ 平滑コンデンサ
２０８ ＦＥＴ
２１１ クランプコンデンサ
２１２、２１３ ダイオード

Claims (22)

  1. １次巻線と、２次巻線と、補助巻線とを有し、１次側と２次側とが絶縁されたトランスと、
    第１の出力端子及び第２の出力端子を有し、交流電圧を整流する整流回路と、
    一端が前記第１の出力端子及び前記１次巻線の一端と接続され、他端が前記第２の出力端子に接続された平滑コンデンサと、
    一端が前記１次巻線の他端と接続され、他端が前記第２の出力端子に接続され、オン状態又はオフ状態に切り替えられるスイッチング素子と、
    コンデンサと第１の整流素子とが直列に接続された第１の直列回路であって、前記１次巻線と並列に接続された前記第１の直列回路と、
    第２の整流素子と前記補助巻線とが直列に接続された第２の直列回路であって、前記コンデンサと前記第１の整流素子とが接続された接続点と前記スイッチング素子の他端との間に接続された前記第２の直列回路と、
    を備え、
    前記トランスは、前記補助巻線の巻数が前記１次巻線の巻数未満であり、かつ、前記補助巻線の巻数と前記２次巻線の巻数との比と出力電圧とを乗算した値が前記平滑コンデンサの電圧以下となるように構成されていることを特徴とする電源装置。
  2. 前記第１の整流素子は、ダイオードであり、
    前記コンデンサは、一端が前記１次巻線の他端及び前記スイッチング素子の一端に接続され、他端が前記ダイオードのアノード端子に接続され、
    前記ダイオードのカソード端子は、前記１次巻線の一端及び前記平滑コンデンサの一端と接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  3. 前記第２の整流素子は、ダイオードであり、
    前記ダイオードは、アノード端子が前記スイッチング素子の他端に接続され、カソード端子が前記補助巻線の一端と接続され、
    前記補助巻線の他端は、前記接続点に接続されていることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
  4. 前記第２の整流素子は、ダイオードであり、
    前記補助巻線は、一端が前記スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記ダイオードのアノード端子と接続され、
    前記ダイオードのカソード端子は、前記接続点に接続されていることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
  5. 前記スイッチング素子がターンオフした際には、前記１次巻線に流れる電流は、前記第１の直列回路に流れ、前記コンデンサが充電されることによりサージ電圧が抑制されることを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の電源装置。
  6. 前記スイッチング素子がターンオンした際には、前記１次巻線及び前記補助巻線の巻数に応じて、前記コンデンサからの電流が、前記１次巻線を介して前記平滑コンデンサ及び前記第２の直列回路の前記補助巻線に流れることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  7. 前記スイッチング素子を制御する制御部を駆動する駆動電圧を生成する生成部を有し、
    前記生成部は、前記補助巻線に誘起される電圧から前記駆動電圧を生成することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
  8. 前記電源装置は、１００Ｖ圏に対応する電源であり、
    前記トランスは、前記補助巻線の巻数と前記２次巻線の巻数との比が２．５以上、かつ、３．５以下となるよう構成したことを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
  9. 前記電源装置は、２００Ｖ圏に対応する電源であり、
    前記トランスの前記補助巻線の巻数と前記２次巻線の巻数との比が３以上であることを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
  10. 直列に接続された第１の１次巻線及び第２の１次巻線と、２次巻線と、補助巻線とを有し、１次側と２次側とが絶縁されたトランスと、
    第１の出力端子及び第２の出力端子を有し、交流電圧を整流する整流回路と、
    一端が前記第１の１次巻線の他端と接続され、他端が前記第２の出力端子に接続された平滑コンデンサと、
    一端が前記第２の１次巻線の他端と接続され、他端が前記第２の出力端子に接続され、オン状態又はオフ状態に切り替えられるスイッチング素子と、
    コンデンサと第１の整流素子とが直列に接続された第１の直列回路であって、前記第１の１次巻線の他端と前記第２の１次巻線の他端との間に接続された前記第１の直列回路と、
    第２の整流素子と前記補助巻線とが直列に接続された第２の直列回路であって、前記コンデンサと前記第１の整流素子とが接続された第１の接続点と前記スイッチング素子の他端との間に接続された前記第２の直列回路と、
    インダクタと第３の整流素子とが直列に接続された第３の直列回路であって、前記第１の出力端子と前記第１の１次巻線の一端と前記第２の１次巻線の一端とが接続された第２の接続点との間に接続された前記第３の直列回路と、
    を備え、
    前記トランスは、前記補助巻線の巻数を前記第１の１次巻線の巻数と前記第２の１次巻線の巻数との合計の巻数未満とし、かつ、前記補助巻線の巻数と前記２次巻線の巻数との比と出力電圧との積が前記平滑コンデンサの電圧以下となるように構成されていることを特徴とする電源装置。
  11. 前記第３の直列回路は、前記第１の出力端子の出力電圧が前記第２の接続点の電圧よりも高い場合に、電流が流れることを特徴とする請求項１０に記載の電源装置。
  12. 前記第２の接続点の電圧は、前記スイッチング素子がオン状態のときには、前記平滑コンデンサの充電電圧を前記第１の１次巻線の巻数と前記第２の１次巻線の巻数とにより分圧した電圧であることを特徴とする請求項１１に記載の電源装置。
  13. 前記第３の整流素子は、ダイオードであり、
    前記インダクタは、一端が前記第１の出力端子に接続され、他端が前記ダイオードのアノード端子に接続され、
    前記ダイオードのカソード端子は、前記第２の接続点に接続されていることを特徴とする請求項１２に記載の電源装置。
  14. 前記第１の整流素子は、ダイオードであり、
    前記コンデンサは、一端が前記第２の１次巻線の他端及び前記スイッチング素子の一端に接続され、他端が前記ダイオードのアノード端子に接続され、
    前記ダイオードのカソード端子は、前記第１の１次巻線の他端及び前記平滑コンデンサの一端と接続されていることを特徴とする請求項１３に記載の電源装置。
  15. 前記第２の整流素子は、ダイオードであり、
    前記ダイオードは、アノード端子が前記スイッチング素子の他端に接続され、カソード端子が前記補助巻線の一端と接続され、
    前記補助巻線の他端は、前記第１の接続点に接続されていることを特徴とする請求項１４に記載の電源装置。
  16. 前記第２の整流素子は、ダイオードであり、
    前記補助巻線は、一端が前記スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記ダイオードのアノード端子と接続され、
    前記ダイオードのカソード端子は、前記第１の接続点に接続されていることを特徴とする請求項１４に記載の電源装置。
  17. 前記スイッチング素子がターンオフした際には、前記第２の１次巻線に流れる電流は、前記第１の直列回路に流れ、前記コンデンサが充電されることによりサージ電圧が抑制されることを特徴とする請求項１５又は請求項１６に記載の電源装置。
  18. 前記スイッチング素子がターンオンした際には、前記第１の１次巻線、前記第２の１次巻線、及び前記補助巻線の巻数に応じて、前記コンデンサからの電流が、前記第２の１次巻線及び前記第１の１次巻線を介して前記平滑コンデンサ、及び前記第２の直列回路の前記補助巻線に流れることを特徴とする請求項１７に記載の電源装置。
  19. 前記スイッチング素子を制御する制御部を駆動する駆動電圧を生成する生成部を有し、
    前記生成部は、前記補助巻線に誘起される電圧から前記駆動電圧を生成することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
  20. 前記電源装置は、１００Ｖ圏に対応する電源であり、
    前記トランスは、前記補助巻線の巻数と前記２次巻線の巻数との比が２．５以上、かつ、３．５以下となるよう構成したことを特徴とする請求項１９に記載の電源装置。
  21. 前記電源装置は、２００Ｖ圏に対応する電源であり、
    前記トランスは、前記補助巻線の巻数と前記２次巻線の巻数との比が３以上であることを特徴とする請求項１９に記載の電源装置。
  22. シートに画像形成を行う画像形成手段と、
    前記画像形成手段に電力を供給する請求項１から請求項２１のいずれか１項に記載の電源装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。
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