JP3496717B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善及び波形
改善を行うことができるスイッチング電源装置に関す
る。
改善を行うことができるスイッチング電源装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】交流電源に接続されたダイオード整流回
路とこの整流回路に接続された平滑用コンデンサとから
成る整流平滑回路によって交流―直流変換を行うことが
できる。しかし、整流平滑回路は、正弦波交流電圧のピ
ーク領域のみにおいて平滑用コンデンサに充電電流が流
れ、力率が悪くなるという欠点、及び直流電圧の調整が
できないという欠点を有する。
路とこの整流回路に接続された平滑用コンデンサとから
成る整流平滑回路によって交流―直流変換を行うことが
できる。しかし、整流平滑回路は、正弦波交流電圧のピ
ーク領域のみにおいて平滑用コンデンサに充電電流が流
れ、力率が悪くなるという欠点、及び直流電圧の調整が
できないという欠点を有する。
【０００３】上記の整流平滑回路の欠点を解決するため
のスイッチング電源装置が、特開平８−１５４３７９号
公報に開示されている。ここに開示されているスイッチ
ング電源装置は、整流回路と平滑用コンデンサとＤＣ−
ＤＣコンバータ回路と力率改善用のインダクタ即ちリア
クトルとを有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッ
チがオン状態になると、整流回路の対の出力端子間にイ
ンダクタがスイッチを介して接続され、ここに電流が流
れる。インダクタを流れる電流の振幅は交流電圧の振幅
の変化に応じて変化するので、力率が改善される。
のスイッチング電源装置が、特開平８−１５４３７９号
公報に開示されている。ここに開示されているスイッチ
ング電源装置は、整流回路と平滑用コンデンサとＤＣ−
ＤＣコンバータ回路と力率改善用のインダクタ即ちリア
クトルとを有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッ
チがオン状態になると、整流回路の対の出力端子間にイ
ンダクタがスイッチを介して接続され、ここに電流が流
れる。インダクタを流れる電流の振幅は交流電圧の振幅
の変化に応じて変化するので、力率が改善される。
【０００４】
【発明が解決しょうとする課題】ところで、従来回路で
はインダクタに力率改善用の電流と平滑用コンデンサの
充電電流との両方が流れる。このため、インダクタが必
然的に大型になり且つインダクタにおける電力損失が大
きくなる。
はインダクタに力率改善用の電流と平滑用コンデンサの
充電電流との両方が流れる。このため、インダクタが必
然的に大型になり且つインダクタにおける電力損失が大
きくなる。
【０００５】そこで、本発明の目的は、力率改善及び波
形改善を更に高めることができるスイッチング電源装置
の効率の向上を図ることにある。
形改善を更に高めることができるスイッチング電源装置
の効率の向上を図ることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明を、実施形態を示す図面の
符号を参照して説明する。但し、ここでの参照符号は本
発明の理解を助けるためのものであるが、本発明を限定
するものではない。本願発明は、交流電源から供給され
た交流電圧を直流電圧に変換するためのスイッチング電
源装置であって、交流入力端子（１、２）と、前記交流
入力端子（１、２）に接続された整流回路（４又は４
ａ）と、平滑用コンデンサ（Ｃ1）と、主巻線（Ｎ１）
を有するトランス（５又は５ａ又は５ｂ）と、オン・オ
フ制御可能なスイッチ（Ｑ１）と、インダクタ（Ｌ１）
と、直流出力電圧を得るために前記トランス（５又は５
ａ又は５ｂ）に接続された整流平滑回路（６又は６ａ）
と、補助充電回路（７又は７ａ又は７ｂ又は７ｃ又は７
ｄ）と、前記交流入力端子（１、２）に印加される交流
電圧の周波数よりも高い繰り返し周波数で前記スイッチ
（Q１）をオン・オフ制御する制御回路（８）とを備
え、前記整流回路（４又は４ａ）は、第１の整流電圧を
出力するための第１の整流出力導体（４３）と、前記第
１の整流電圧と同一又はほぼ同一の値を有する第２の整
流電圧を出力するための第２の整流出力導体（４４）
と、共通整流出力導体（４５）とを有し、前記インダク
タ（L1）は少なくとも前記スイッチ（Q1）を介して前記
整流回路（４又は４ａ）の前記第１の整流出力導体（４
３）と前記共通整流出力導体（４５）との間に接続さ
れ、前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）は前記主巻線（Ｎ
１）の少なくとも一部と前記インダクタ（Ｌ１）とを介
して前記整流回路（４又は４ａ）の前記第１の整流出力
導体（４３）と前記共通整流出力導体（４５）との間に
接続され、 前記スイッチ（Ｑ１）は前記主巻線（Ｎ
１）を介して前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）の一端と他
端との間に接続され、前記補助充電回路（７又は７ａ又
は７ｂ又は７ｃ又は７ｄ）は、前記整流回路（４又は４
ａ）の前記第２の整流出力導体（４４）と前記平滑用コ
ンデンサ（C1）との間に接続された補助巻線（N3）を有
し、前記補助巻線（N3）は前記主巻線（N1）に電磁結合
されていることを特徴とするスイッチング電源装置に係
わるものである。
目的を達成するための本発明を、実施形態を示す図面の
符号を参照して説明する。但し、ここでの参照符号は本
発明の理解を助けるためのものであるが、本発明を限定
するものではない。本願発明は、交流電源から供給され
た交流電圧を直流電圧に変換するためのスイッチング電
源装置であって、交流入力端子（１、２）と、前記交流
入力端子（１、２）に接続された整流回路（４又は４
ａ）と、平滑用コンデンサ（Ｃ1）と、主巻線（Ｎ１）
を有するトランス（５又は５ａ又は５ｂ）と、オン・オ
フ制御可能なスイッチ（Ｑ１）と、インダクタ（Ｌ１）
と、直流出力電圧を得るために前記トランス（５又は５
ａ又は５ｂ）に接続された整流平滑回路（６又は６ａ）
と、補助充電回路（７又は７ａ又は７ｂ又は７ｃ又は７
ｄ）と、前記交流入力端子（１、２）に印加される交流
電圧の周波数よりも高い繰り返し周波数で前記スイッチ
（Q１）をオン・オフ制御する制御回路（８）とを備
え、前記整流回路（４又は４ａ）は、第１の整流電圧を
出力するための第１の整流出力導体（４３）と、前記第
１の整流電圧と同一又はほぼ同一の値を有する第２の整
流電圧を出力するための第２の整流出力導体（４４）
と、共通整流出力導体（４５）とを有し、前記インダク
タ（L1）は少なくとも前記スイッチ（Q1）を介して前記
整流回路（４又は４ａ）の前記第１の整流出力導体（４
３）と前記共通整流出力導体（４５）との間に接続さ
れ、前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）は前記主巻線（Ｎ
１）の少なくとも一部と前記インダクタ（Ｌ１）とを介
して前記整流回路（４又は４ａ）の前記第１の整流出力
導体（４３）と前記共通整流出力導体（４５）との間に
接続され、 前記スイッチ（Ｑ１）は前記主巻線（Ｎ
１）を介して前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）の一端と他
端との間に接続され、前記補助充電回路（７又は７ａ又
は７ｂ又は７ｃ又は７ｄ）は、前記整流回路（４又は４
ａ）の前記第２の整流出力導体（４４）と前記平滑用コ
ンデンサ（C1）との間に接続された補助巻線（N3）を有
し、前記補助巻線（N3）は前記主巻線（N1）に電磁結合
されていることを特徴とするスイッチング電源装置に係
わるものである。
【０００７】なお、請求項２及び３に示すように、前記
補助充電回路（７又は７ａ又は７ｄ）は補助インダクタ
（L2）と、補助コンデンサ（C2）と、補助ダイオ−ド
（D6）とから成る整流平滑手段を含むことが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記補助充電回路（７又
は７ａ又は７ｃ）の前記補助インダクタ（Ｌ2）に直列
に別の補助ダイオ−ド（Ｄ7）を接続することが望まし
い。また、請求項５に示すように、更に、前記インダク
タ（L1）に直列に逆流阻止用ダイオ−ド（D5）を接続す
ることが望ましい。また、請求項６に示すように、前記
トランスの主巻線（Ｎ１）をタップ（９）によって第１
の部分（Ｎ１ａ）と第２の部分（Ｎ１ｂ）とに分割し、
前記インダクタ（Ｌ１）と前記主巻線（Ｎ１）の第２の
部分（Ｎ１ｂ）と前記スイッチ（Ｑ１）との直列回路を
前記整流回路（４又は４ａ又は４ｂ）の前記第１の整流
出力導体（４３）と前記共通整流出力導体（４５）との
間に接続し、前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）を前記主巻
線（Ｎ１）の全部と前記スイッチ（Ｑ１）の直列回路に
対して並列に接続することが望ましい。また、請求項７
に示すように、前記インダクタ（Ｌ１）と前記主巻線
（Ｎ１）の全部と前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）とから
成る直列回路を、前記整流回路（４又は４ａ又は４ｂ）
の前記第１の整流出力導体（４３）と前記共通整流出力
導体（４５）との間に接続し、前記主巻線（Ｎ１）の全
部と前記スイッチ（Ｑ１）との直列回路を前記平滑用コ
ンデンサ（Ｃ1）に対して並列に接続することができ
る。また、請求項8及び９に示すように、前記トランス
に２次巻線（Ｎ2）を設け、この２次巻線（Ｎ2）に整流
平滑回路（６）を接続することが望ましい。また、請求
項１０に示すように整流回路（４）を第１〜第４のダイ
オ−ド（Ｄ1〜Ｄ4）で構成することができる。また、請
求項１１に示すように、整流回路（４ａ）を第１〜第６
のダイオ−ド（Ｄ1〜Ｄ4、Ｄ11、Ｄ12）で構成すること
ができる。
補助充電回路（７又は７ａ又は７ｄ）は補助インダクタ
（L2）と、補助コンデンサ（C2）と、補助ダイオ−ド
（D6）とから成る整流平滑手段を含むことが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記補助充電回路（７又
は７ａ又は７ｃ）の前記補助インダクタ（Ｌ2）に直列
に別の補助ダイオ−ド（Ｄ7）を接続することが望まし
い。また、請求項５に示すように、更に、前記インダク
タ（L1）に直列に逆流阻止用ダイオ−ド（D5）を接続す
ることが望ましい。また、請求項６に示すように、前記
トランスの主巻線（Ｎ１）をタップ（９）によって第１
の部分（Ｎ１ａ）と第２の部分（Ｎ１ｂ）とに分割し、
前記インダクタ（Ｌ１）と前記主巻線（Ｎ１）の第２の
部分（Ｎ１ｂ）と前記スイッチ（Ｑ１）との直列回路を
前記整流回路（４又は４ａ又は４ｂ）の前記第１の整流
出力導体（４３）と前記共通整流出力導体（４５）との
間に接続し、前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）を前記主巻
線（Ｎ１）の全部と前記スイッチ（Ｑ１）の直列回路に
対して並列に接続することが望ましい。また、請求項７
に示すように、前記インダクタ（Ｌ１）と前記主巻線
（Ｎ１）の全部と前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）とから
成る直列回路を、前記整流回路（４又は４ａ又は４ｂ）
の前記第１の整流出力導体（４３）と前記共通整流出力
導体（４５）との間に接続し、前記主巻線（Ｎ１）の全
部と前記スイッチ（Ｑ１）との直列回路を前記平滑用コ
ンデンサ（Ｃ1）に対して並列に接続することができ
る。また、請求項8及び９に示すように、前記トランス
に２次巻線（Ｎ2）を設け、この２次巻線（Ｎ2）に整流
平滑回路（６）を接続することが望ましい。また、請求
項１０に示すように整流回路（４）を第１〜第４のダイ
オ−ド（Ｄ1〜Ｄ4）で構成することができる。また、請
求項１１に示すように、整流回路（４ａ）を第１〜第６
のダイオ−ド（Ｄ1〜Ｄ4、Ｄ11、Ｄ12）で構成すること
ができる。
【０００８】
【発明の効果】各請求項の発明によれば、次の効果が得
られる。 （１） 力率改善及び波形改善のためのインダクタ（Ｌ
1）に流れる電流（ＩL1）を小さくしても補助充電回路
（７）によって平滑用コンデンサ（Ｃ1）を所望の値に
充電することができる。即ち、 平滑用コンデンサ（Ｃ
1）を所望電圧に充電する時に、力率改善及び波形改善
用インダクタ（Ｌ1）を介した平滑用コンデンサ（Ｃ1）
の第１の充電経路と、補助充電回路(７又は７ａ又は７
ｂ又は７ｃ又は７ｄ)を介した第２の充電経路とが生じ
る。従って、従来の第１の充電経路のみの場合の第１の
充電経路の電流の値に比べて、本発明に従う第１の充電
経路の電流値を第２の充電経路の電流値の分だけ低くす
ることができる。このため、第１の電流経路に含まれて
いるインダクタ（Ｌ1）における電力損失が少なくな
り、スイッチング電源装置の効率が向上する。またイン
ダクタ（Ｌ1）の外形寸法を小さくすることができる。 （２） 平滑用コンデンサ（Ｃ1）の充電電圧を、補助
充電回路（７ａ又は７ｂ又は７ｃ又は７ｄ））の助けを
借りて従来回路のそれよりも高めることができる。平滑
用コンデンサ（Ｃ1）の充電電圧が高くなると、入力交
流電圧のピ−ク値又はこの近傍で第１の経路のインダク
タ（Ｌ1）を通して平滑用コンデンサ（Ｃ1）に過大な電
流が流れ込むことを防ぐことができる。この結果、交流
入力電流の高調波成分を低減することができる。 （３） 補助充電回路はトランス（５又は５ａ又は５
ｂ）の主巻線（Ｎ1）に電磁結合された補助巻線（Ｎ
３）から成るので、補助充電回路の構成が簡単且つ小型
になる。請求項２、３又は４の発明によれば、補助充電
回路（７又は７ａ）を流れる電流の平滑化を容易に図る
ことができる。また、請求項６の発明によれば、インダ
クタ（Ｌ1）が主巻線（Ｎ1）のタップ（９）に接続され
ているために、整流出力電圧（Ｖ４）の瞬時値がタップ
（９）の電圧よりも高くならないとインダクタ（Ｌ1）
に電流が流れない。従って、インダクタ（Ｌ1）に電流
が流れる期間を、力率及び波形改善の許容範囲において
短くし、インダクタ（Ｌ1）における電力損失を低減す
ることができる。この請求項６の発明のスイッチング電
源装置は効率を重視する場合に適する。また、請求項７
の発明によれば、主巻線（Ｎ1）に制限されないで、イ
ンダクタ（Ｌ1）に電流を流すことができる。従って、
整流出力電圧（Ｖ4）が低い値の時にもインダクタ（Ｌ
1）に電流が流れ、力率改善及び波形改善が向上する。
この請求項７の発明のスイッチング電源装置は力率改善
を比較的良好に保ちつつ効率向上を図る場合に適する。
請求項８の発明によれば、スイッチ（Ｑ1）のオンの期
間に補助巻線（Ｎ3）に得られる電圧とスイッチ（Ｑ1）
のオフの期間に補助巻線（Ｎ3）に得られる電圧との両
方を平滑用コンデンサ（Ｃ1）の補助充電に使用するこ
とができる。請求項９の発明によれば、スイッチ（Ｑ
1）のオン期間に補助巻線（Ｎ3）に得られる電圧を平滑
用コンデンサ（Ｃ1）の補助充電に使用することができ
る。
られる。 （１） 力率改善及び波形改善のためのインダクタ（Ｌ
1）に流れる電流（ＩL1）を小さくしても補助充電回路
（７）によって平滑用コンデンサ（Ｃ1）を所望の値に
充電することができる。即ち、 平滑用コンデンサ（Ｃ
1）を所望電圧に充電する時に、力率改善及び波形改善
用インダクタ（Ｌ1）を介した平滑用コンデンサ（Ｃ1）
の第１の充電経路と、補助充電回路(７又は７ａ又は７
ｂ又は７ｃ又は７ｄ)を介した第２の充電経路とが生じ
る。従って、従来の第１の充電経路のみの場合の第１の
充電経路の電流の値に比べて、本発明に従う第１の充電
経路の電流値を第２の充電経路の電流値の分だけ低くす
ることができる。このため、第１の電流経路に含まれて
いるインダクタ（Ｌ1）における電力損失が少なくな
り、スイッチング電源装置の効率が向上する。またイン
ダクタ（Ｌ1）の外形寸法を小さくすることができる。 （２） 平滑用コンデンサ（Ｃ1）の充電電圧を、補助
充電回路（７ａ又は７ｂ又は７ｃ又は７ｄ））の助けを
借りて従来回路のそれよりも高めることができる。平滑
用コンデンサ（Ｃ1）の充電電圧が高くなると、入力交
流電圧のピ−ク値又はこの近傍で第１の経路のインダク
タ（Ｌ1）を通して平滑用コンデンサ（Ｃ1）に過大な電
流が流れ込むことを防ぐことができる。この結果、交流
入力電流の高調波成分を低減することができる。 （３） 補助充電回路はトランス（５又は５ａ又は５
ｂ）の主巻線（Ｎ1）に電磁結合された補助巻線（Ｎ
３）から成るので、補助充電回路の構成が簡単且つ小型
になる。請求項２、３又は４の発明によれば、補助充電
回路（７又は７ａ）を流れる電流の平滑化を容易に図る
ことができる。また、請求項６の発明によれば、インダ
クタ（Ｌ1）が主巻線（Ｎ1）のタップ（９）に接続され
ているために、整流出力電圧（Ｖ４）の瞬時値がタップ
（９）の電圧よりも高くならないとインダクタ（Ｌ1）
に電流が流れない。従って、インダクタ（Ｌ1）に電流
が流れる期間を、力率及び波形改善の許容範囲において
短くし、インダクタ（Ｌ1）における電力損失を低減す
ることができる。この請求項６の発明のスイッチング電
源装置は効率を重視する場合に適する。また、請求項７
の発明によれば、主巻線（Ｎ1）に制限されないで、イ
ンダクタ（Ｌ1）に電流を流すことができる。従って、
整流出力電圧（Ｖ4）が低い値の時にもインダクタ（Ｌ
1）に電流が流れ、力率改善及び波形改善が向上する。
この請求項７の発明のスイッチング電源装置は力率改善
を比較的良好に保ちつつ効率向上を図る場合に適する。
請求項８の発明によれば、スイッチ（Ｑ1）のオンの期
間に補助巻線（Ｎ3）に得られる電圧とスイッチ（Ｑ1）
のオフの期間に補助巻線（Ｎ3）に得られる電圧との両
方を平滑用コンデンサ（Ｃ1）の補助充電に使用するこ
とができる。請求項９の発明によれば、スイッチ（Ｑ
1）のオン期間に補助巻線（Ｎ3）に得られる電圧を平滑
用コンデンサ（Ｃ1）の補助充電に使用することができ
る。
【０００９】
【実施形態】次に、図面を参照して本発明の実施形態を
説明する。
説明する。
【００１０】
【第1の実施形態】図1に示す第1の実施形態のスイッチ
ング電源装置は、対の交流入力端子１、2と、ノイズ除
去フィルタ３と、ダイオ−ドＤ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4から成
るブリッジ型整流回路４と、主インダクタＬ1と、逆流
阻止用ダイオ‐ドＤ5と、平滑用コンデンサＣ1と、トラ
ンス5と、スイッチＱ1と、整流平滑回路6と、本発明に
従う補充充電回路７と、制御回路8とから成る。
ング電源装置は、対の交流入力端子１、2と、ノイズ除
去フィルタ３と、ダイオ−ドＤ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4から成
るブリッジ型整流回路４と、主インダクタＬ1と、逆流
阻止用ダイオ‐ドＤ5と、平滑用コンデンサＣ1と、トラ
ンス5と、スイッチＱ1と、整流平滑回路6と、本発明に
従う補充充電回路７と、制御回路8とから成る。
【００１１】一対の交流入力端子１、２は、例えば５０
Ｈｚの商用交流電源に接続される。ノイズ除去用フィル
タ3は、複数のインダクタと複数のコンデンサから成る
周知の回路から成り、高周波電流成分を除去するもので
ある。
Ｈｚの商用交流電源に接続される。ノイズ除去用フィル
タ3は、複数のインダクタと複数のコンデンサから成る
周知の回路から成り、高周波電流成分を除去するもので
ある。
【００１２】整流回路４は、第１及び第２の交流入力導
体４１、４２と、第１及び第２の整流出力導体４３、４
４と、共通整流出力導体４５と、第１及び第２の電極を
それぞれ有する第１、第２、第３及び第４のダイオ−ド
Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4とから成る。第１及び第２の交流入
力導体４１、４２はフィルタ３を介して対の交流入力端
子１、２に接続されている。第１のダイオ−ドＤ1の第
１の電極即ちアノ−ドは第１の交流入力導体４１に接続
され、第２のダイオ−ドＤ2の第２の電極即ちカソ−ド
は第１の交流入力導体４１に接続され、第３のダイオ−
ドＤ3の第１の電極（アノ−ド）は第２の交流入力導体
４２に接続され、第４のダイオ−ドＤ4の第２の電極
（カソ−ド）は第２の交流入力導体４２に接続され、第
１及び第３のダイオ−ドＤ1、Ｄ3の第２の電極（カソ−
ド）は相互接続され、第２及び第４のダイオ−ドＤ2、
Ｄ4の第１の電極（アノ−ド）は相互に接続されてい
る。第１の整流出力導体４３は、第１及び第３のダイオ
−ドＤ1、Ｄ3のカソ−ドの相互接続点４８に接続されて
いる。第２の整流出力導体４４も第１及び第３のダイオ
−ドＤ1、Ｄ3のカソ−ドの相互接続点４８に接続されて
いる。従って、第１及び第２の整流出力導体４３、４４
には同一の電圧が得られる。第３の整流出力導体又はグ
ランド導体とも呼ぶことができる共通整流出力導体４５
は、第２及び第４のダイオ−ドＤ2、Ｄ4のアノ−ドの相
互接続点４９に接続されている。図１の実施形態では第
１の整流出力導体４３と共通整流出力導体４５との間及
び第２の整流出力導体４４と共通整流出力導体４５との
間に同一値の整流出力電圧Ｖ4が得られる。
体４１、４２と、第１及び第２の整流出力導体４３、４
４と、共通整流出力導体４５と、第１及び第２の電極を
それぞれ有する第１、第２、第３及び第４のダイオ−ド
Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4とから成る。第１及び第２の交流入
力導体４１、４２はフィルタ３を介して対の交流入力端
子１、２に接続されている。第１のダイオ−ドＤ1の第
１の電極即ちアノ−ドは第１の交流入力導体４１に接続
され、第２のダイオ−ドＤ2の第２の電極即ちカソ−ド
は第１の交流入力導体４１に接続され、第３のダイオ−
ドＤ3の第１の電極（アノ−ド）は第２の交流入力導体
４２に接続され、第４のダイオ−ドＤ4の第２の電極
（カソ−ド）は第２の交流入力導体４２に接続され、第
１及び第３のダイオ−ドＤ1、Ｄ3の第２の電極（カソ−
ド）は相互接続され、第２及び第４のダイオ−ドＤ2、
Ｄ4の第１の電極（アノ−ド）は相互に接続されてい
る。第１の整流出力導体４３は、第１及び第３のダイオ
−ドＤ1、Ｄ3のカソ−ドの相互接続点４８に接続されて
いる。第２の整流出力導体４４も第１及び第３のダイオ
−ドＤ1、Ｄ3のカソ−ドの相互接続点４８に接続されて
いる。従って、第１及び第２の整流出力導体４３、４４
には同一の電圧が得られる。第３の整流出力導体又はグ
ランド導体とも呼ぶことができる共通整流出力導体４５
は、第２及び第４のダイオ−ドＤ2、Ｄ4のアノ−ドの相
互接続点４９に接続されている。図１の実施形態では第
１の整流出力導体４３と共通整流出力導体４５との間及
び第２の整流出力導体４４と共通整流出力導体４５との
間に同一値の整流出力電圧Ｖ4が得られる。
【００１３】トランス5は、磁気コアＭと、この磁気コ
アＭに巻き回され且つ相互に電磁結合された主巻線即ち
１次巻線Ｎ1と2次巻線Ｎ２と本発明に従う３次巻線即ち
補助巻線N3とを有する。1次巻線Ｎ1はタップ９を有し、
第1及び第２の部分Ｎ1ａ、Ｎ1ｂに分割されている。1次
巻線Ｎ1と2次巻線Ｎ2との極性は黒丸で示すように互い
に逆に設定されている。また、１次巻線N1と補助巻線N3
とは同一の極性を有する。従って、補助巻線Ｎ３を１次
巻線Ｎ1の延長部分として形成することができる。な
お、各巻線Ｎ1、Ｎ2、Ｎ3はインダクタンスを有する。
アＭに巻き回され且つ相互に電磁結合された主巻線即ち
１次巻線Ｎ1と2次巻線Ｎ２と本発明に従う３次巻線即ち
補助巻線N3とを有する。1次巻線Ｎ1はタップ９を有し、
第1及び第２の部分Ｎ1ａ、Ｎ1ｂに分割されている。1次
巻線Ｎ1と2次巻線Ｎ2との極性は黒丸で示すように互い
に逆に設定されている。また、１次巻線N1と補助巻線N3
とは同一の極性を有する。従って、補助巻線Ｎ３を１次
巻線Ｎ1の延長部分として形成することができる。な
お、各巻線Ｎ1、Ｎ2、Ｎ3はインダクタンスを有する。
【００１４】電解コンデンサから成る平滑用コンデンサ
Ｃ1の一端は、1次巻線Ｎ1の第1の部分Ｎ1ａと逆流阻止
用ダイオ−ドＤ5と主インダクタＬ1とを介して整流回路
４の第1の整流出力導体４３に接続されている。平滑用
コンデンサＣ1の他端は、共通整流出力導体４５に接続
されている。
Ｃ1の一端は、1次巻線Ｎ1の第1の部分Ｎ1ａと逆流阻止
用ダイオ−ドＤ5と主インダクタＬ1とを介して整流回路
４の第1の整流出力導体４３に接続されている。平滑用
コンデンサＣ1の他端は、共通整流出力導体４５に接続
されている。
【００１５】絶縁ゲ−ト型電界効果トランジスタから成
るスイッチＱ1は1次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣ1
に並列に接続されている。また、スイッチＱ1の一端即
ちドレインは1次巻線Ｎ1の第2の部分Ｎ1ｂと逆流阻止用
ダイオ−ドＤ5と主インダクタＬ1とを介して第1の整流
出力導体４３に接続され、スイッチＱ1の他端は即ちソ
−スは共通整流出力導体４５に接続されている。スイッ
チQ１は点線で示すダイオ−ドDｑ1を内蔵している。
るスイッチＱ1は1次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣ1
に並列に接続されている。また、スイッチＱ1の一端即
ちドレインは1次巻線Ｎ1の第2の部分Ｎ1ｂと逆流阻止用
ダイオ−ドＤ5と主インダクタＬ1とを介して第1の整流
出力導体４３に接続され、スイッチＱ1の他端は即ちソ
−スは共通整流出力導体４５に接続されている。スイッ
チQ１は点線で示すダイオ−ドDｑ1を内蔵している。
【００１６】トランス５の2次巻線Ｎ2に接続された整流
平滑回路6は整流ダイオ−ドＤｏと平滑用コンデンサＣ
ｏとから成る。コンデンサＣｏはダイオ−ドＤｏを介し
て2次巻線Ｎ2に並列に接続されている。ダイオ−ドＤｏ
は、スイッチＱ1のオンの時にオフ、スイッチＱ1のオフ
の時にオンになる方向性を有している。出力平滑コンデ
ンサＣｏに接続された対の出力端子１０ａ、１０ｂ間に
直流出力電圧Ｖｏが得られ、これが負荷１０に供給され
る。従って、平滑用コンデンサＣ1とトランス５とスイ
ッチＱ1と整流平滑回路６とによってフライバック型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバ−タが構成されている。
平滑回路6は整流ダイオ−ドＤｏと平滑用コンデンサＣ
ｏとから成る。コンデンサＣｏはダイオ−ドＤｏを介し
て2次巻線Ｎ2に並列に接続されている。ダイオ−ドＤｏ
は、スイッチＱ1のオンの時にオフ、スイッチＱ1のオフ
の時にオンになる方向性を有している。出力平滑コンデ
ンサＣｏに接続された対の出力端子１０ａ、１０ｂ間に
直流出力電圧Ｖｏが得られ、これが負荷１０に供給され
る。従って、平滑用コンデンサＣ1とトランス５とスイ
ッチＱ1と整流平滑回路６とによってフライバック型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバ−タが構成されている。
【００１７】本発明に従う補助充電回路７は、充電加算
回路とも呼ぶことができるものであり、前述した補助巻
線N3の他に、補助コンデンサC2、第１及び第２の補助ダ
イオ−ドD6、Ｄ7、及び補助インダクタL2を有する。こ
の補助充電回路７は、第２の整流出力導体４４と平滑用
コンデンサC1との間に接続されており、第２の整流出力
導体４４と共通整流出力導体４５との間の整流出力電圧
V4に加算するための補助電圧を形成する。
回路とも呼ぶことができるものであり、前述した補助巻
線N3の他に、補助コンデンサC2、第１及び第２の補助ダ
イオ−ドD6、Ｄ7、及び補助インダクタL2を有する。こ
の補助充電回路７は、第２の整流出力導体４４と平滑用
コンデンサC1との間に接続されており、第２の整流出力
導体４４と共通整流出力導体４５との間の整流出力電圧
V4に加算するための補助電圧を形成する。
【００１８】補助巻線N3の一端(下端)は１次巻線N1の一
端（上端）及び平滑用コンデンサC1の一端（上端）にそ
れぞれ接続されている。補助巻線N3の他端（上端）は補
助コンデンサC2と補助インダクタL2と第２の補助ダイオ
−ドＤ7とを介して第２の整流出力導体４４に接続され
ている。第１の補助ダイオ−ドD6は補助コンデンサC2を
介して補助巻線N3に並列に接続されている。補助コンデ
ンサＣ２は補助インダクタＬ2の他端と補助巻線Ｎ3の他
端との間に接続されている。第１の補助ダイオ−ドD6の
アノ−ドは補助コンデンサＣ2と補助インダクタL2との
相互接続点に接続されている。
端（上端）及び平滑用コンデンサC1の一端（上端）にそ
れぞれ接続されている。補助巻線N3の他端（上端）は補
助コンデンサC2と補助インダクタL2と第２の補助ダイオ
−ドＤ7とを介して第２の整流出力導体４４に接続され
ている。第１の補助ダイオ−ドD6は補助コンデンサC2を
介して補助巻線N3に並列に接続されている。補助コンデ
ンサＣ２は補助インダクタＬ2の他端と補助巻線Ｎ3の他
端との間に接続されている。第１の補助ダイオ−ドD6の
アノ−ドは補助コンデンサＣ2と補助インダクタL2との
相互接続点に接続されている。
【００１９】導体１１、1２で出力端子１０ａ、１０ｂ
に接続され、導体1３でスイッチＱ1の制御端子に接続さ
れている制御回路８は、直流出力端子１０ａ、１０ｂ間
の電圧Ｖｏを所定値に制御するための制御信号Ｖｇ1を
形成してスイッチＱ1に送るものである。図２は制御回
路８を概略的に示す。この制御回路８は、導体１１、１
２間に接続された電圧検出用抵抗１４、１５と、基準電
圧源1６と、誤差増幅器1７と、鋸波発生回路１８と、コ
ンパレ−タ１９とから成る。誤差増幅器１７の一方の入
力端子は抵抗１４、１５の相互接続点に接続され、他方
の入力端子は基準電圧源１６に接続されている。コンパ
レ−タ１９の一方の入力端子は誤差増幅器１７に接続さ
れ、他方の入力端子は鋸波発生回路１８に接続され、出
力端子は導体１３を介して図１のスイッチＱ1の制御端
子に接続されている。鋸波発生回路１８は、交流入力端
子１、２の交流電圧Ｖａｃの周波数（５０Ｈｚ）よりも
高い繰返し周波数（例えば２０ｋＨｚ）で鋸波を発生す
る。従って、コンパレ−タ１９は鋸波に同期して高い繰
返周波数（例えば２０ｋＨｚ）のＰＷＭ（パルス幅変
調）信号から成る周知の制御信号Ｖｇ1を出力する。な
お、図２では誤差増幅器１７とコンパレ−タ１９とが直
接に接続されているが、この代りに周知の発光ダイオ−
ドとホトトランジスタとから成るホトカプラによって光
結合することができる。また、制御回路８で使用する電
源電圧を得るためにトランス５に電源用の巻線を設け、
この電源用巻線の出力を整流する整流回路を設けること
ができる。
に接続され、導体1３でスイッチＱ1の制御端子に接続さ
れている制御回路８は、直流出力端子１０ａ、１０ｂ間
の電圧Ｖｏを所定値に制御するための制御信号Ｖｇ1を
形成してスイッチＱ1に送るものである。図２は制御回
路８を概略的に示す。この制御回路８は、導体１１、１
２間に接続された電圧検出用抵抗１４、１５と、基準電
圧源1６と、誤差増幅器1７と、鋸波発生回路１８と、コ
ンパレ−タ１９とから成る。誤差増幅器１７の一方の入
力端子は抵抗１４、１５の相互接続点に接続され、他方
の入力端子は基準電圧源１６に接続されている。コンパ
レ−タ１９の一方の入力端子は誤差増幅器１７に接続さ
れ、他方の入力端子は鋸波発生回路１８に接続され、出
力端子は導体１３を介して図１のスイッチＱ1の制御端
子に接続されている。鋸波発生回路１８は、交流入力端
子１、２の交流電圧Ｖａｃの周波数（５０Ｈｚ）よりも
高い繰返し周波数（例えば２０ｋＨｚ）で鋸波を発生す
る。従って、コンパレ−タ１９は鋸波に同期して高い繰
返周波数（例えば２０ｋＨｚ）のＰＷＭ（パルス幅変
調）信号から成る周知の制御信号Ｖｇ1を出力する。な
お、図２では誤差増幅器１７とコンパレ−タ１９とが直
接に接続されているが、この代りに周知の発光ダイオ−
ドとホトトランジスタとから成るホトカプラによって光
結合することができる。また、制御回路８で使用する電
源電圧を得るためにトランス５に電源用の巻線を設け、
この電源用巻線の出力を整流する整流回路を設けること
ができる。
【００２０】
【動作】交流入力端子１、２が交流電源に接続され、ス
イッチＱ1が図３のｔ2〜ｔ3のオン期間Ｔｏｎとｔ3〜ｔ
4のオフ期間Ｔoffとを１周期Tとして繰返してオン・オ
フ動作すると、平滑コンデンサＣ1は所望の直流電圧Ｖ
ｃ1に充電される。また、補助巻線Ｎ3の電圧によって補
助コンデンサＣ2が電圧Ｖｃ2に充電される。平滑コンデ
ンサＣ1が電圧Ｖｃ1に充電され且つ補助コンデンサC2が
電圧Vc2に充電された正常状態におけるスイッチング電
源装置の動作を図3及び図４を参照して次に説明する。
図３は図１の各部の状態を概略的に示すものである。図
３（Ｅ）に示す例えば５０Ｈｚの交流電圧Ｖａｃが対の
交流入力端子１、２間に供給されている状態で、図３
(Ａ)に概略的に示す例えば２０ｋＨｚの繰返し周波数を
有する制御信号Ｖｇ1でスイッチＱ1をオン・オフ制御す
ると、図３（Ｃ）に示すスイッチＱ1の電流Ｉｑ1及び図
３（Ｂ）に示す整流回路４の出力電流Ｉ4の振幅が交流
電圧Ｖａｃの振幅に応じて変化する。この結果、図３
（Ｄ）に示す交流入力電流Ｉａｃが正弦波に近似し、力
率及び波形が改善される。なお、図３（Ｂ）の電流Ｉ4
は、図１の第１及び第３のダイオ−ドＤ、Ｄ３の相互接
続点４８を流れる電流として示されている。従って、整
流出力電流Ｉ4は、主インダクタＬ1と補助インダクタＬ
2の電流ＩL2との和の値を有する。主インダクタＬ1が逆
流阻止用ダイオ−ドＤ5を介して１次巻線Ｎ1のタップ９
に接続されているので、たとえスイッチＱ1がオン状態
であっても、平滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1によって
与えられたタップ９の電圧が整流出力電圧Ｖ４よりも高
くなるｔｏ〜ｔ1、ｔ６〜ｔ8及びｔ9〜ｔ10期間には、
主インダクタＬ1の電流ＩL1 及び交流入力電流Ｉａｃが
流れない。図３では、ｔ1〜ｔ6期間及びｔ8〜ｔ9期間に
整流出力電流Ｉ4及び交流入力電流Ｉａｃが流れてい
る。
イッチＱ1が図３のｔ2〜ｔ3のオン期間Ｔｏｎとｔ3〜ｔ
4のオフ期間Ｔoffとを１周期Tとして繰返してオン・オ
フ動作すると、平滑コンデンサＣ1は所望の直流電圧Ｖ
ｃ1に充電される。また、補助巻線Ｎ3の電圧によって補
助コンデンサＣ2が電圧Ｖｃ2に充電される。平滑コンデ
ンサＣ1が電圧Ｖｃ1に充電され且つ補助コンデンサC2が
電圧Vc2に充電された正常状態におけるスイッチング電
源装置の動作を図3及び図４を参照して次に説明する。
図３は図１の各部の状態を概略的に示すものである。図
３（Ｅ）に示す例えば５０Ｈｚの交流電圧Ｖａｃが対の
交流入力端子１、２間に供給されている状態で、図３
(Ａ)に概略的に示す例えば２０ｋＨｚの繰返し周波数を
有する制御信号Ｖｇ1でスイッチＱ1をオン・オフ制御す
ると、図３（Ｃ）に示すスイッチＱ1の電流Ｉｑ1及び図
３（Ｂ）に示す整流回路４の出力電流Ｉ4の振幅が交流
電圧Ｖａｃの振幅に応じて変化する。この結果、図３
（Ｄ）に示す交流入力電流Ｉａｃが正弦波に近似し、力
率及び波形が改善される。なお、図３（Ｂ）の電流Ｉ4
は、図１の第１及び第３のダイオ−ドＤ、Ｄ３の相互接
続点４８を流れる電流として示されている。従って、整
流出力電流Ｉ4は、主インダクタＬ1と補助インダクタＬ
2の電流ＩL2との和の値を有する。主インダクタＬ1が逆
流阻止用ダイオ−ドＤ5を介して１次巻線Ｎ1のタップ９
に接続されているので、たとえスイッチＱ1がオン状態
であっても、平滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1によって
与えられたタップ９の電圧が整流出力電圧Ｖ４よりも高
くなるｔｏ〜ｔ1、ｔ６〜ｔ8及びｔ9〜ｔ10期間には、
主インダクタＬ1の電流ＩL1 及び交流入力電流Ｉａｃが
流れない。図３では、ｔ1〜ｔ6期間及びｔ8〜ｔ9期間に
整流出力電流Ｉ4及び交流入力電流Ｉａｃが流れてい
る。
【００２１】図１の回路は、図３（Ｅ）に示す交流電源
電圧Ｖａｃの瞬時値の変化に応じて大別して第１、第２
及び第３モ−ドで動作する。今、交流電源電圧Ｖａｃの
０〜１８０度区間を例にとって説明すると、交流電源電
圧Ｖａｃが０Ｖと第１の電圧値Ｖａとの間の値を取るｔ
ｏ〜ｔ1及びｔ6〜ｔ7の期間に第１のモ−ドとなり、交
流電源電圧Ｖａｃが第１の電圧Ｖａと第２の電圧Ｖｂと
の間の値をとるｔ1〜ｔ3及びｔ5〜ｔ6期間に第２のモ−
ドとなり、交流電源電圧Ｖａｃが第２の値Ｖｂよりも高
い値になるｔ3〜ｔ5期間に第３のモ−ドとなる。なお、
電圧Ｖacに第２の値Ｖｂがクロスする時点がスイッチＱ
1のオン期間Ｔｏｎの終了時点に一致するように示され
ているが、これは図示の都合であって、両者は必ずしも
一致しない。また、図３（Ｅ）の交流電源電圧Ｖａｃの
ｔ7〜ｔ10に示す負の半波は、整流回路４で整流され、
整流出力電圧Ｖ4の状態ではｔｏ〜ｔ7の正の半波と同一
になる。従って、ｔ7〜ｔ10の負の半波期間においても
ｔｏ〜ｔ7の正の半波期間と同様に第１〜第３のモ−ド
が生じる。
電圧Ｖａｃの瞬時値の変化に応じて大別して第１、第２
及び第３モ−ドで動作する。今、交流電源電圧Ｖａｃの
０〜１８０度区間を例にとって説明すると、交流電源電
圧Ｖａｃが０Ｖと第１の電圧値Ｖａとの間の値を取るｔ
ｏ〜ｔ1及びｔ6〜ｔ7の期間に第１のモ−ドとなり、交
流電源電圧Ｖａｃが第１の電圧Ｖａと第２の電圧Ｖｂと
の間の値をとるｔ1〜ｔ3及びｔ5〜ｔ6期間に第２のモ−
ドとなり、交流電源電圧Ｖａｃが第２の値Ｖｂよりも高
い値になるｔ3〜ｔ5期間に第３のモ−ドとなる。なお、
電圧Ｖacに第２の値Ｖｂがクロスする時点がスイッチＱ
1のオン期間Ｔｏｎの終了時点に一致するように示され
ているが、これは図示の都合であって、両者は必ずしも
一致しない。また、図３（Ｅ）の交流電源電圧Ｖａｃの
ｔ7〜ｔ10に示す負の半波は、整流回路４で整流され、
整流出力電圧Ｖ4の状態ではｔｏ〜ｔ7の正の半波と同一
になる。従って、ｔ7〜ｔ10の負の半波期間においても
ｔｏ〜ｔ7の正の半波期間と同様に第１〜第３のモ−ド
が生じる。
【００２２】まず、図３のｔｏ〜ｔ1、ｔ6〜ｔ7の第１
のモード期間の動作を説明する。この第１のモ−ド期間
において、スイッチＱ1がオンになると、平滑用コンデ
ンサＣ1、1次巻線Ｎ1及びスイッチＱ1の経路で図３
（Ｃ）に示すスイッチＱ1の電流Ｉｑ1が流れる。この
時、2次側のダイオ−ドＤｏはオフ状態に保たれるの
で、トランス5を介して2次側にエネルギが放出されず、
トランス5にエネルギが蓄積される。この第1のモ−ド期
間には、1次巻線Ｎ1のタップ9の電位が第1の整流出力導
体４３の電位よりも高いために主インダクタＬ１を通る
電流ＩL1が流れない。また、第1のモ−ド期間には、平
滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1が整流出力電圧Ｖ4より
も高いので、補助インダクタＬ2の電流ＩL2も流れな
い。スイッチＱ1がオフになると、トランス5の蓄積エネ
ルギの放出によって2次巻線Ｎ2とダイオ−ドＤｏとコン
デンサＣｏとの回路に電流が流れる。従って、交流電源
電圧Ｖａｃの瞬時値が低い期間であっても、コンデンサ
Ｃｏ及び負荷１０に電力を供給することができる。
のモード期間の動作を説明する。この第１のモ−ド期間
において、スイッチＱ1がオンになると、平滑用コンデ
ンサＣ1、1次巻線Ｎ1及びスイッチＱ1の経路で図３
（Ｃ）に示すスイッチＱ1の電流Ｉｑ1が流れる。この
時、2次側のダイオ−ドＤｏはオフ状態に保たれるの
で、トランス5を介して2次側にエネルギが放出されず、
トランス5にエネルギが蓄積される。この第1のモ−ド期
間には、1次巻線Ｎ1のタップ9の電位が第1の整流出力導
体４３の電位よりも高いために主インダクタＬ１を通る
電流ＩL1が流れない。また、第1のモ−ド期間には、平
滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1が整流出力電圧Ｖ4より
も高いので、補助インダクタＬ2の電流ＩL2も流れな
い。スイッチＱ1がオフになると、トランス5の蓄積エネ
ルギの放出によって2次巻線Ｎ2とダイオ−ドＤｏとコン
デンサＣｏとの回路に電流が流れる。従って、交流電源
電圧Ｖａｃの瞬時値が低い期間であっても、コンデンサ
Ｃｏ及び負荷１０に電力を供給することができる。
【００２３】図３（Ｅ）のｔ1〜ｔ3及びｔ5〜ｔ6の第2
のモ−ド期間には、1次巻線Ｎ1のタップ９の電位が第1
の整流出力導体４３の電位よりも低くなるので、主イン
ダクタＬ1に電流ＩL1が流れる。この第２のモ−ド期間
においてスイッチＱ1がオンになった時には、第１の整
流出力導体４３、主インダクタＬ1、逆流阻止用ダイオ
−ドＤ５、１次巻線Ｎ１の第２の部分Ｎ1ｂ、スイッチ
Ｑ1及び共通整流出力導体４５から成る第１の経路に電
流ＩL1が流れ、同時に平滑用コンデンサＣ1と１次巻線
Ｎ1とスイッチＱ1とから成る第２の経路にも電流が流れ
る。従って、図３（Ｃ）に示すスイッチＱ1の電流Ｉｑ1
は、上記第１及び第２の経路の電流の和になる。図３の
ｔ３〜ｔ4に示すスイッチＱ1のオフ期間Ｔoffには、主
インダクタＬ1の蓄積エネルギの放出を伴って平滑用コ
ンデンサＣ1を充電する電流ＩL1が流れ、また、トラン
ス５及び主インダクタＬ1の蓄積エネルギの２次側への
放出に基づいてダイオ−ドDoが導通し、この電流Idoが
流れる。トランス５及び主インダクタL1の蓄積エネルギ
の放出が進むに従って主インダクタＬ1の電流IL1は減少
する。
のモ−ド期間には、1次巻線Ｎ1のタップ９の電位が第1
の整流出力導体４３の電位よりも低くなるので、主イン
ダクタＬ1に電流ＩL1が流れる。この第２のモ−ド期間
においてスイッチＱ1がオンになった時には、第１の整
流出力導体４３、主インダクタＬ1、逆流阻止用ダイオ
−ドＤ５、１次巻線Ｎ１の第２の部分Ｎ1ｂ、スイッチ
Ｑ1及び共通整流出力導体４５から成る第１の経路に電
流ＩL1が流れ、同時に平滑用コンデンサＣ1と１次巻線
Ｎ1とスイッチＱ1とから成る第２の経路にも電流が流れ
る。従って、図３（Ｃ）に示すスイッチＱ1の電流Ｉｑ1
は、上記第１及び第２の経路の電流の和になる。図３の
ｔ３〜ｔ4に示すスイッチＱ1のオフ期間Ｔoffには、主
インダクタＬ1の蓄積エネルギの放出を伴って平滑用コ
ンデンサＣ1を充電する電流ＩL1が流れ、また、トラン
ス５及び主インダクタＬ1の蓄積エネルギの２次側への
放出に基づいてダイオ−ドDoが導通し、この電流Idoが
流れる。トランス５及び主インダクタL1の蓄積エネルギ
の放出が進むに従って主インダクタＬ1の電流IL1は減少
する。
【００２４】図３のｔ3〜ｔ5に示す第３のモ−ド期間に
は、交流入力電圧Ｖａｃ及びこの整流出力電圧Ｖ４が高
いので、第１及び第２の補助ダイオ−ドＤ6、Ｄ7がオン
になる。この結果、主インダクタＬ1の電流ＩL1と補助
インダクタＬ2の電流ＩL2との両方が流れる。この第３
のモ−ド期間の動作を図４を参照して説明する。図４の
ｔｏ〜ｔ1において図４（Ａ）の制御信号Ｖｇ1に応答し
てスイッチＱ1がオンになると、前述の第２のモ−ド期
間と同様な経路で図４（Ｆ）に示す主インダクタＬ1の
電流ＩL1が流れると共に、平滑用コンデンサＣ1と１次
巻線Ｎ１とスイッチＱ1の回路にも電流が流れる。図４
（Ｅ）に示すスイッチＱ1の電流Ｉｑ1は、図４（Ｆ）の
主インダクタＬ1の電流ＩL1と平滑用コンデンサＣ1の放
電電流（図示せず）との和になる。
は、交流入力電圧Ｖａｃ及びこの整流出力電圧Ｖ４が高
いので、第１及び第２の補助ダイオ−ドＤ6、Ｄ7がオン
になる。この結果、主インダクタＬ1の電流ＩL1と補助
インダクタＬ2の電流ＩL2との両方が流れる。この第３
のモ−ド期間の動作を図４を参照して説明する。図４の
ｔｏ〜ｔ1において図４（Ａ）の制御信号Ｖｇ1に応答し
てスイッチＱ1がオンになると、前述の第２のモ−ド期
間と同様な経路で図４（Ｆ）に示す主インダクタＬ1の
電流ＩL1が流れると共に、平滑用コンデンサＣ1と１次
巻線Ｎ１とスイッチＱ1の回路にも電流が流れる。図４
（Ｅ）に示すスイッチＱ1の電流Ｉｑ1は、図４（Ｆ）の
主インダクタＬ1の電流ＩL1と平滑用コンデンサＣ1の放
電電流（図示せず）との和になる。
【００２５】スイッチＱ1のオン期間Ｔｏｎには、１次
巻線Ｎ1と補助巻線Ｎ３との巻数比で決定される電圧Ｖ
ｎ3が補助巻線Ｎ3に図４（Ｈ）に示すように得られる。
この電圧Ｖｎ3の向きは第１の補助ダイオ−ドＤ6を順方
向バイアスする向きであるので、補助巻線Ｎ3と補助コ
ンデンサＣ2と第１の補助ダイオ−ドＤ6の閉回路に電流
が流れ、補助コンデンサＣ2が図１に示す極性に充電さ
れ、補助コンデンサC２の電圧がＶｃ2になる。補助イン
ダクタＬ２には、図４のｔｏ〜ｔ1のオン期間の前のオ
フ期間にｔ１〜ｔ２期間に示すように既に電流ＩL2が流
れている。スイッチＱ1のオン期間Ｔｏｎにおける第１
の補助ダイオ−ドＤ6のアノ−ド側即ち補助インダクタ
Ｌ2の右端側の電位は、スイッチＱ1のオフ期間Ｔoffに
おける第１の補助ダイオ−ドD６のアノ−ド側の電位よ
りも≡くなるので、補助インダクタL２の電流IL2は図４
（G）に示すように徐々に低下する。このオン期間Tonに
補助インダクタL２に流れる電流IL2の経路は、一方の交
流入力端子１、フィルタ３、第１のダイオ−ドD1、第２
の補助ダイオ−ドD７、補助インダクタL2、第１の補助
ダイオ−ドD6、平滑用コンデンサC1、第４のダイオ−ド
D4、フィルタ３、及び他方の交流入力端子２から成る経
路である。なお、補助インダクタL2の電流IL2は交流入
力電圧Vacの瞬時値の増大に応じて大きくなる。
巻線Ｎ1と補助巻線Ｎ３との巻数比で決定される電圧Ｖ
ｎ3が補助巻線Ｎ3に図４（Ｈ）に示すように得られる。
この電圧Ｖｎ3の向きは第１の補助ダイオ−ドＤ6を順方
向バイアスする向きであるので、補助巻線Ｎ3と補助コ
ンデンサＣ2と第１の補助ダイオ−ドＤ6の閉回路に電流
が流れ、補助コンデンサＣ2が図１に示す極性に充電さ
れ、補助コンデンサC２の電圧がＶｃ2になる。補助イン
ダクタＬ２には、図４のｔｏ〜ｔ1のオン期間の前のオ
フ期間にｔ１〜ｔ２期間に示すように既に電流ＩL2が流
れている。スイッチＱ1のオン期間Ｔｏｎにおける第１
の補助ダイオ−ドＤ6のアノ−ド側即ち補助インダクタ
Ｌ2の右端側の電位は、スイッチＱ1のオフ期間Ｔoffに
おける第１の補助ダイオ−ドD６のアノ−ド側の電位よ
りも≡くなるので、補助インダクタL２の電流IL2は図４
（G）に示すように徐々に低下する。このオン期間Tonに
補助インダクタL２に流れる電流IL2の経路は、一方の交
流入力端子１、フィルタ３、第１のダイオ−ドD1、第２
の補助ダイオ−ドD７、補助インダクタL2、第１の補助
ダイオ−ドD6、平滑用コンデンサC1、第４のダイオ−ド
D4、フィルタ３、及び他方の交流入力端子２から成る経
路である。なお、補助インダクタL2の電流IL2は交流入
力電圧Vacの瞬時値の増大に応じて大きくなる。
【００２６】図４のｔ1〜ｔ2に示すようにスイッチQ1が
オフになると、主インダクタL1の電流IL1による平滑用
コンデンサC1の充電が前述の第２のモ−ド期間と同様に
行われると共に、図４（C）に示すように２次側の整流
素子としてダイオ−ドDoに電流Idoが流れる。また、２
次巻線N２がコンデンサCoの電圧Voでクランプされるた
めに、補助巻線N3に図４（H）に示す電圧Vn3が得られ
る。オフ期間Toffの補助巻線N３の電圧Vn3の向きは、オ
ン期間Tonの向きと逆であり、第１の補助ダイオ−ドD６
を逆方向バイアスする向きである。このオフ期間Toffの
補助巻線N3の電圧Vｎ3は、平滑用コンデンサC1の電圧Vc
1と逆向の電圧であるので、補助インダクタL2の右側端
子の電位がオン期間の場合よりも低くなり、補助インダ
クタL２の電流IL2はオフ期間Toff中に徐々に増大する。
この補助インダクタL2を流れる電流I L2は一方の交流入
力端子１、フィルタ３、第１のダイオ−ドＤ1、第２の
補助ダイオ−ドＤ7、補助インダクタＬ2、補助コンデン
サＣ2、補助巻線Ｎ3、平滑用コンデンサＣ1、第４のダ
イオ−ドＤ4、フィルタ３及び他方の交流入力端子２の
経路で流れ、平滑用コンデンサC1の充電に使用される。
第３のモ−ド期間には、主インダクタL１を通る電流IL1
と補助インダクタL2による電流IL2との両方で平滑用コ
ンデンサC1が充電される。従って、平滑用コンデンサC1
の電圧Vc1が、従来の主インダクタL1の電流IL1のみで充
電する場合に比べて高くなる。
オフになると、主インダクタL1の電流IL1による平滑用
コンデンサC1の充電が前述の第２のモ−ド期間と同様に
行われると共に、図４（C）に示すように２次側の整流
素子としてダイオ−ドDoに電流Idoが流れる。また、２
次巻線N２がコンデンサCoの電圧Voでクランプされるた
めに、補助巻線N3に図４（H）に示す電圧Vn3が得られ
る。オフ期間Toffの補助巻線N３の電圧Vn3の向きは、オ
ン期間Tonの向きと逆であり、第１の補助ダイオ−ドD６
を逆方向バイアスする向きである。このオフ期間Toffの
補助巻線N3の電圧Vｎ3は、平滑用コンデンサC1の電圧Vc
1と逆向の電圧であるので、補助インダクタL2の右側端
子の電位がオン期間の場合よりも低くなり、補助インダ
クタL２の電流IL2はオフ期間Toff中に徐々に増大する。
この補助インダクタL2を流れる電流I L2は一方の交流入
力端子１、フィルタ３、第１のダイオ−ドＤ1、第２の
補助ダイオ−ドＤ7、補助インダクタＬ2、補助コンデン
サＣ2、補助巻線Ｎ3、平滑用コンデンサＣ1、第４のダ
イオ−ドＤ4、フィルタ３及び他方の交流入力端子２の
経路で流れ、平滑用コンデンサC1の充電に使用される。
第３のモ−ド期間には、主インダクタL１を通る電流IL1
と補助インダクタL2による電流IL2との両方で平滑用コ
ンデンサC1が充電される。従って、平滑用コンデンサC1
の電圧Vc1が、従来の主インダクタL1の電流IL1のみで充
電する場合に比べて高くなる。
【００２７】図４（B）の整流回路４を通る電流I4の波
形は、図４（F）(G)に示す主及び補助インダクタL1、L2
の電流Ｉ L1、Ｉ L2 の和になる。なお、図４の各波形は時
間的変化を示すものであって、これ等の振幅は忠実には
示されていない。
形は、図４（F）(G)に示す主及び補助インダクタL1、L2
の電流Ｉ L1、Ｉ L2 の和になる。なお、図４の各波形は時
間的変化を示すものであって、これ等の振幅は忠実には
示されていない。
【００２８】本実施形態は次の効果を有する。
（１） 平滑用コンデンサＣ1が、整流回路４と主イン
ダクタＬ1と逆流阻止用ダイオ−ドＤ5と１次巻線Ｎ1の
第１の部分Ｎ1ａとから成る主充電回路で充電されるの
みでなく、補助充電回路７によっても充電される。この
ため、もし、平滑用コンデンサＣ１を従来と本発明とで
同一の電圧値に充電すると仮定すれば、主充電回路のみ
の従来回路に比べて、図１の本発明に従う回路では主イ
ンダクタＬ1に流れる電流ＩL1を小さくすることがで
き、主インダクタＬ1の小型化が可能であるのみでな
く、ここでの電力損失の低減が可能になり、スイッチン
グ電源装置の効率を高くすることができる。即ち、要求
された入力電流波形改善及び力率改善を達成できる範囲
内において主インダクタＬ１の電流ＩL1を小さく設定
し、ここでの電力損失の低減を図ることができる。補助
充電回路７も電力損失を有するが、補助充電回路７には
平滑用コンデンサＣ1の充電電流が流れるのみであり、
さほど大きな電流が流れないので、補助充電回路７の電
力損失はさほど大きくならない。従って、本発明に従う
回路は効率及び小型化の点で従来回路よりも優れてい
る。 （２） 図１の回路において、もし、主インダクタＬ1
を流れる平滑用コンデンサＣ1を充電するための電流が
従来回路と同一に設定されていると仮定すると、図１の
平滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1は、補助充電回路７に
よる充電の分だけ従来の回路のそれよりも高くなる。平
滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1が高くなると、整流出力
電圧Ｖ4のピ−ク値又はこの近傍で平滑用コンデンサＣ1
に流れ込む電流のピ−クを抑制することができ、入力電
流の高調波成分が低減する。 （３） 主インダクタＬ１が１次巻線Ｎ1のタップ９に
接続されているので、スイッチＱ1がオンにあっても第
１の整流出力導体４３の電位がタップ９の電位よりも高
くならないと、主インダクタＬ１に電流ＩL1が流れな
い。このため、図３のｔ0〜ｔ1、ｔ6〜ｔ8、ｔ9〜ｔ10
期間には主インダクタＬ１の電流ＩL1が流れず、波形改
善及び力率改善の点では不利になる。しかし、主インダ
クタＬ1に電流が流れない期間にはここでの電力損失も
生じない。従って、タップ９の位置を調整し、要求され
た波形改善及び力率改善を達成される範囲で効率を高め
ることができる。 （４） 第２の補助ダイオ−ドＤ7は補助充電回路７側
から主インダクタＬ1側への電流の逆流を阻止する。こ
のため主インダクタＬ1の電流ＩL1が低減され、ここで
の電力損失が小さくなる。
ダクタＬ1と逆流阻止用ダイオ−ドＤ5と１次巻線Ｎ1の
第１の部分Ｎ1ａとから成る主充電回路で充電されるの
みでなく、補助充電回路７によっても充電される。この
ため、もし、平滑用コンデンサＣ１を従来と本発明とで
同一の電圧値に充電すると仮定すれば、主充電回路のみ
の従来回路に比べて、図１の本発明に従う回路では主イ
ンダクタＬ1に流れる電流ＩL1を小さくすることがで
き、主インダクタＬ1の小型化が可能であるのみでな
く、ここでの電力損失の低減が可能になり、スイッチン
グ電源装置の効率を高くすることができる。即ち、要求
された入力電流波形改善及び力率改善を達成できる範囲
内において主インダクタＬ１の電流ＩL1を小さく設定
し、ここでの電力損失の低減を図ることができる。補助
充電回路７も電力損失を有するが、補助充電回路７には
平滑用コンデンサＣ1の充電電流が流れるのみであり、
さほど大きな電流が流れないので、補助充電回路７の電
力損失はさほど大きくならない。従って、本発明に従う
回路は効率及び小型化の点で従来回路よりも優れてい
る。 （２） 図１の回路において、もし、主インダクタＬ1
を流れる平滑用コンデンサＣ1を充電するための電流が
従来回路と同一に設定されていると仮定すると、図１の
平滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1は、補助充電回路７に
よる充電の分だけ従来の回路のそれよりも高くなる。平
滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1が高くなると、整流出力
電圧Ｖ4のピ−ク値又はこの近傍で平滑用コンデンサＣ1
に流れ込む電流のピ−クを抑制することができ、入力電
流の高調波成分が低減する。 （３） 主インダクタＬ１が１次巻線Ｎ1のタップ９に
接続されているので、スイッチＱ1がオンにあっても第
１の整流出力導体４３の電位がタップ９の電位よりも高
くならないと、主インダクタＬ１に電流ＩL1が流れな
い。このため、図３のｔ0〜ｔ1、ｔ6〜ｔ8、ｔ9〜ｔ10
期間には主インダクタＬ１の電流ＩL1が流れず、波形改
善及び力率改善の点では不利になる。しかし、主インダ
クタＬ1に電流が流れない期間にはここでの電力損失も
生じない。従って、タップ９の位置を調整し、要求され
た波形改善及び力率改善を達成される範囲で効率を高め
ることができる。 （４） 第２の補助ダイオ−ドＤ7は補助充電回路７側
から主インダクタＬ1側への電流の逆流を阻止する。こ
のため主インダクタＬ1の電流ＩL1が低減され、ここで
の電力損失が小さくなる。
【００２９】
【第２の実施形態】次に、図５を参照して第２の実施形
態のスイッチング電源装置を説明する。但し、図５にお
いて図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。
態のスイッチング電源装置を説明する。但し、図５にお
いて図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。
【００３０】図５のスイッチング電源装置は、主インダ
クタＬ１と１次巻線Ｎ１との接続関係を変えた他は図１
の回路と同一に構成されている。即ち、１次巻線Ｎ１が
タップを有さないトランス５ａが設けられ、図５の主イ
ンダクタＬ1が逆流阻止用ダイオ−ドＤ５を介して１次
巻線Ｎ1とスイッチＱ1との相互接続点に接続されてい
る。
クタＬ１と１次巻線Ｎ１との接続関係を変えた他は図１
の回路と同一に構成されている。即ち、１次巻線Ｎ１が
タップを有さないトランス５ａが設けられ、図５の主イ
ンダクタＬ1が逆流阻止用ダイオ−ドＤ５を介して１次
巻線Ｎ1とスイッチＱ1との相互接続点に接続されてい
る。
【００３１】図５のスイッチング電源装置においてスイ
ッチＱ１がオンになると、逆流阻止用ダイオ−ドＤ5は
１次巻線Ｎ1の電圧に無関係にオン状態となり、第１の
整流出力導体４３、主インダクタＬ1、逆流阻止用ダイ
オ−ドＤ5、スイッチＱ１及び共通整流出力導体４５の
経路で電流ＩL1が流れる。従って、図５のスイッチング
電源装置では、図４（Ｅ）の交流電源電圧Ｖａｃの瞬時
値が第１の電圧値Ｖａ以下となるｔ0〜ｔ1、ｔ6〜ｔ8、
ｔ9〜ｔ10であっても、スイッチＱ1のオン期間Ｔｏｎに
主インダクタＬ１の電流ＩL1が流れる。この結果、図５
のスイッチング電源装置は、図１のスイッチング電源装
置よりも波形改善及び力率改善効果が大きくなるという
特徴を有する。しかし、交流電源電圧Ｖａｃの１周期中
のほぼ全部で主インダクタＬ１を電流ＩL1が流れるの
で、ここでの電力損失が大きくなり、スイッチング電源
装置の効率が図１のスイッチング電源装置に比べて低下
する。このため、高効率が要求されて時には、図１のス
イッチング電源装置を使用し、図１のスイッチング電源
装置よりも波形改善及び力率改善を高めたい時には図５
のスイッチング電源装置を使用する。なお、図５のスイ
ッチング電源装置は、図１と同様な補助充電回路７を有
するので、この補助充電回路７による効果を図１の回路
と同様に得ることができる。
ッチＱ１がオンになると、逆流阻止用ダイオ−ドＤ5は
１次巻線Ｎ1の電圧に無関係にオン状態となり、第１の
整流出力導体４３、主インダクタＬ1、逆流阻止用ダイ
オ−ドＤ5、スイッチＱ１及び共通整流出力導体４５の
経路で電流ＩL1が流れる。従って、図５のスイッチング
電源装置では、図４（Ｅ）の交流電源電圧Ｖａｃの瞬時
値が第１の電圧値Ｖａ以下となるｔ0〜ｔ1、ｔ6〜ｔ8、
ｔ9〜ｔ10であっても、スイッチＱ1のオン期間Ｔｏｎに
主インダクタＬ１の電流ＩL1が流れる。この結果、図５
のスイッチング電源装置は、図１のスイッチング電源装
置よりも波形改善及び力率改善効果が大きくなるという
特徴を有する。しかし、交流電源電圧Ｖａｃの１周期中
のほぼ全部で主インダクタＬ１を電流ＩL1が流れるの
で、ここでの電力損失が大きくなり、スイッチング電源
装置の効率が図１のスイッチング電源装置に比べて低下
する。このため、高効率が要求されて時には、図１のス
イッチング電源装置を使用し、図１のスイッチング電源
装置よりも波形改善及び力率改善を高めたい時には図５
のスイッチング電源装置を使用する。なお、図５のスイ
ッチング電源装置は、図１と同様な補助充電回路７を有
するので、この補助充電回路７による効果を図１の回路
と同様に得ることができる。
【００３２】
【第３の実施形態】図６に示す第３の実施形態のスイッ
チング電源装置は、図１の回路における補助充電回路７
を補助充電回路７ａに変形し、この他は図１と同一に構
成したものである。図６の補助充電回路７ａでは、第１
の補助ダイオ−ドＤ6が補助インダクタＬ2と補助巻線Ｎ
３との間に接続され、補助コンデンサＣ2が補助インダ
クタＬ2と平滑用コンデンサＣ1との間に接続されてい
る。図６の補助充電回路７ａは、第１の補助ダイオ−ド
Ｄ６と補助コンデンサＣ2との接続位置を変えた他は、
図１の補助充電回路７と同一に形成されている。
チング電源装置は、図１の回路における補助充電回路７
を補助充電回路７ａに変形し、この他は図１と同一に構
成したものである。図６の補助充電回路７ａでは、第１
の補助ダイオ−ドＤ6が補助インダクタＬ2と補助巻線Ｎ
３との間に接続され、補助コンデンサＣ2が補助インダ
クタＬ2と平滑用コンデンサＣ1との間に接続されてい
る。図６の補助充電回路７ａは、第１の補助ダイオ−ド
Ｄ６と補助コンデンサＣ2との接続位置を変えた他は、
図１の補助充電回路７と同一に形成されている。
【００３３】図６のスイッチング電源装置の補助充電回
路７ａ以外の部分の動作は、図１のスイッチング電源装
置と実質的に同一である。従って、図６の回路における
力率改善及び波形改善に関する動作の説明を省略する。
路７ａ以外の部分の動作は、図１のスイッチング電源装
置と実質的に同一である。従って、図６の回路における
力率改善及び波形改善に関する動作の説明を省略する。
【００３４】図６のスイッチング電源装置において、ス
イッチＱ1のオン期間に補助巻線Ｎ3に発生する電圧は第
１の補助ダイオ−ドＤ6を逆バイアスする方向を有す
る。従って、スイッチＱ1のオン期間には補助コンデン
サＣ2を充電する電流が補助ダイオ−ドＤ６を流れな
い。スイッチＱ1のオフ期間には、補助ダイオ−ドＤ6を
順バイアスする方向の電圧が補助巻線Ｎ３に得られるの
で、補助巻線Ｎ3と補助コンデンサＣ2とダイオ‐ドＤ６
との閉回路が形成され、補助コンデンサＣ2の充電電流
が流れる。
イッチＱ1のオン期間に補助巻線Ｎ3に発生する電圧は第
１の補助ダイオ−ドＤ6を逆バイアスする方向を有す
る。従って、スイッチＱ1のオン期間には補助コンデン
サＣ2を充電する電流が補助ダイオ−ドＤ６を流れな
い。スイッチＱ1のオフ期間には、補助ダイオ−ドＤ6を
順バイアスする方向の電圧が補助巻線Ｎ３に得られるの
で、補助巻線Ｎ3と補助コンデンサＣ2とダイオ‐ドＤ６
との閉回路が形成され、補助コンデンサＣ2の充電電流
が流れる。
【００３５】今、第２の補助ダイオ−ドＤ7の電圧降下
を無視すると、補助インダクタＬ2の入力側端子と共通
整流出力導体４５との間の電圧は整流出力電圧Ｖ4に一
致し、補助インダクタＬ2の出力側端子と共通整流出力
導体４５との間の電圧は平滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖ
ｃ1から補助コンデンサＣ2の電圧Ｖｃ2を引き算した値
Ｖｃ1−Ｖｃ2に相当する。従って、補助インダクタＬ2
の電圧ＶL2は、 ＶL2＝Ｖ4−（Ｖｃ1−Ｖｃ2）＝Ｖ4−Ｖｃ1＋Ｖｃ2 となる。補助インダクタＬ2の電流ＩL2は、Ｖ4−Ｖｃ1
＋Ｖｃ2に基づいて流れ、この電流ＩL2はＶ4＋Ｖｃ2が
Ｖｃ1よりも高い時のみ流れる。平滑用コンデンサＣ1
は、第１の実施形態と同様に主インダクタＬ1を通る電
流ＩL1と補助インダクタＬ２を通る電流ＩL2の両方で充
電され、平滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1は従来回路の
これよりも高くなる。
を無視すると、補助インダクタＬ2の入力側端子と共通
整流出力導体４５との間の電圧は整流出力電圧Ｖ4に一
致し、補助インダクタＬ2の出力側端子と共通整流出力
導体４５との間の電圧は平滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖ
ｃ1から補助コンデンサＣ2の電圧Ｖｃ2を引き算した値
Ｖｃ1−Ｖｃ2に相当する。従って、補助インダクタＬ2
の電圧ＶL2は、 ＶL2＝Ｖ4−（Ｖｃ1−Ｖｃ2）＝Ｖ4−Ｖｃ1＋Ｖｃ2 となる。補助インダクタＬ2の電流ＩL2は、Ｖ4−Ｖｃ1
＋Ｖｃ2に基づいて流れ、この電流ＩL2はＶ4＋Ｖｃ2が
Ｖｃ1よりも高い時のみ流れる。平滑用コンデンサＣ1
は、第１の実施形態と同様に主インダクタＬ1を通る電
流ＩL1と補助インダクタＬ２を通る電流ＩL2の両方で充
電され、平滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1は従来回路の
これよりも高くなる。
【００３６】従って、図６の第３の実施形態によっても
図１の第１の実施形態と同様な効果を得ることができ
る。
図１の第１の実施形態と同様な効果を得ることができ
る。
【００３７】
【第４の実施形態】図７に示す第４の実施形態のスイッ
チング電源装置は、図６の第３の実施形態のトランス５
を図５の第２の実施形態と同一のトランス５ａに変形
し、主インダクタＬ１を図５と同様に逆流阻止用ダイオ
−ドＤ５を介してスイッチＱ1に接続し、この他は図６
と同一に形成したものである。
チング電源装置は、図６の第３の実施形態のトランス５
を図５の第２の実施形態と同一のトランス５ａに変形
し、主インダクタＬ１を図５と同様に逆流阻止用ダイオ
−ドＤ５を介してスイッチＱ1に接続し、この他は図６
と同一に形成したものである。
【００３８】従って、図７の第４の実施形態は、第２及
び第３の実施形態と同様な効果を有する。
び第３の実施形態と同様な効果を有する。
【００３９】
【第５の実施形態】図８に示す第５の実施形態のスイッ
チング電源装置は、第３の実施形態を示す図６の補助充
電回路７ａを変形した補助充電回路７ｂを設けた他は図
７と同一に形成したものである。図８の補助充電回路７
ｂは、図６の補助充電回路７ａから補助コンデンサＣ2
と補助インダクタＬ２と第２の補助ダイオ−ドＤ７とを
省いたものに相当し、補助巻線Ｎ３と補助ダイオ−ドＤ
6とから成る。補助巻線Ｎ３は補助ダイオ−ドＤ6を介し
て第２の整流出力導体４４と平滑用コンデンサｃ１との
間に接続されており且つ漏れインダクタンスを有する。
補助巻線Ｎ３にはスイッチＱ1のオフ期間に補助ダイオ
−ドＤ6を順方向バイアスする向きの電圧Ｖｎ3が発生す
る。補助ダイオ−ドＤ６の電流は、整流出力電圧Ｖ4と
補助巻線Ｎ3の電圧Ｖｎ3との和Ｖ4＋Ｖｎ3が平滑用コン
デンサC１の電圧Ｖｃ１よりも高くなった時にのみ流
れ、これが、平滑用コンデンサＣ1の充電に使用され
る。
チング電源装置は、第３の実施形態を示す図６の補助充
電回路７ａを変形した補助充電回路７ｂを設けた他は図
７と同一に形成したものである。図８の補助充電回路７
ｂは、図６の補助充電回路７ａから補助コンデンサＣ2
と補助インダクタＬ２と第２の補助ダイオ−ドＤ７とを
省いたものに相当し、補助巻線Ｎ３と補助ダイオ−ドＤ
6とから成る。補助巻線Ｎ３は補助ダイオ−ドＤ6を介し
て第２の整流出力導体４４と平滑用コンデンサｃ１との
間に接続されており且つ漏れインダクタンスを有する。
補助巻線Ｎ３にはスイッチＱ1のオフ期間に補助ダイオ
−ドＤ6を順方向バイアスする向きの電圧Ｖｎ3が発生す
る。補助ダイオ−ドＤ６の電流は、整流出力電圧Ｖ4と
補助巻線Ｎ3の電圧Ｖｎ3との和Ｖ4＋Ｖｎ3が平滑用コン
デンサC１の電圧Ｖｃ１よりも高くなった時にのみ流
れ、これが、平滑用コンデンサＣ1の充電に使用され
る。
【００４０】第５の実施形態は、図６の補助充電回路７
ａの補助リアクトルＬ２と補助コンデンサＣ2とによる
平滑効果を得ることができない点を除いて図６の第３の
実施形態と同一の効果を得ることができる。また、図８
の第５の実施形態によれば、補助充電回路７ｂの構成の
簡略化及び小型化を図ることができる。
ａの補助リアクトルＬ２と補助コンデンサＣ2とによる
平滑効果を得ることができない点を除いて図６の第３の
実施形態と同一の効果を得ることができる。また、図８
の第５の実施形態によれば、補助充電回路７ｂの構成の
簡略化及び小型化を図ることができる。
【００４１】なお、図８において一点鎖線で示すよう
に、逆流阻止ようダイオ−ドＤ5のカソ−ドを図７と同
様にスイッチＱ１に接続することができる。
に、逆流阻止ようダイオ−ドＤ5のカソ−ドを図７と同
様にスイッチＱ１に接続することができる。
【００４２】
【第６の実施形態】図９の第６の実施形態は、図６のト
ランス５、補助充電回路７ａ及び整流平滑回路６を変形
したトランス５ｂ、補助充電回路７ｃ及び整流平滑回路
６ａを設け、この他は図６と同一に形成したものであ
る。
ランス５、補助充電回路７ａ及び整流平滑回路６を変形
したトランス５ｂ、補助充電回路７ｃ及び整流平滑回路
６ａを設け、この他は図６と同一に形成したものであ
る。
【００４３】図９のトランス５ｂは、２次巻線Ｎ2及び
補助巻線Ｎ3の極性を図６と逆にし、この他は図６と同
一に形成したものである。図９の補助充電回路７ａは、
図６の補助充電回路７ａの３次巻線Ｎ3の極性を逆に
し、この他は図６の補助充電回路７ａと同一に形成した
ものである。図９の整流平滑回路６ａは、図６の整流平
滑回路６にチョ−クコイル即ち平滑用インダクタンスＬ
ｏと平滑用のダイオ−ドＤａとを付加したものである。
平滑用インダクタＬｏは整流ダイオ−ドＤｏと平滑コン
デンサＣｏとの間に接続されている。平滑用ダイオ−ド
Ｄａは、一般に転流用ダイオ−ドと呼ばれているもので
あり、インダクタＬｏとコンデンサＣｏの直列回路に対
して並列に接続されている。図９において、平滑用コン
デンサＣ1とトランス５ｂとスイッチＱ1と整流平滑回路
６ａとによってフォワ−ド型ＤＣ−ＤＣコンバ−タが構
成されている。
補助巻線Ｎ3の極性を図６と逆にし、この他は図６と同
一に形成したものである。図９の補助充電回路７ａは、
図６の補助充電回路７ａの３次巻線Ｎ3の極性を逆に
し、この他は図６の補助充電回路７ａと同一に形成した
ものである。図９の整流平滑回路６ａは、図６の整流平
滑回路６にチョ−クコイル即ち平滑用インダクタンスＬ
ｏと平滑用のダイオ−ドＤａとを付加したものである。
平滑用インダクタＬｏは整流ダイオ−ドＤｏと平滑コン
デンサＣｏとの間に接続されている。平滑用ダイオ−ド
Ｄａは、一般に転流用ダイオ−ドと呼ばれているもので
あり、インダクタＬｏとコンデンサＣｏの直列回路に対
して並列に接続されている。図９において、平滑用コン
デンサＣ1とトランス５ｂとスイッチＱ1と整流平滑回路
６ａとによってフォワ−ド型ＤＣ−ＤＣコンバ−タが構
成されている。
【００４４】図９のスイッチング電源装置は、従来のフ
ォワ−ド型コンバ−タと呼ばれているものと同様に、ス
イッチＱ1のオン期間に２次巻線Ｎ2に発生する電圧によ
ってダイオ−ドＤｏが順方向バイアスされ、コンデンサ
Ｃｏの充電電流が流れる。また、図９の回路ではスイッ
チＱ１のオン期間に補助巻線Ｎ3に発生する電圧によっ
て補助コンデンサＣ2が充電される。
ォワ−ド型コンバ−タと呼ばれているものと同様に、ス
イッチＱ1のオン期間に２次巻線Ｎ2に発生する電圧によ
ってダイオ−ドＤｏが順方向バイアスされ、コンデンサ
Ｃｏの充電電流が流れる。また、図９の回路ではスイッ
チＱ１のオン期間に補助巻線Ｎ3に発生する電圧によっ
て補助コンデンサＣ2が充電される。
【００４５】図９の第６の実施形態は、補助コンデンサ
Ｃ2及び出力平滑コンデンサＣｏの充電方法が図６と異
なる他は、図６と同一に動作するので、図６の第３の実
施形態と同一の効果を得ることができる。
Ｃ2及び出力平滑コンデンサＣｏの充電方法が図６と異
なる他は、図６と同一に動作するので、図６の第３の実
施形態と同一の効果を得ることができる。
【００４６】なお、図９において一点鎖線で示すように
逆流阻止用ダイオ−ドＤ5のカソ−ドを図７と同様にス
イッチＱ1に接続することができる。また、図９の補助
充電回路７ｃから補助コンデンサＣ2、補助インダクタ
Ｌ2及び第２の補助ダイオ−ドＤ7を省くことができる。
逆流阻止用ダイオ−ドＤ5のカソ−ドを図７と同様にス
イッチＱ1に接続することができる。また、図９の補助
充電回路７ｃから補助コンデンサＣ2、補助インダクタ
Ｌ2及び第２の補助ダイオ−ドＤ7を省くことができる。
【００４７】
【第７の実施形態】図１０に示す第７の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、変形された整流回路４ａと変形さ
れた補助充電回路７ｄを設け、この他は図１と同一に形
成したものである。
ッチング電源装置は、変形された整流回路４ａと変形さ
れた補助充電回路７ｄを設け、この他は図１と同一に形
成したものである。
【００４８】図１０の整流回路４ａは、図１の整流回路
４と同様に第１〜第４のダイオ−ドＤ1〜Ｄ4を有する他
に、第５及び第６のダイオ−ドＤ11、Ｄ12を有する。第
５のダイオ−ドＤ11のアノ−ドは第１の交流入力導体４
１に接続され、そのカソ−ドは第２の整流出力導体４４
に接続されている。第６のダイオ−ドＤ12のアノ−ドは
第２の交流入力導体４２に接続され、そのカソ−ドは第
２の整流出力導体４４に接続されている。従って、第２
の整流出力導体４４には、第１及び第３のダイオ−ドＤ
1、Ｄ3の整流出力が供給されず、この代わりに第５及び
第６のダイオ−ドＤ11、Ｄ12の整流出力が供給される。
第５及び第６のダイオ−ドＤ11、Ｄ12の電気的特性は第
１及び第３のダイオ−ドＤ1、Ｄ3の電気的特性と実質的
に同一である。従って、第２の整流出力導体４４と共通
整流出力導体４５との間の電圧は、第１の整流出力導体
４３と共通整流出力導体４５との間の電圧Ｖ4と実質的
に同一である。
４と同様に第１〜第４のダイオ−ドＤ1〜Ｄ4を有する他
に、第５及び第６のダイオ−ドＤ11、Ｄ12を有する。第
５のダイオ−ドＤ11のアノ−ドは第１の交流入力導体４
１に接続され、そのカソ−ドは第２の整流出力導体４４
に接続されている。第６のダイオ−ドＤ12のアノ−ドは
第２の交流入力導体４２に接続され、そのカソ−ドは第
２の整流出力導体４４に接続されている。従って、第２
の整流出力導体４４には、第１及び第３のダイオ−ドＤ
1、Ｄ3の整流出力が供給されず、この代わりに第５及び
第６のダイオ−ドＤ11、Ｄ12の整流出力が供給される。
第５及び第６のダイオ−ドＤ11、Ｄ12の電気的特性は第
１及び第３のダイオ−ドＤ1、Ｄ3の電気的特性と実質的
に同一である。従って、第２の整流出力導体４４と共通
整流出力導体４５との間の電圧は、第１の整流出力導体
４３と共通整流出力導体４５との間の電圧Ｖ4と実質的
に同一である。
【００４９】補助充電回路７ｄは、図１の補助充電回路
７から第２の補助ダイオ−ドＤ7を省いたものに相当す
る。整流回路４ａの第５及び第６のダイオ−ドＤ11、Ｄ
12が逆流防止作用を有するので、第２の補助ダイオ−ド
Ｄ7を省いても、補助充電回路７ｄは図１の補助充電回
路７と同様に動作する。なお、図１０の第５及び第６の
ダイオ−ドＤ11、Ｄ12はスイッチＱ１のオン・オフによ
る補助インダクタＬ2の電流変化に応答することができ
る高周波ダイオ−ドである。もし、第５及び第６のダイ
オ−ドＤ11、Ｄ12が低周波ダイオ−ドの場合には、補助
充電回路７ｄに図１と同様に第２の補助ダイオ−ドＤ7
を付加することが望ましい。
７から第２の補助ダイオ−ドＤ7を省いたものに相当す
る。整流回路４ａの第５及び第６のダイオ−ドＤ11、Ｄ
12が逆流防止作用を有するので、第２の補助ダイオ−ド
Ｄ7を省いても、補助充電回路７ｄは図１の補助充電回
路７と同様に動作する。なお、図１０の第５及び第６の
ダイオ−ドＤ11、Ｄ12はスイッチＱ１のオン・オフによ
る補助インダクタＬ2の電流変化に応答することができ
る高周波ダイオ−ドである。もし、第５及び第６のダイ
オ−ドＤ11、Ｄ12が低周波ダイオ−ドの場合には、補助
充電回路７ｄに図１と同様に第２の補助ダイオ−ドＤ7
を付加することが望ましい。
【００５０】図１0の整流回路４ａ及び補助充電回路７
ｄは図１の整流回路４及び補助充電回路７と実質的に同
一に動作するので、第７の実施形態のスイッチング電源
装置は第１の実施形態と同様な効果を有する。なお、図
５、図６、図７、図８及び図９の整流回路４も図１０の
整流回路４ａに置き換えることができる。
ｄは図１の整流回路４及び補助充電回路７と実質的に同
一に動作するので、第７の実施形態のスイッチング電源
装置は第１の実施形態と同様な効果を有する。なお、図
５、図６、図７、図８及び図９の整流回路４も図１０の
整流回路４ａに置き換えることができる。
【００５１】
【変形例】本発明は上述の実施形態に限定されるもので
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 各実施形態の第２の補助ダイオ−ドＤ７を省く
ことができる。第２のダイオ−ドＤ7を省いた場合に
は、図３のｔ0〜ｔ1期間、ｔ6〜ｔ8期間、ｔ9〜Ｔ10期
間にも図３（Ｄ）の交流入力電流Ｉacが流れる。 （２） スイッチＱ1を零電圧スイッチングまたは零電
流スイッチングにするための回路を付加することができ
る。 （３） 各実施形態において、第１の整流出力導体４３
と共通整流出力導体４５との間にバイパス用コンデンサ
を接続することができる。このバイパス用コンデンサは
平滑用コンデンサＣ1よりも十分に小さい容量の高周波
コンデンサとする。これにより、スイッチＱ1のオフ期
間に主インダクタＬ1と逆流阻止用ダイオ−ドＤ５と１
次巻線Ｎ１の第１の部分Ｎ1ａと平滑用コンデンサＣ１
と整流回路４との経路に流れていた従来の電流を、整流
回路４を通さないでバイパス用コンデンサを通して流す
ことができ、整流回路４のダイオ−ドＤ1〜Ｄ4のノイズ
を低減することができる。 （４） トランス５〜５ｂに１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ
２とを設ける代りに周知の単巻トランス構成にすること
ができる。 （５） 逆流阻止用ダイオ−ドD5を第１の整流出力導体
４３と主インダクタL1との間に移すことができる。また
逆流が問題にならない場合には逆流阻止用ダイオ−ドD5
を省くことができる。 （６） スイッチQ１をFET以外のトランジスタ、IGBT
（絶縁ゲ−ト型バイポ−ラトランジスタ）等の半導体ス
イッチとすることができる。
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 各実施形態の第２の補助ダイオ−ドＤ７を省く
ことができる。第２のダイオ−ドＤ7を省いた場合に
は、図３のｔ0〜ｔ1期間、ｔ6〜ｔ8期間、ｔ9〜Ｔ10期
間にも図３（Ｄ）の交流入力電流Ｉacが流れる。 （２） スイッチＱ1を零電圧スイッチングまたは零電
流スイッチングにするための回路を付加することができ
る。 （３） 各実施形態において、第１の整流出力導体４３
と共通整流出力導体４５との間にバイパス用コンデンサ
を接続することができる。このバイパス用コンデンサは
平滑用コンデンサＣ1よりも十分に小さい容量の高周波
コンデンサとする。これにより、スイッチＱ1のオフ期
間に主インダクタＬ1と逆流阻止用ダイオ−ドＤ５と１
次巻線Ｎ１の第１の部分Ｎ1ａと平滑用コンデンサＣ１
と整流回路４との経路に流れていた従来の電流を、整流
回路４を通さないでバイパス用コンデンサを通して流す
ことができ、整流回路４のダイオ−ドＤ1〜Ｄ4のノイズ
を低減することができる。 （４） トランス５〜５ｂに１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ
２とを設ける代りに周知の単巻トランス構成にすること
ができる。 （５） 逆流阻止用ダイオ−ドD5を第１の整流出力導体
４３と主インダクタL1との間に移すことができる。また
逆流が問題にならない場合には逆流阻止用ダイオ−ドD5
を省くことができる。 （６） スイッチQ１をFET以外のトランジスタ、IGBT
（絶縁ゲ−ト型バイポ−ラトランジスタ）等の半導体ス
イッチとすることができる。
【図１】本発明に従う第１の実施形態のスイッチング電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
【図２】図１の制御回路を詳しく示すブロック図であ
る。
る。
【図３】図１の各部の電圧及び電流を概略的に示す波形
図である。
図である。
【図４】図１の各部の電圧及び電流を概略的に示す波形
図である。
図である。
【図５】第２の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図６】第３の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図７】第４の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図８】第５の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図９】第６の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図１０】第7の実施形態のスイッチング電源装置を示
す回路図である。
す回路図である。
５、５ａ、５ｂ トランス
７、７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ 補助充電回路
Ｎ1、Ｎ2 １次及び２次巻線
Ｎ3 補助巻線
Ｑ1 スイッチ
Ｃ１ 平滑用コンデンサ
Ｌ1、Ｌ2 主及び補助インダクタ
Ｃ2 補助コンデンサ
Ｄ6、Ｄ７ 補助ダイオ−ド
Claims (11)
- 【請求項１】 交流電源から供給された交流電圧を直流
電圧に変換するためのスイッチング電源装置であって、
交流入力端子（１、２）と、前記交流入力端子（１、
２）に接続された整流回路（４又は４ａ）と、平滑用コ
ンデンサ（Ｃ1）と、主巻線（Ｎ１）を有するトランス
（５又は５ａ又は５ｂ）と、オン・オフ制御可能なスイ
ッチ（Ｑ１）と、インダクタ（Ｌ１）と、直流出力電圧
を得るために前記トランス（５又は５ａ又は５ｂ）に接
続された整流平滑回路（６又は６ａ）と、補助充電回路
（７又は７ａ又は７ｂ又は７ｃ又は７ｄ）と、前記交流
入力端子（１、２）に印加される交流電圧の周波数より
も高い繰り返し周波数で前記スイッチ（Q１）をオン・
オフ制御する制御回路（８）とを備え、前記整流回路
（４又は４ａ）は、第１の整流電圧を出力するための第
１の整流出力導体（４３）と、前記第１の整流電圧と同
一又はほぼ同一の値を有する第２の整流電圧を出力する
ための第２の整流出力導体（４４）と、共通整流出力導
体（４５）とを有し、 前記インダクタ（L1）は少なくとも前記スイッチ（Q1）
を介して前記整流回路（４又は４ａ）の前記第１の整流
出力導体（４３）と前記共通整流出力導体（４５）との
間に接続され、 前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）は前記主巻線（Ｎ１）の
少なくとも一部と前記インダクタ（Ｌ１）とを介して前
記整流回路（４又は４ａ）の前記第１の整流出力導体
（４３）と前記共通整流出力導体（４５）との間に接続
され、 前記スイッチ（Ｑ１）は前記主巻線（Ｎ１）を介して前
記平滑用コンデンサ（Ｃ1）の一端と他端との間に接続
され、 前記補助充電回路（７又は７ａ又は７ｂ又は７ｃ又は７
ｄ）は、前記整流回路（４又は４ａ）の前記第２の整流
出力導体（４４）と前記平滑用コンデンサ（C1）との間
に接続された補助巻線（N3）を有し、前記補助巻線（N
3）は前記主巻線（N1）に電磁結合されていることを特
徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記補助充電回路（７）は、更に、補助
インダクタ（L2）と、補助コンデンサ（C2）と、補助ダ
イオ−ド（D6）とを有し、 前記補助ダイオ−ド（D6）は前記補助コンデンサ（C2）
を介して前記補助巻線（N3）に並列に接続され、 前記補助インダクタ（L2）の一端は前記整流回路（４又
は４ａ）の前記第２の整流出力導体（４４）に接続さ
れ、 前記補助インダクタ（L2）の他端は前記補助コンデンサ
（C2）と前記補助ダイオ−ド（D6）との相互接続点に接
続され、 前記補助巻線（N3）の一端は前記主巻線（N1）の一端及
び前記平滑用コンデンサ（C1）の一端にそれぞれ接続さ
れ、 前記補助コンデンサ（C2）は前記補助インダクタ（L2）
の他端と前記補助巻線（N3）の他端との間に接続されて
いることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源
装置。 - 【請求項３】 前記補助充電回路（７ａ）は、更に、補
助インダクタ（L2）と、補助コンデンサ（C2）と、補助
ダイオ−ド（D6）とを有し、 前記補助ダイオ−ド（D6）は前記補助コンデンサ（C2）
を介して前記補助巻線（N3）に並列に接続され、 前記補助インダクタ（L2）の一端は前記整流回路（４又
は４ａ）の第２の整流出力導体（４４）に接続され、 前記補助インダクタ（L2）の他端は前記補助コンデンサ
（C2）と前記補助ダイオ−ド（D6）との相互接続点に接
続され、 前記補助巻線（N3）の一端は前記主巻線（N1）の一端及
び前記平滑用コンデンサ（C1）の一端にそれぞれ接続さ
れ、 前記補助コンデンサ（C2）は前記補助インダクタ（L2）
の他端と前記平滑用コンデンサ（C1）の一端との間に接
続されていることを特徴とする請求項1記載のスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項４】 前記補助充電回路（７又は７ａ）は更に
別の補助ダイオ−ド（Ｄ7）を有し、前記別の補助ダイ
オ−ド（Ｄ7）は前記補助インダクタ（Ｌ2）と直列に接
続されていることを特徴とする請求項２又は３記載のス
イッチング電源装置。 - 【請求項５】 更に、前記インダクタ（L1）に直列に接
続された逆流阻止用ダイオ−ド（D5）を有することを特
徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項６】 前記トランスの主巻線（Ｎ１）はタップ
（９）によって第１の部分（Ｎ１ａ）と第２の部分（Ｎ
１ｂ）とに分割され、 前記インダクタ（Ｌ１）と前記主巻線（Ｎ１）の第２の
部分（Ｎ１ｂ）と前記スイッチ（Ｑ１）との直列回路
が、前記整流回路（４又は４ａ）の前記第１の整流出力
導体（４３）と前記共通整流出力導体（４５）との間に
接続され、 前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）が前記主巻線（Ｎ１）の
全部と前記スイッチ（Ｑ１）の直列回路に対して並列に
接続されていることを特徴とする請求項１記載のスイッ
チング電源装置。 - 【請求項７】 前記インダクタ（Ｌ１）と前記主巻線
（Ｎ１）の全部と前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）とから
成る直列回路が、前記整流回路（４又は４ａ）の第１の
整流出力導体（４３）と前記共通整流出力導体（４５）
との間に接続され、 前記主巻線（Ｎ１）の全部と前記スイッチ（Ｑ１）との
直列回路が前記平滑用コンデンサ（Ｃ1）に対して並列
に接続されていることを特徴とする請求項１記載のスイ
ッチング電源装置。 - 【請求項8】 前記トランスは２次巻線（Ｎ2）を有し、
前記整流平滑回路（６）は、前記２次巻線（Ｎ2）に接
続され且つ前記スイッチ（Ｑ1）がオフの時に前記２次
巻線（Ｎ2）に発生する電圧によってオンになる整流素
子（Ｄｏ）と前記整流素子（Ｄｏ）を介して前記２次巻
線（Ｎ2）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃｏ）とか
ら成ることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電
源装置。 - 【請求項９】 前記トランスは２次巻線（Ｎ2）を有
し、前記整流平滑回路（６ａ）は、前記２次巻線（Ｎ
2）に接続され且つ前記スイッチ（Ｑ1）がオンの時に前
記２次巻線（Ｎ2）に発生する電圧でオンになる整流素
子（Ｄｏ）と、前記整流素子（Ｄｏ）を介して前記２次
巻線（Ｎ2）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃｏ）と
を有していることを特徴とする請求項１記載のスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項１０】 前記整流回路(４)は、第１及び第２の
交流入力導体（４１、４２）と、第１及び第２の整流出
力導体（４３、４４）と、共通整流出力導体（４５）
と、第１及び第２の電極をそれぞれ有する第１、第２、
第３及び第４のダイオ−ド（Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4）とを
有し、 前記第１のダイオ−ド（Ｄ1）の前記第１の電極が前記
第１の交流入力導体（４１）に接続され、 前記第２のダイオ−ド（Ｄ2）の前記第２の電極が前記
第１の交流入力導体（４１）に接続され、 前記第３のダイオ−ド（Ｄ３）の前記第１の電極が前記
第２の交流入力導体（４２）に接続され、 前記第４のダイオ−ド（Ｄ4）の前記第２の電極が前記
第２の交流入力導体（４２）に接続され、 前記第１及び第３のダイオ−ド（Ｄ1、Ｄ3）の前記第２
の電極が相互に接続され、 前記第１及び第２の整流出力導体（４３、４４）が前記
第１及び第３のダイオ−ド（Ｄ1、Ｄ3）の前記第２の電
極の相互接続点（４８）にそれぞ接続され、 前記第２及び第４のダイオ−ド（Ｄ2、Ｄ4）の前記第１
の電極が前記共通整流出力導体（４５）にそれぞれ接続
されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチン
グ電源装置。 - 【請求項１１】 前記整流回路(４ａ)は、第１及び第２
の交流入力導体（４１、４２）と、第１及び第２の整流
出力導体（４３、４４）と、共通整流出力導体（４５）
と、第１及び第２の電極をそれぞれ有する第１、第２、
第３、第４第５及び第６のダイオ−ド（Ｄ1、Ｄ2、Ｄ
3、Ｄ4、Ｄ11、Ｄ12）とを有し、 前記第1のダイオ−ド（Ｄ1）の前記第１の電極が前記第
１の交流入力導体（４１）に接続され、 前記第２のダイオ−ド（Ｄ2）の前記第２の電極が前記
第１の交流入力導体（４１）に接続され、 前記第３のダイオ−ド（Ｄ３）の前記第１の電極が前記
第２の交流入力導体（４２）に接続され、 前記第４のダイオ−ド（Ｄ4）の前記第２の電極が前記
第２の交流入力導体（４２）に接続され、 前記第２及び第４のダイオ−ド（Ｄ2、Ｄ4）の前記第１
の電極が前記共通整流出力導体（４５）にそれぞれ接続
され、 前記第１及び第３のダイオ−ド（Ｄ1、Ｄ3）の前記第２
の電極が前記第１の整流出力導体（４３）にそれぞれ接
続され、 前記第５のダイオ−ド（Ｄ11）の前記第１の電極が前記
第１の交流入力導体（４１）に接続され、 前記第６のダイオ−ド（Ｄ12）の前記第１の電極が前記
第２の交流入力導体（４２）に接続され、 前記第５及び第６のダイオ−ド（Ｄ11、Ｄ12）の前記第
２の電極が前記第２の整流出力導体（４４）にそれぞれ
接続されていることを特徴とする請求項１記載のスイッ
チング電源装置。
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