JPH07298608A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 平滑された直流電圧のレベルを変換及び制御
して出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、交流電圧を整流
するが、平滑はしないで脈流を得て、この脈流をスイッ
チングして直流出力電圧を得る電源装置との両方に使用
することができる回路を提供する。 【構成】 電源１にダイオードＤ1 、Ｄ2 を介して第１
及び第２のスイッチＱ1、Ｑ2 の直列回路が接続されて
いる。電源１と第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相
互接続中点との間にダイオードＤ1 を介して第１のコン
デンサＣ1 とインダクタンスＬ1 との直列回路が接続さ
れている。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回
路に対して並列に電解コンデンサＣ2 が接続されてい
る。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を交互にオン・
オフする制御回路６が設けられている。出力電圧を調整
する時には第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・
オフ周期が変えられる。力率改善に使用する場合には交
流電圧を整流して入力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ、力率改善機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ等の
スイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】トランスを使用しない昇圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータとして図１に示す回路が知られている。この
回路では、一対の直流電源端子間にリアクトル即ちイン
ダクタンスＬを介してスイッチＱが並列に接続され、こ
のスイッチＱに対してダイオードＤを介して電解コンデ
ンサＣが並列に接続されている。スイッチＱは制御回路
Ｌによってオン・オフ制御される。スイッチＱのオン期
間にインダクタンスＬにエネルギーが蓄積され、スイッ
チＱのオフの期間に電源電圧とインダクタンスＬの電圧
との和の値でコンデンサＣが充電され、コンデンサＣの
電圧は電源電圧よりも高くなる。一方、図１の回路の入
力端子に整流器を接続し、正弦波交流電圧を全波整流し
た図２（Ａ）に示すような波形（脈流）を入力し、スイ
ッチＱを図２（Ｂ）に示すように交流電圧よりも十分に
周波数の高いオン・オフ制御信号でオン・オフして図２
（Ｃ）に示すように交流電圧の振幅に対応したピークを
有する三角波電流を流し、交流入力の力率改善を行うこ
とが知られている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】図１の回路は昇圧コン
バータとして使用できると共に力率の良い電源装置とし
ても使用できるという特徴を有する。しかし、整流器を
介して交流電源に接続して使用する場合において、入力
電圧に大差ない出力電圧を得る時に、入力電流の波形の
正弦波近似性が悪化し、高調波成分の大きな電流になる
という問題を有する。即ち、出力電圧が入力交流電圧の
実効値又は平均値に近い場合には、最大振幅近傍では図
２（Ｃ）に示すように比較的理想に近い三角波になる
が、この両側においては理想的な三角波にならないで台
形波状になる。従って、三角波電流の包絡線の波形は高
調波成分の多い波形となり、正弦波に対する近似性の悪
い波形となる。

【０００４】そこで、本発明の目的は、ＤＣ−ＤＣコン
バータと力率改善電源装置との両方に使用することがで
きる新しい回路構成を有する電源装置を提供することに
ある。本発明の別の目的は、入力電圧と出力電圧との差
が比較的小さい場合であっても交流入力電流波形を正弦
波に近似させることができる電源装置を提供することに
ある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、一対の直流電源端子間に第１及び第２のダ
イオードを介して接続された第１及び第２のスイッチの
直列回路と、前記第１及び第２のダイオードの相互接続
中点と前記第１及び第２のスイッチの相互接続中点との
間に接続された第１のコンデンサとインダクタンスとの
直列回路と、前記第１及び第２のスイッチの直列回路に
対して並列に接続された第２のコンデンサと、前記第１
及び第２のスイッチを交互にオン・オフする制御信号を
発生する制御回路とから成るスイッチング電源装置に係
わるものである。請求項２に示すように、第１及び第２
のスイッチの直列回路を、ダイオードを介して脈流を出
力する整流器に接続することができる。請求項３に示す
ように、トランスを介して出力を得ることができる。こ
の場合にはトランスの１次巻線にインダクタンスとコン
デンサを接続する。請求項４に示すように、請求項３の
トランスの出力段の整流平滑回路をチョークインプット
型にすることができる。請求項５に示すように、請求項
３の回路においてトランスの出力側の平滑回路をコンデ
ンサと、１次巻線又は２次巻線に並列にスイッチの切換
時の高周波領域で短絡回路を形成するためのコンデンサ
を接続することができる。請求項６に示すように、第３
のコンデンサを１次巻線に対して直列であると共に第２
のコンデンサに対しても直列になるように配置すること
ができる。

【０００６】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明は、第２のコン
デンサに入力電圧よりも高い電圧を得ることができる。
また、請求項１に示す回路の全部又は一部を請求項２に
示す力率改善効果を有する電源装置として使用すること
ができる。請求項２に示すように、力率改善効果を得る
場合には、第２のコンデンサの電圧を電源電圧に比べて
大幅に大きくしなくても三角波を比較的良好に得ること
ができる。従って、電源電圧に近い出力電圧であっても
交流電源電圧波形に近似性の良い入力電流波形を得るこ
とができる。請求項３に示すように、トランスを設ける
場合においては、第２のコンデンサとして耐圧の低いも
のを使用できるという効果が生じる。請求項４のチョー
クコイル及び請求項５のコンデンサはデッド・タイムを
発生させる作用効果を有する。請求項６の発明によれ
ば、第３のコンデンサをハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの電圧変換と共振動作との両方に使用すること
ができる。

【０００７】

【第１の実施例】次に、図３及び図４を参照して本発明
の実施例に係わるＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。図
３に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、交流電源に接続され
た整流器と平滑コンデンサ等から成る直流電源１と、こ
の電源１に接続された一対の電源端子２ａ、２ｂ間に第
１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 を介して接続された
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 との直列回路とを有
する。第１及び第２のダイオードＤ1、Ｄ2 の相互接続
点と第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点３
との間には第１のコンデンサＣ1 とインダクタンス（リ
アクトル）Ｌ1 との直列回路が接続されている。第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路に対して並列に
電解コンデンサ（有極性コンデンサ）から成る第２のコ
ンデンサＣ2 が接続されている。直流出力端子４、５は
第２のコンデンサＣ2 の両端に接続されている。なお、
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 はソースがサブスト
レートに接続された絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果
トランジスタ（ＦＥＴ）から成り、本来のＦＥＴ部分で
ある制御スイッチＳ1 、Ｓ2 とこれに逆並列接続された
ダイオードＤa 、Ｄb とを含む。勿論このスイッチＱ1
、Ｑ2 をバイポーラトランジスタとこれに逆並列接続
されたダイオードで構成することもできる。

【０００８】第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を交互
にオン・オフするための制御回路６は、出力電圧又は入
力電圧の変動に応じて第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 のオン・オフ周波数を変えて出力電圧を一定に制御す
るように構成されている。このため、制御回路６は出力
端子４、５間に接続された電圧検出用分圧抵抗７、８
と、基準電圧源９と、誤差増幅器（差動増幅器）１０
と、発光ダイオード１１と、ホトトランジスタ１２と、
抵抗１３と、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１４と、波形整
形及び駆動回路１５とから成る。

【０００９】誤差増幅器１０の一方の入力端子は分圧抵
抗７、８の分圧点に接続され、他方の入力端子は基準電
圧源９に接続されている。従って、検出電圧と基準電圧
との差に対応する出力電圧が誤差増幅器１０から得られ
る。発光ダイオード１１は誤差増幅器１０の出力端子と
グランドとの間に接続されているので、誤差出力に対応
して発光する。発光ダイオード１１に光結合されたホト
トランジスタ１２は＋Ｖで示す電源端子とグランドとの
間に抵抗１３を介して接続されている。従って、出力電
圧が上昇して発光ダイオード１１の出力が大きくなる
と、抵抗１３の電圧が低くなる。ホトトランジスタ１２
と抵抗１３との分圧点に接続されたＶＣＯ１４は抵抗１
３の電圧に比例した周波数信号を出力する。ＶＣＯ１４
に接続された波形整形及び駆動回路１５はＶＣＯ１４の
出力を方形波に整形してライン１６ａを介して第１のス
イッチＱ1 の制御端子（ゲート）に方形波信号を供給す
ると共にライン１６ａの波形を位相反転し且つ相互間に
僅かな一定時間幅のデッド・タイムを設けた方形波信号
をライン１６ｂを介して第２のスイッチＱ2 の制御端子
（ゲート）に供給する。

【００１０】

【動作】次に、図４〜図８を参照して図３のＤＣ−ＤＣ
コンバータの動作を説明する。図４は図３の各部の波形
を概略的に示す。なお、スイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号
のデッド・タイムは省かれている。図４において、ＤＣ
−ＤＣコンバータの動作を第１〜第４の区間Ｍ1 、Ｍ2
、Ｍ3 、Ｍ4 に分けて考えることができる。図５〜図
８は第１〜第４の区間Ｍ1 〜Ｍ4 の動作の理解を容易に
するために図３から抽出した回路を示す。

【００１１】ｔ0 〜ｔ1 の第１の区間Ｍ1 においては、
図５に抽出して示すように電源１と第１のダイオードＤ
1 と第１のコンデンサＣ1 とインダクタンスＬ1 と第２
のスイッチＱ2 とから成る第１の閉回路に電流が流れ、
第１のコンデンサＣ1 が図４（Ｃ）に示すようにＩc1に
よって充電されると共に、インダクタンスＬ1 にエネル
ギーが蓄積される。なお、この第１の区間Ｍ1 でのイン
ダクタンスＬ1 の電圧はＥ1 −（Ｅ1 ／２）である。

【００１２】ｔ1 〜ｔ2 の第２の区間Ｍ2 においては、
インダクタンスＬ1 の蓄積エネルギーの放出が生じ、イ
ンダクタンスＬ1 と第１のスイッチＱ1 の内蔵ダイオー
ドＤa と第２のコンデンサＣ2 と電源１と第１のダイオ
ードＤ1 と第１のコンデンサＣ1 とから成る図６に示す
第２の閉回路に電流が流れる。これにより、第２のコン
デンサＣ2 に図４（Ｆ）に示すように充電電流Ｉ0 が流
れ、これが充電される。この第２の区間Ｍ2 でのインダ
クタンスＬ1 の電圧はＥ0 −｛Ｅ1 −（Ｅ1 ／２）｝で
ある。

【００１３】インダクタンスＬ1 の蓄積エネルギーの放
出がｔ1 で終了した後のｔ2 〜ｔ3期間（第３の区間Ｍ3
）においては、第１のコンデンサＣ1 の放電によって
図７に示すように第１のコンデンサＣ1 と第２のダイオ
ードＤ2 と第１のスイッチＱ1 とインダクタンスＬ1 と
の閉回路に電流が流れ、インダクタンスＬ1 は逆方向に
充電される。この第３の区間Ｍ3 でのインダクタンスＬ
1 の電圧はＥ1 ／２である。

【００１４】ｔ3 時点で第１のスイッチＱ1 がオフ、第
２のスイッチＱ2 がオンに制御された後のｔ3 〜ｔ4 期
間（第４の区間Ｍ4 ）においては、インダクタンスＬ1
に蓄積されたエネルギーの放出に基づいて図８に示すよ
うに、インダクタンスＬ1 と第１のコンデンサＣ1 と第
２のダイオードＤ2 と第２のコンデンサＣ2 と第２のス
イッチＱ2 のダイオードＤb とから成る閉回路に電流が
流れ、これによって第２のコンデンサＣ2 が充電され
る。従って、第２のコンデンサＣ2 は第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 の１サイクルの動作中のｔ1 〜ｔ2 と
ｔ3 〜ｔ4 とで２回充電される。この第４の区間Ｍ4 で
のインダクタンスＬ1 の電圧はＥ0 −（Ｅ1 ／２）であ
る。

【００１５】出力電圧を一定に制御するためには、第１
及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周期を変え
る。例えば、出力電圧が所望値よりも高くなった場合に
は、制御回路６から図４（Ａ）（Ｂ）で点線で示すよう
に短い周期（高い周波数）で制御信号が発生する。これ
により、図４（Ｆ）に示すように第２のコンデンサＣ2
を充電する電流Ｉ0 のピークが低くなり、第２のコンデ
ンサＣ2 の電圧Ｅ0 が所望値に戻される。

【００１６】図３の第１のコンデンサＣ1 は電源１の電
圧Ｅ1 の約１／２に充電される。また、インダクタンス
Ｌ1 の充電期間ｔ0 〜ｔ1 及びｔ2 〜ｔ3 よりも放電期
間ｔ1 〜ｔ2 及びｔ3 〜ｔ4 が短くなる。

【００１７】

【第２の実施例】次に、図９及び図１０を参照して第２
の実施例に係わる力率改善機能を有する電源装置を説明
する。但し、図９において図３と共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。図９の回路は、図
３の回路の直流電源１とダイオードＤ1 とを交流電源１
ａと全波整流器１ｂとに置き換えたものに相当し、その
他は図３と同一に構成されている。

【００１８】図９の回路では商用交流電源１ａから高周
波成分を除去するフィルタＦを介して正弦波交流電圧が
供給され、整流器１ｂからこの全波整流波形が図１０
（Ａ）に示すように得られる。従って、整流器１ｂより
も出力側においては、図３の回路の電源１から脈流電圧
を供給した場合と同様の動作が生じる。但し、制御回路
６から発生する第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフ制御信号の周波数は交流電源１ａの電圧の周波
数（５０又は６０Hz）よりも十分に高い周波数に設定さ
れている。図１０（Ｂ）は第１のスイッチＱ1 のオン・
オフを示し、図１０（Ｃ）は整流器１ｂの出力電流Ｉin
を示す。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 をオン・オ
フすると、このオン・オフの各周期において図３〜図８
で説明した第１〜第４の区間Ｍ1 〜Ｍ4 の動作が生じ
る。なお、図１０のｔ0 〜ｔ1 期間は図４のｔ1 〜ｔ5
期間に対応している。図３〜図８において電源１に電流
が流れる区間は第１及び第２の区間Ｍ1 、Ｍ2 であるの
で、図４（Ｃ）のｔ0 〜ｔ2 期間の電流Ｉc1に相当する
電流が図９の整流器１ｂに流れる。この電流Ｉc1のピー
クは入力電圧のレベルに対応して変化するので、図９の
整流器１ｂには図１０（Ｃ）に示すように包絡線が正弦
波になるように三角波電流が流れ、更に、電源１ａと整
流器１ｂとの間の周知の高周波数成分除去フィルタＦの
作用によってフィルタＦの入力側の電流波形は正弦波に
近似する。フィルタＦは例えば一対の交流電源ラインに
リアクトルを接続すると共に、この入力及び出力側にお
いて一対のライン間にコンデンサを接続したものから成
る。これにより、交流電源１ａの出力の力率がほぼ１に
なるように改善される。なお、図９の回路では入力電圧
の振幅の変化に拘らず振幅に追従性の良い三角波電流が
流れ、正弦波に近似性の良く高調波成分の少ない入力電
流が得られる。

【００１９】図９の回路の出力端子４、５の電圧を一定
にするための制御は図３の回路と同様に実行される。

【００２０】図３と図９の比較から明らかなように、両
回路は入力電源部分を除いて同一構成である。従って、
図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータを製作すると共に、図
９の回路も製作する時に、実質的に同一の回路を使用す
ることができ、図３の回路装置と図９の回路装置のコス
トの低減を図ることができる。なお、図３の電源１を図
９の交流電源１ａとフイルタＦと整流器１ｂと同様の回
路の出力段に平滑回路（例えば平滑コンデンサ）を付加
する構成とする場合には、この平滑回路を設けるか否か
の極めて簡単な変更によって図９の回路と図３の回路と
を区別して提供することができる。また、電源電圧に近
い出力電圧を得る場合であっても交流入力電流を正弦波
に近似させることができる。

【００２１】

【第３の実施例】次に、図１１〜図１８を参照して第３
の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図
１１において図３と共通する部分には同一の符号を付し
てその説明を省略する。図１１のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、図３の第２のスイッチＱ2 に並列に第２のインダク
タンスＬ2 と第３のコンデンサＣ3 とを介してトランス
Ｔの１次巻線Ｎ1 を接続し、トランスＴの２次巻線Ｎ2
をセンタタップを設けて第１及び第２の巻線Ｎ2a、Ｎ2b
に分け、センタタップをグランド出力端子５に接続し、
２次巻線Ｎ2 の上下の端子を第３及び第４のダイオード
Ｄ3 、Ｄ4 を介して共通のチョークコイルＬ0 を介して
出力端子４に接続し、出力端子４とグランド端子５との
間に平滑コンデンサＣ0 を接続したものである。なお、
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に並列にノイズ吸収
用コンデンサＣa 、Ｃb が接続されている。上記以外の
部分は図３と同一に構成されている。

【００２２】

【動作】図１１の第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は
図１２（Ｂ）（Ａ）に示すように交互にオン・オフ制御
される。図１１の回路の動作は図１２のｔ0 〜ｔ1 の第
１の区間Ｍ1 と、ｔ1 〜ｔ2 の第２の区間Ｍ2 と、ｔ2
〜ｔ3 の第３の区間Ｍ3と、ｔ3 〜ｔ4 の第４の区間Ｍ4
と、ｔ4 〜ｔ5 の第５の区間Ｍ5 と、ｔ5 〜ｔ6 の第
６の区間Ｍ6 に分けて説明することができ、Ｍ1 〜Ｍ6
を１つのサイクルとして動作する。なお、図１２におい
てＶds1 、Ｖds2 は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
のドレイン・ソース間電圧を示し、Ｉc1は第１のコンデ
ンサＣ1 の電流を示し、Ｉq1、Ｉq2は第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 の電流を示し、Ｉx は第２のインダク
タンスＬ2 の電流を示し、Ｖt は１次巻線Ｎ1 の電圧を
示し、Ｖ0 はダイオードＤ3 、Ｄ4 の出力段の電圧を示
す。図１１の回路の動作の理解を容易にするために、第
１〜第６区間Ｍ1 〜Ｍ6 の動作に関係する部分のみが抽
出されて図１３〜図１８に示されている。

【００２３】第１の区間Ｍ1 においては、第２のスイッ
チＱ2 がオンになっているので、図１３に示すように電
源１と第１のダイオードＤ1 と第１のコンデンサＣ1 と
第２のスイッチＱ2 との閉回路に図１２（Ｃ）に示すよ
うに電流Ｉc1が流れ、第１のコンデンサＣ1 が充電され
ると共に、第１のインダクタンスＬ1 に正方向にエネル
ギーが蓄積される。これと共に、ｔ0 よりも前に充電さ
れた第３のコンデンサＣ3 の放電によって図１３で矢印
で示すように第３のコンデンサＣ3 と１次巻線Ｎ1 と第
２のインダクタンスＬ2 と第２のスイッチＱ2 とから成
る閉回路に電流が流れる。

【００２４】第２の区間Ｍ2 では第１のスイッチＱ1 が
オン、第２のスイッチＱ2 がオフになるので、第１のイ
ンダクタンスＬ1 に蓄積されたエネルギーの放出によっ
て図１４に示すように第１のインダクタンスＬ1 と第１
のスイッチＱ1 のダイオードＤa と第２のコンデンサＣ
2 と電源１と第１のダイオードＤ1 と第１のコンデンサ
Ｃ1 とから成る閉回路に電流Ｉc1が流れると共に、第２
のインダクタンスＬ2の蓄積エネルギーの放出で第２の
インダクタンスＬ2 と第１のスイッチＱ1 のダイオード
Ｄ1 と第２のコンデンサＣ2 と第３のコンデンサＣ3 と
１次巻線Ｎ1 との閉回路に電流が流れる。ところで、第
２のインダクタンスＬ2 はチョークコイル（第３のイン
ダクタンス）Ｌ0 よりもインダクタンス値が小さく設定
されており、チョークコイルＬ0 を流れる電流Ｉ0 が第
２のインダクタンスＬ2 を流れる電流よりも大きい場合
には、第２の区間Ｍ2 において第３及び第４のダイオー
ドＤ3 、Ｄ4 の両方がオンになり、２次巻線Ｎ2 が短絡
された状態となって２次巻線Ｎ2 の電圧Ｖ0 はゼロにな
る。

【００２５】ｔ2 になって第２のインダクタンスＬ2 の
蓄積エネルギーの放出が終了し、この電流Ｉx がゼロに
なった後の第３の区間Ｍ3 では、図１５に示すように第
１のコンデンサＣ1 の放電によって第１のコンデンサＣ
1 と第２のダイオードＤ2 と第１のスイッチＱ1 と第１
のインダクタンスＬ1 とから成る閉回路に電流が流れる
と共に、第２のコンデンサＣ2 の放電によって第２のコ
ンデンサＣ2 と第１のスイッチＱ1 と第２のインダクタ
ンスＬ2 と１次巻線Ｎ1 と第３のコンデンサＣ3 から成
る閉回路に電流が流れる。この第３の区間Ｍ3 において
もチョークコイルＬ0 による電流の継続によって第３及
び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 が同時にオンになり、２
次巻線Ｎ2 の電圧Ｖt はゼロになる。従って、第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅を図１２（Ａ）
の点線のように変化させると、２次巻線Ｎ2 に電圧が得
られる期間とこれがゼロになる期間との比率が変化し、
出力電圧を調整することが可能になる。

【００２６】ｔ3 時点で第１のコンデンサＣ1 の放電が
終了した後の第４の区間Ｍ4 では、図１６に示すように
第１のインダクタンスＬ1 の蓄積エネルギーの放出に基
づいて第１のインダクタンスＬ1 と第１のコンデンサＣ
1 と第２のダイオードＤ2 と第１のスイッチＱ1 とから
成る閉回路に電流が流れると共に、第２のコンデンサＣ
2 の放電に基づいて第２のコンデンサＣ2 と第１のスイ
ッチＱ1 と第２のインダクタンスＬ2 と１次巻線Ｎ1 と
第３のコンデンサＣ3 とから成る閉回路に電流が流れ、
出力電圧Ｖ0 が得られる。

【００２７】ｔ4 時点で第１のスイッチＱ1 がオフ、第
２のスイッチＱ2 がオンに制御された後の第５の区間Ｍ
5 では、図１７に示すように第１のインダクタンスＬ1
の蓄積エネルギーの放出によって第１のインダクタンス
Ｌ1 と第１のコンデンサＣ1と第２のダイオードＤ2 と
第２のコンデンサＣ2 と第２のスイッチＱ2 のダイオー
ドＤb とから成る閉回路に電流が流れると共に、第２の
インダクタンスＬ2 の蓄積エネルギーの放出によって、
第２のインダクタンスＬ2 と１次巻線Ｎ1 と第３のコン
デンサＣ3 と第２のスイッチＱ2 のダイオードＤb とか
ら成る閉回路に電流が流れる。この時、第２のインダク
タンスＬ2 の電流Ｉx よりもチョークコイルＬ0 の電流
が大きいと、第２及び第３の区間Ｍ2 、Ｍ3 の場合と同
様に第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 が同時にオン
になり、この出力段の電圧Ｖ0 はゼロになる。

【００２８】第６の区間Ｍ6 では、図１８に示すように
電源１と第１のダイオードＤ1 と第１のコンデンサＣ1
と第１のインダクタンスＬ1 と第２のスイッチＱ2 とか
ら成る回路でコンデンサＣ1 が充電されると共に、第３
のコンデンサＣ3 の放電によって第３のコンデンサＣ3
と１次巻線Ｎ1 と第２のインダクタンスＬ2 と第２のス
イッチＱ2 とから成る閉回路に電流が流れる。この時に
もチョークコイルＬ0の電流が第２のインダクタンスＬ2
の電流よりも大きいと、第３及び第４のダイオードＤ3
、Ｄ4 が同時にオンになり、この出力電圧Ｖ0 はゼロ
になる。

【００２９】図１１の回路の主要部は図３の回路と同一
であるので、図１１のＤＣ−ＤＣコンバータは図３のそ
れと同一の作用効果を有する。

【００３０】

【第４の実施例】次に、図１９を参照して第４の実施例
の電源装置を説明する。但し、図１９において図３、図
９及び図１１と共通する部分には同一の符号を付してそ
の説明を省略する。図１９の電源装置は、図１１の電源
１とダイオードＤ1 の代りに正弦波交流電源１ａとフィ
ルタＦとブリッジ型全波整流器１ｂとを図９と同様に設
けたものである。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を
交流電源１ａの交流電圧の周期よりも短い周期でオン・
オフすることによって図９及び図１０で示したと同様の
作用効果を得ることができる。また、この場合には出力
電圧が電源電圧よりも大幅に高い場合であっても、第２
のコンデンサＣ2 の耐圧を電源電圧近くに設定すること
ができる。例えば、交流１００Ｖの電源電圧の場合、第
２のコンデンサＣ2 としてＤＣ２００Ｖの電解コンデン
サを使用して力率改善できる。

【００３１】

【第５の実施例】次に、図２０を参照して第５の実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図２０にお
いて図３及び図１１と共通する部分には同一の符号を付
してその説明を省略する。図２０の回路は図１１の回路
からチョークコイルＬ0 を省き、この代りにコンデンサ
Ｃs を付加したものである。このコンデンサＣs は２次
巻線Ｎ2 に並列に接続されている。なお、点線で示すよ
うに１次巻線Ｎ1 に並列にコンデンサＣsを接続するこ
ともできる。コンデンサＣs を設けると無負荷時に所定
値以上の電圧が発生することを防ぐことができる。ま
た、図２０の回路は勿論図３、図１１と同様の作用効果
も有する。

【００３２】

【第６の実施例】次に、図２１を参照して第６の実施例
の電源装置を説明する。但し、図２１において図３、図
９、図１１、図１９及び図２０と共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。図２１の回路は図
２０の回路の電源１とダイオードＤ1 を正弦波交流電源
１ａとフィルタＦとブリッジ型全波整流器１ｂに置き換
えたものである。この様に構成しても図９及び図１９と
同様の作用効果を得ることができる。

【００３３】

【第７の実施例】次に、図２２を参照して第７の実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図２２にお
いて図１１と共通する部分には同一の符号を付してその
説明を省略する。図２２の回路は図１１の回路の第３の
コンデンサＣ3 を第２のコンデンサＣ2 の下側電極と第
２のスイッチＱ2 の下側電極（ソース）との間に移動し
たものである。この様に構成しても図１１の回路と実質
的に同一の作用効果を得ることができる。なお、図２２
の電源１と第１のダイオードＤ1 を図１９と同様に交流
電源１ａと整流器１ｂとに置き換えて力率改善作用を有
する電源装置にすることができる。

【００３４】

【第８の実施例】次に、図２３及び図２４を参照して本
発明の第８実施例のスイッチング電源装置を説明する。
但し、図２３において図３と共通する部分には同一の符
号を付してその説明を省略する。この実施例ではコンデ
ンサＣ2 及び負荷２０よりも左側の回路と同一の構成の
回路が右側にも設けられている。即ち、電源１に第１及
び第２のスイッチ回路２１、２２が接続され、各スイッ
チ回路２１、２２の出力端子間に負荷２０が接続されて
いる。要するに図２３の回路はブリッジ型インバータ回
路である。第１のスイッチ回路２１、２２は図３のスイ
ッチ回路と同一構成である。第２のスイッチ回路２２は
第３及び第４のスイッチ回路Ｑ3 、Ｑ4 と、ダイオード
Ｄ11、Ｄ12と、コンデンサＣ11、Ｃc 、Ｃd と、インダ
クタンスＬ11とを有して左側の第１のスイッチ回路２１
と同一に構成されている。第２のスイッチ回路２２のＱ
3 、Ｑ4 、Ｄ11、Ｄ12、Ｃ11、Ｃc 、Ｃd 、Ｌ11は第１
のスイッチ回路２１のＱ1 、Ｑ2 、Ｄ1 、Ｄ2 、Ｃ1 、
Ｃa 、Ｃb に対応している。負荷２０は第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続中点と第３及び第４のス
イッチＱ3 、Ｑ4 の相互接続中点との間に接続されてい
る。負荷２０は例えば出力トランスとこの２次巻線に整
流平滑回路を介して接続した負荷とで構成される。制御
回路２３は第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ４をブリッジ
型インバ−タと同様に駆動するように形成されている。
しかし、第１及び第２のスイッチ回路２１、２２に分け
て考えると、これ等はそれぞれ図３のスイッチ回路と同
様に制御される。

【００３５】第２及び第３のスイッチＱ2 、Ｑ3 は同時
にオン制御され、第１及び第４のスイッチＱ1 、Ｑ4 も
同時にオン制御される。これにより、第２及び第３のス
イッチＱ2 、Ｑ3 の両端子間電圧（ドレイン・ソース間
電圧）Ｖds2 、Ｖds3 は図２４（Ａ）に示すように変化
し、第１及び第４のスイッチＱ1 、Ｑ4 の両端子間電圧
（ドレイン・ソース間電圧）Ｖds1 、Ｖds4 は図２４
（Ｂ）に示すように変化し、コンデンサＣ1 、Ｃ11を通
って流れる電流Ｉc1、Ｉc11 は図２４（Ｃ）に示すよう
に変化し、第２及び第３のスイッチＱ1 、Ｑ3 の電流Ｉ
q2、Ｉq3は図２４（Ｄ）に示すように変化し、第１及び
第４のスイッチＱ1 、Ｑ4 の電流Ｉq1、Ｉq4は図２４
（Ｅ）に示すように変化し、コンデンサＣ2 の電流Ｉ0
は図２４（Ｆ）に示すように変化する。

【００３６】図２３の第１及び第２のスイッチ回路２
１、２２は図３のスイッチ回路と同一であるので、図３
と同一の作用効果を得ることができる。

【００３７】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図３及び図９の回路においても第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 に並列に小容量のコンデンサを接続
することができる。 （２） 第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 をバイポー
ラトランジスタとダイオードとの逆並列回路にするこ
と、又は双方向の制御スイッチにすること等が可能であ
る。 （３） 図９、図１９、図２１の回路においても図３の
第１のダイオードＤ1に相当するものを設けても差支え
ない。これにより回路の共用化が容易になる。 （４） 第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 としての半
導体スイッチがキャリアのストレージを実質的に有さな
い場合には、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン
期間の相互間のデッド・タイムを省くことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の昇圧型ＤＣ−ＳＣコンバータを示す回路
図である。

【図２】図１の回路を力率改善に使用した場合の各部の
波形図である。

【図３】第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図４】図３の各部の状態を示す波形図である。

【図５】図３の回路の第１の動作区間Ｍ1 に関係する部
分を抽出して示す回路図である。

【図６】図３の回路の第２の動作区間Ｍ2 に関係する部
分を抽出して示す回路図である。

【図７】図３の回路の第３の動作区間Ｍ3 に関係する部
分を抽出して示す回路図である。

【図８】図３の回路の第４の動作区間Ｍ4 に関係する部
分を抽出して示す回路図である。

【図９】第２の実施例の電源装置を示す回路図である。

【図１０】図９の各部の状態を示す波形図である。

【図１１】第３の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
波形図である。

【図１２】図１１の各部の状態を示す波形図である。

【図１３】図１１の回路の第１の動作区間Ｍ1 に関係す
る部分を抽出して示す回路図である。

【図１４】図１１の回路の第２の動作区間Ｍ2 に関係す
る部分を抽出して示す回路図である。

【図１５】図１１の回路の第３の動作区間Ｍ3 に関係す
る部分を抽出して示す回路図である。

【図１６】図１１の回路の第４の動作区間Ｍ4 に関係す
る部分を抽出して示す回路図である。

【図１７】図１１の回路の第５の動作区間Ｍ5 に関係す
る部分を抽出して示す回路図である。

【図１８】図１１の回路の第６の動作区間Ｍ6 に関係す
る部分を抽出して示す回路図である。

【図１９】第４の実施例の電源装置を示す回路図であ
る。

【図２０】第５の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。

【図２１】第６の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。

【図２２】第７の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。

【図２３】第８の実施例のスイッング電源装置を示す回
路図である。

【図２４】図２３の各部の状態を示す波形図である。

【符号の説明】

Ｑ1 、Ｑ2 第１及び第２のスイッチ Ｃ1 、Ｃ2 第１及び第２のコンデンサ Ｌ1 インダクタンス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 3/335 Ｆ 7/217 9180−5Ｈ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一対の直流電源端子間に第１及び第２の
   ダイオードを介して接続された第１及び第２のスイッチ
   の直列回路と、前記第１及び第２のダイオードの相互接
   続中点と前記第１及び第２のスイッチの相互接続中点と
   の間に接続された第１のコンデンサとインダクタンスと
   の直列回路と、 前記第１及び第２のスイッチの直列回路に対して並列に
   接続された第２のコンデンサと、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフする制
   御信号を発生する制御回路とから成るスイッチング電源
   装置。
2. 【請求項２】 交流電源に接続された整流器と、 平滑されていない脈流を出力する前記整流器の一対の出
   力端子間にダイオードを介して接続された第１及び第２
   のスイッチの直列回路と、 前記整流器の一方の出力端子と前記第１及び第２のスイ
   ッチの相互接続中点との間に接続された第１のコンデン
   サとインダクタンスとの直列回路と、 前記第１及び第２のスイッチの直列回路に対して並列に
   接続された第２のコンデンサと、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフする制
   御信号を発生する制御回路とから成るスイッチング電源
   装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２のスイッチング電
   源装置において、更に、前記第２のスイッチに対して並
   列に第２のインダクタンスと第３のコンデンサとを介し
   て出力トランスの１次巻線が接続され、前記出力トラン
   スの２次巻線に整流平滑回路が接続されていることを特
   徴とするスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 前記整流平滑回路は、整流ダイオード
   と、チョークインプット型のチョークコイルと平滑用コ
   ンデンサとから成る平滑回路である請求項３記載のスイ
   ッチング電源装置。
5. 【請求項５】 前記整流平滑回路は、整流ダイオードと
   平滑用コンデンサとから成り、更に前記１次又は２次巻
   線に並列にコンデンサが接続されていることを特徴とす
   る請求項３に従うスイッチング電源装置。
6. 【請求項６】 前記第３のコンデンサは前記第２のコン
   デンサを介して前記第１及び第２のスイッチの直列回路
   に並列になる位置に配置されていることを特徴とする請
   求項３記載のスイッチング電源装置。