JPH08186981A

JPH08186981A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH08186981A
Application number: JP33950894A
Authority: JP
Inventors: Koichi Morita; 浩一森田
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1994-12-29
Filing date: 1994-12-29
Publication date: 1996-07-16

Abstract

(57)【要約】【目的】ＤＣ−ＤＣ変換のための第１及び第２のスイ
ッチのオン・オフを昇圧と力率改善との両方に使用した
スイッチング電源装置を提供する。平滑用コンデンサの
電圧の上昇を抑制する。【構成】電源１にダイオードＤ2 を介して平滑用の第
１のコンデンサＣ1 及び第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2 の直列回路が接続されている。電源１と第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続中点との間に第２の
コンデンサＣ2 とインダクタンスＬ1 との直列回路が接
続されている。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を交
互にオン・オフする制御回路６が設けられている。出力
電圧を調整する時には第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 のオン・オフ周期が変えられる。平滑用コンデンサＣ
1 の電圧の上昇を抑えるために電源１に対して第２のコ
ンデンサＣ2 を介して共振用コンデンサＣ4aが並列に接
続されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ、力率改善機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ等の
スイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】トランスを使用しない昇圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータとして図１に示す回路が知られている。この
回路では、一対の直流電源端子間にリアクトル即ちイン
ダクタンスＬを介してスイッチＱが並列に接続され、こ
のスイッチＱに対してダイオードＤを介して電解コンデ
ンサＣが並列に接続されている。スイッチＱは制御回路
Ｌによってオン・オフ制御される。スイッチＱのオン期
間にインダクタンスＬにエネルギーが蓄積され、スイッ
チＱのオフの期間に電源電圧とインダクタンスＬの電圧
との和の値でコンデンサＣが充電され、コンデンサＣの
電圧は電源電圧よりも高くなる。一方、図１の回路の入
力端子に整流器を接続し、正弦波交流電圧を全波整流し
た図２（Ａ）に示すような波形（脈流）を入力し、スイ
ッチＱを図２（Ｂ）に示すように交流電圧よりも十分に
周波数の高いオン・オフ制御信号でオン・オフして図２
（Ｃ）に示すように交流電圧の振幅に対応したピークを
有する三角波電流を流し、交流入力の力率改善を行うこ
とが知られている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】図１の回路は昇圧コン
バータとして使用できると共に力率の良い電源装置とし
ても使用できるという特徴を有する。しかし、整流器を
介して交流電源に接続して使用する場合において、入力
電圧に大差ない出力電圧を得る時に、入力電流の波形の
正弦波近似性が悪化し、高調波成分の大きな電流になる
という問題を有する。即ち、出力電圧が入力交流電圧の
実効値又は平均値に近い場合には、最大振幅近傍では図
２（Ｃ）に示すように比較的理想に近い三角波になる
が、この両側においては理想的な三角波にならないで台
形波状になる。従って、三角波電流の包絡線の波形は高
調波成分の多い波形となり、正弦波に対する近似性の悪
い波形となる。

【０００４】上述の如き問題を解決するためのものとし
て本件出願人は、図３の回路からコンデンサＣ4aを省い
たスイッチング電源装置を特願平６−８４１０５号にお
いて提案した。ところで、上記出願のスイッチング電源
装置において負荷が大幅に変化しない場合にはさほど問
題とならないが、負荷が大幅に軽くなると、平滑用コン
デンサＣ1 の電圧が比較的高くなるという問題点を有す
る。なお、軽負荷で平滑用コンデンサＣ1 の電圧が上昇
する理由は後述する。また、本件出願人は、上記出願で
図２４に示すスイッチング電源装置からコンデンサＣ4a
を省いた回路構成のスイッチング電源装置を提案した。
この装置においては平滑用コンデンサＣ1 の電圧は一定
に制御されているので、この電圧が上昇するという問題
は発生しないが、平滑用コンデンサＣ1 の電圧を一定に
保つために第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・
オフ周波数を大幅に変化しなければならないという問題
を有する。また、スイッチング電源装置のコストの低減
が要求されている。この要求に応えるためには、種々の
スイッチング電源装置を構成する場合に、それぞれに共
通の回路を含むことが望ましい。

【０００５】そこで、本発明の第１の目的は、力率改善
が可能であると共に平滑用コンデンサの電圧上昇を容易
に抑制することができるスイッチング電源装置を提供す
ることにある。本発明の第２の目的は、力率改善が可能
であると共に、スイッチのオン・オフ周波数が大幅に変
動しないスイッチング電源装置を提供することにある。
本発明の第３の目的は、力率改善とＤＣ−ＤＣコンバー
タとの両方に使用できる回路構成を含むスイッチング電
源装置を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、一対の直流電源端子間にダイオードを介し
て接続された平滑用の第１のコンデンサと、前記第１の
コンデンサに対して並列に接続された第１及び第２のス
イッチの直列回路と、前記一対の直流電源端子の一方と
前記第１及び第２のスイッチの相互接続中点との間に接
続された第２のコンデンサとインダクタンスとの直列回
路と、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフ
するためのスイッチ制御回路と、その一端が前記第２の
コンデンサと前記インダクタンスとの間又は前記インダ
クタンスを形成するコイルの中間に接続され、その他端
が一対の直流電源端子の他方との間に接続された充電電
圧抑制用コンデンサとを備えていることを特徴とするス
イッチング電源装置に係わるものである。

【０００７】なお、請求項２、３、４に示すように請求
項１の充電電圧抑制用コンデンサの接続場所を変えるこ
とができる。また、１つのスイッチング電源装置に請求
項１〜４に示す充電電圧抑制用コンデンサの複数個を任
意に組み合わせて設けることができる。また、請求項５
に示すように第２のスイッチに対して並列にトランスの
１次巻線と出力共振用コンデンサの直列回路を接続し、
ハ−フブリッジ構成の共振型のスイッチング電源装置を
構成することができる。また、請求項６に示すように、
共振型スイッチング電源装置において第１及び第２のス
イッチのオン・オフ周波数を変えることによって出力電
圧を制御することが望ましい。また、請求項７に示すよ
うに、充電電圧抑制用コンデンサとインダクタンスとの
共振回路の共振周波数を第１及び第２のスイッチのオン
・オフ周波数のほぼ最高値に一致させることが望まし
い。また、請求項８に示すように、第１のコンデンサと
出力共振用コンデンサとを直列に接続することができ
る。また、請求項９に示すように、トランスに３次巻線
を設け、これを第２のコンデンサとインダクタンスの直
列回路に直列に接続することができる。また、請求項１
０に示すように３次巻線のインダクタンスを使用するこ
とによって独立のインダクタンス（リアクトル）を省く
ことができる。また、請求項１１に示すように、第２の
コンデンサとインダクタンスの直列回路を出力共振用コ
ンデンサの一端に接続することができる。また、請求項
１２に示すように、請求項１１のインダクタンスを省く
ことができる。また、請求項１３に示すように、交流電
源と一対の直流電源端子との間に整流回路を設けること
が望ましい。

【０００８】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、第１
及び第２のスイッチのオン・オフ周波数を大幅に変えな
いで第１のコンデンサの電圧を所望範囲内に収めること
ができる。即ち、上記電圧抑制用コンデンサとインダク
タンスの直列共振回路が第１のコンデンサの充電回路に
含まれているために、この共振回路の共振周波数と第１
及び第２のスイッチのオン・オフ周波数との関係を変え
ると第１のコンデンサの充電に対する共振回路の寄与度
が変化する。例えば、第１及び第２のスイッチのオン・
オフ周波数を高くすると、充電に対する共振回路の寄与
度が低下し、第１のコンデンサの充電電圧の上昇を抑制
する。従って、本発明に従う充電電圧抑制用コンデンサ
を設けない場合は、第１のコンデンサの電圧を所望範囲
に保つためにオン・オフ周波数を大幅に変えることが要
求されたが、本発明によればオン・オフ周波数の小さい
変化で第１のコンデンサの電圧の大きな抑制効果を得る
ことができる。なお、請求項１１の場合には第２のコン
デンサが充電電圧抑制用コンデンサとしても機能する。
また、各請求項のスイッチング電源装置の主要回路部分
はコンデンサの昇圧充電回路、力率改善回路、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバ−タ回路で共用することができる。従って、主
要回路部分を上記の種々の回路の共通回路として作り、
各回路のコストの低減を図ることができる。請求項５の
発明よれば、第１及び第２のスイッチを第１のコンデン
サの昇圧充電と、ＤＣ−ＤＣ変換との両方に使用するこ
とができ、回路構成が簡略化される。請求項６に従っ
て、出力電圧を一定にするように第１第２のスイッチの
オン・オフ周波数を制御すると、第１のコンデンサの充
電電圧も同時に制御され、第１のコンテンサの電圧が異
常に高くならない。請求項７に示すように、共振周波数
を最高のオン・オフ周波数にほぼ一致するように決定す
ると、第１のコンデンサの電圧の抑制を良好に行うこと
ができる。請求項９に従って３次巻線を設けると、第１
のコンデンサの電圧を３次巻線によっても制御すること
が可能になる。請求項１０に従って３次巻線が漏洩イン
ダクタンスを有すると、個別のインダクタンスを省いて
回路構成を簡略化することができる。請求項１１によれ
ば出力の共振用コンデンサを充電電圧抑制用コンデンサ
として兼用することができるので、回路構成が簡単にな
る。請求項１２によれば、出力の共振用インダクタンス
が第１のコンデンサの充電用のインダクタンスに兼用さ
れるので、回路構成が簡略化される。請求項１３によれ
ば、充電電源から入力する電流波形が正弦波に近似し、
力率改善が達成される。

【０００９】

【第１の実施例】次に、図３〜図９を参照して本発明の
第１の実施例に係わるスイッチング電源装置即ちＤＣ−
ＤＣコンバータを説明する。図３に示すＤＣ−ＤＣコン
バータは、交流電源１と周知の高周波成分除去用フィル
タ１ｂと４つの第１のダイオードＤ1a〜Ｄ1dのブリッジ
整流回路１ｃから成る直流電源１を有する。この電源１
に接続された一対の電源端子２ａ、２ｂ間には第２のダ
イオードＤ2 を介して電解コンデンサ（有極性コンデン
サ）から成る平滑用の第１のコンデンサＣ1 が接続され
ている。この第１のコンデンサＣ1 はスイッチングレギ
ュレータ回路の直流電源として機能する。従って、この
第１のコンデンサＣ1 に並列に第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路が接続されている。なお、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 はソースがサブストレート
に接続された絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）から成り、本来のＦＥＴ部分である制
御スイッチＳ1 、Ｓ2 とこれに逆並列接続されたダイオ
ードＤa 、Ｄb とを含む。勿論このスイッチＱ1 、Ｑ2
をバイポーラトランジスタとこれに逆並列接続されたダ
イオードで構成することもできる。また、ダイオードＤ
a 、Ｄb を内蔵させないで個別ダイオードとすることが
できる。第１の電源端子２ａと第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 の相互接続中点３との間には第２のコンデン
サＣ2 とコイルから成る第１のインダクタンス（リアク
トル）Ｌ1 との直列回路が接続されている。

【００１０】共振型のＤＣ−ＤＣコンバータの出力回路
を構成するために第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の
接続中点３と電源用コンデンサＣ1 の下端即ち第２のス
イッチＱ2 のソースとの間に共振用の第２のインダクタ
ンスＬ2 を有する１次巻線Ｎ1 と共振用の第３のコンデ
ンサＣ3 との直列回路（出力共振回路）が接続されてい
る。なお、トランスＴの１次巻線Ｎ1 は漏洩インダクタ
ンスから成る第２のインダクタンスＬ2 の他に１次巻線
Ｎ1 に対して等価的に並列に接続された励磁インダクタ
ンスを有する。トランスＴの２次巻線Ｎ2 はセンタタッ
プによって第１及び第２の巻線Ｎ2a、Ｎ2bに分けられ、
これ等の一端は第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 を
介して出力平滑用コンデンサＣ0 の一端に接続され、セ
ンタタップはコンデンサＣ0 の他端に接続されている。
負荷（図示せず）を接続するための出力端子４、５は出
力平滑コンデンサＣ0 に接続されている。なお、ダイオ
ードＤ3 、Ｄ4 から成る全波整流器とコンデンサＣ0 と
の間に特願昭６−８４１０５号の図１１と同様にチョー
クコイルを接続してもよい。

【００１１】第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のター
ンオフ時のスイッチング損失を低減させるための部分共
振回路を形成するために第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2に並列にコンデンサＣa 、Ｃb が接続されている。
なお、このコンデンサＣa 、Ｃb を第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 の浮遊容量（ストレーキャパシタンス）
とすることができる。

【００１２】第２のコンデンサＣ2 と第１のインダクタ
ンスＬ1 の接続点と第１のコンデンサＣ1 の下端との間
に充電電圧抑制用コンデンサＣ4aが接続されている。こ
のコンデンサＣ4aは軽負荷時における平滑用コンデンサ
Ｃ1 の電圧の上昇を抑える。この詳しい理由は後述す
る。

【００１３】第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を交互
にオン・オフするための制御回路６は、出力電圧又は入
力電圧の変動に応じて第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 のオン・オフ周波数を変えて出力電圧を一定に制御す
るように構成されている。このため、制御回路６は出力
端子４、５間に接続された電圧検出用分圧抵抗７、８
と、基準電圧源９と、誤差増幅器（差動増幅器）１０
と、発光ダイオード１１と、ホトトランジスタ１２と、
抵抗１３と、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１４と、制御信
号形成回路１５とから成る。

【００１４】誤差増幅器１０の一方の入力端子は分圧抵
抗７、８の分圧点に接続され、他方の入力端子は基準電
圧源９に接続されている。従って、検出電圧と基準電圧
との差に対応する出力電圧が誤差増幅器１０から得られ
る。発光ダイオード１１は誤差増幅器１０の出力端子と
グランドとの間に接続されているので、誤差出力に対応
して発光する。発光ダイオード１１に光結合されたホト
トランジスタ１２は＋Ｖで示す電源端子とグランドとの
間に抵抗１３を介して接続されている。従って、出力電
圧が上昇して発光ダイオード１１の出力が大きくなる
と、抵抗１３の電圧が低くなる。ホトトランジスタ１２
と抵抗１３との分圧点に接続されたＶＣＯ１４は抵抗１
３の電圧に比例した周波数信号を出力する。ＶＣＯ１４
に接続された制御信号形成回路１５はＶＣＯ１４の出力
を方形波に整形してライン１６ａを介して第１のスイッ
チＱ1 の制御端子（ゲート）に図７（Ａ）に示す方形波
の制御信号Ｖg1を供給すると共にライン１６ａの波形を
位相反転し且つ相互間に僅かな一定間隔幅のデッド・タ
イムＴd を設けた図７（Ｂ）に示す方形波の制御信号Ｖ
g2をライン１６ｂを介して第２のスイッチＱ2 の制御端
子（ゲート）に供給する。

【００１５】

【動作の概要】ＤＣ−ＤＣコンバータの直流電源として
機能する第１のコンデンサＣ1 はブリッジ整流回路１ｃ
の出力で充電される。この充電はインダクタンスＬ1 の
昇圧作用を伴なって行われる。この昇圧充電はＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を兼
用して行われる。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の
オン・オフ動作によって１次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタ
ンスＬ2 とコンデンサＣ3 の直列共振回路が駆動され、
この直列共振に基づく電流即ち電力に対応した出力がト
ランスＴの２次巻線Ｎ2 側に得られる。出力端子４、５
の電圧は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・オ
フ周波数を変えることによって制御される。軽負荷によ
って出力電圧が上昇すると、第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数を高くして出力電圧を下げ
る。特願平６−８４１０５号の図１９に記載されたスイ
ッチング電源装置と同様に本願の図３のコンデンサＣ4a
を有さない回路においては、軽負荷になるに従って入力
平滑用コンデンサＣ1 の電圧が上昇する。

【００１６】

【コンデンサＣ4aの無い場合の動作】コンデンサＣ4aが
無い場合の第１のコンデンサＣ1 の充電動作を説明する
と、第２のスイッチＱ2 のオン期間に電源１と第２のコ
ンデンサＣ2 と第１のインダクタンスＬ1 とから成る回
路で第２のコンデンサＣ2 が充電されると共に第１のイ
ンダクタンスＬ1 にエネルギーが蓄積される。次に、第
２のスイッチＱ2 がオフになり、第１のスイッチＱ1 が
オンになると、電源１とコンデンサＣ2 と第１のインダ
クタンスＬ1 とダイオードＤa と第１のコンデンサＣ1
の回路で第１のコンデンサＣ1 が昇圧充電される。第１
のインダクタンスＬ1 のエネルギーの放出が終了する
と、第２のコンデンサＣ2 の放電が生じ、第２のコンデ
ンサＣ2 と第２のダイオードＤ2 と第１のスイッチＱ1
とから成る回路で第１のインダクタンスＬ1 の逆充電が
生じる。次に、第１のスイッチＱ1 がオフ、第２のスイ
ッチＱ2 がオンになると、第１のインダクタンスＬ1 と
第２のコンデンサＣ2 と第２のダイオードＤ2 と第１の
コンデンサＣ1 とダイオードＤb の回路で第１のコンデ
ンサＣ1 が充電される。コンデンサＣ4aが無い場合の等
価回路は図４の等価回路からコンデンサＣ4aを省いた回
路となるので、コンデンサＣ1 と第１及び第２のスイッ
チＱ1 、Ｑ2 との組み合せから成る等価方形波発生源ｅ
の電圧の全部がコンデンサＣ1 の充電に寄与し、充電電
圧が高くなる。なお、コンデンサＣ4aの無い場合におい
て、出力電圧Ｖ0 を一定に制御している時に負荷電流Ｉ
0 が変化すると、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の
オン・オフ周波数ｆは図６の特性線Ａに示すように変化
する。即ち負荷電流Ｉ0 が小さくなるに従って周波数ｆ
は高くなる。この時、第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1
は定電圧制御されていないので変化する。もし、出力電
圧Ｖ0 とは無関係に第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1を
一定に保つ場合には負荷電流Ｉ0 の変化に応じて図６の
特性線Ｂに示すように周波数を大幅に変化させなければ
ならない。特願平６−８４１０５号の図１９の回路では
出力電圧Ｖ0 を一定にするように制御されているので、
出力電流Ｉ01のような軽負荷時には第１のコンデンサＣ
1 の電圧Ｖc1を所望電圧値にするためにｆb −ｆa だけ
周波数が低過ぎることを意味する。この結果第１のコン
デンサＣ1 の充電電圧の上昇が生じる。要するに、コン
デンサＣ4aを持たない回路では軽負荷時には負荷で要求
されるエネルギーよりも第１のコンデンサＣ1 の充電エ
ネルギーが大きくなるためにこの電圧Ｖc1の上昇が生じ
る。第１のコンデンサＣ1 の充電電圧Ｖc1が高過ぎる
と、この第１のコンデンサＣ1 として耐圧の高い高価な
電解コンデンサを使用することが必要になる。

【００１７】

【図９の説明】図９（Ａ）、（Ｂ）は第２及び第１のス
イッチＱ2 、Ｑ1 のドレイン・ソース間電圧Ｖds2 、Ｖ
ds1 を示し、図９（Ｃ）はコンデンサＣ2 を流れる電流
Ｉc2を示し、図９（Ｄ）は１次巻線Ｎ1 に流れる電流Ｉ
2 を示し、図９（Ｅ）は第１のスイッチＱ1 を流れる電
流Ｉq1を示し、図９（Ｆ）はコンデンサＣ4aの電圧Ｖc4
a を示し、図９（Ｇ）は第２のダイオードＤ2 を流れる
電流Ｉd2を示す。なお、図９において実線で示す波形は
標準負荷状態を示すものであり、点線で示す波形は軽負
荷状態を示すものである。

【００１８】

【ＤＣ−ＤＣコンバータの基本動作】第１のコンデンサ
Ｃ1 が既に充電されている場合において、図９のｔ1 〜
ｔ6で第１のスイッチＱ1 がオンになると、第１のコン
デンサＣ1 と第１のスイッチＱ1 と１次巻線Ｎ1 と第３
のコンデンサＣ3 の閉回路から成る直列共振によって電
流Ｉ2 が流れる。また、ｔ7 〜ｔ12の第２のスイッチＱ
2 のオン期間には、第３のコンデンサＣ3 と１次巻線Ｎ
1 と第２のスイッチＱ2 の閉回路から成る直列共振回路
によって電流Ｉ2 が流れる。第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数ｆと直列共振による出力電
流Ｉ0 即ち出力電圧Ｐとの関係は図５に示すようにな
り、オン・オフ周波数ｆがＬ2 Ｃ3 共振周波数ｆ0 に一
致した時に最大電流即ち最大電力となる。本実施例では
オン・オフ周波数ｆをｆ1 〜ｆ2 の範囲で変化させるこ
とによって出力電圧Ｖ0 を一定に制御している。なお、
Ｌ2Ｃ3 の共振電流の大きさ（最大振幅）は負荷の大き
さに従って比例的に変化するので、負荷変化による出力
電圧の調整作用が生じ、オン・オフ周波数をさほど大き
く変えることは不要であり、図６の特性線Ａに従うよう
にオン・オフ周波数ｆが狭い範囲で変化する。なお、制
御信号Ｖg1、Ｖg2を示す図７のｔ1 時点よりも前はオン
・オフ周波数ｆの低い状態を示し、ｔ1 時点よりも後は
オン・オフ周波数ｆの高い状態を示す。上述から明らか
なように図３のＤＣ−ＤＣコンバータの基本動作は特願
平６−８４１０５号の図１１及び図１９等に記載されて
いる従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータと同一である。

【００１９】

【コンデンサＣ1 の充電動作】図３の回路におけるコン
デンサＣ1 の充電の基本動作は図３からコンデンサＣ4a
を省いた特願平６−８４１０５号の回路と実質的に同じ
である。即ち、第２のスイッチＱ2 のオン期間に電源１
と第２のコンデンサＣ2 と第１のインダクタンスＬ1 と
ダイオードＤa （第１のスイッチＱ1 ）と第１のコンデ
ンサＣ1 の閉回路が形成されて第１のコンデンサＣ1 が
充電される。この第４のコンデンサＣ4aが既に所定電圧
に充電されている第１のインダクタンスＬ1 と第２のス
イッチＱ2 とから成る回路で第１のインダクタンスＬ1
にエネルギーを蓄積し、第２のスイッチＱ2 がオフして
第１のスイッチＱ1 がオンした期間に第１のインダクタ
ンスＬ1 のエネルギーの放出によって第１のインダクタ
ンスＬ1 と第１のスイッチＱ1 と第１のコンデンサＣ1
と電源１と第２のコンデンサＣ2 とから成る回路で第１
のコンデンサＣ1 を充電する。第１のインダクタンスＬ
1 のエネルギーの放出が終了すると、第２のコンデンサ
Ｃ2 の放電によって第２のコンデンサＣ2 と第２のダイ
オードＤ2 と第１のスイッチＱ1 と第１のインダクタン
スＬ1 の回路で第１のインダクタンスＬ1 の逆方向の充
電が行われる。次に第１のスイッチＱ1 がオフになる
と、第１の第１のインダクタンスＬ1 のエネルギーの逆
方向の放出によって第１のインダクタンスＬ1 と第２の
コンデンサＣ2 と第２のダイオードＤ2 と第１のコンデ
ンサＣ1 と第２のスイッチＱ2 とから成る回路で第１の
コンデンサＣ1 が充電される。本願の図３の回路では上
述の基本動作の他に共振用コンデンサＣ4aに基づく共振
動作が生じる。即ち、第４のコンデンサＣ4aを付加する
ことによってこの第４のコンデンサＣ4aと第１のインダ
クタンスＬ1 との直列共振回路が形成され、この直列共
振回路が第１のコンデンサＣ1 の充電に関与する。Ｃ4a
Ｌ1 共振回路の共振周波数は最大負荷の時の第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数にほぼ一致
するように設定されている。即ち図５の周波数ｆ0 に一
致する共振周波数を有するようにコンデンサＣ4a及び第
１のインダクタンスＬ1 の値が決定されている。Ｃ4aＬ
1 共振回路の第１のコンデンサＣ1 の充電への寄与度は
最大負荷の時即ち第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の
オン・オフ周波数ｆが最も低い時に最大であり、軽負荷
になってオン・オフ周波数ｆが低下するに従って上記寄
与度が低下する。これにより、軽負荷時に第１のコンデ
ンサＣ1 の電圧が必要以上に高くなることを抑制でき
る。図４はコンデンサＣ1 の充電回路を機能的に示す。
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 で得られる方形波電
源ｅの電圧は付加したコンデンサＣ4aによって分割され
るためにコンデンサＣ1 の充電に対する寄与が低くなる
ことを示している。即ち、共振動作で充電されるコンデ
ンサＣ4aの電圧が低くなると、第１のコンデンサＣ1 の
充電電圧も低くなり、第１のコンデンサＣ1 の電圧の上
昇が抑制される。

【００２０】

【図９の各区間の動作】次に、図９の各区間の動作を説
明する。なお、説明を簡略化するために図３の各回路素
子の符号のみの配列によって電流経路を示す。まず、図
９のｔ1 〜ｔ2 区間では、１−Ｃ2 −Ｌ1 −Ｑ1 （Ｄa
）−Ｃ1 の経路の電流で第１のコンデンサＣ1 が充電
される。また、Ｃ4a−Ｌ1 −Ｑ1 （Ｄa）−Ｃ1 の共振
回路も第１のコンデンサＣ1 の充電に関与する。このｔ
1 〜ｔ2区間においてコンバータ側では、１次巻線Ｎ1
（第２のインダクタンスＬ2 ）の蓄積エネルギーの放出
によってＮ1 （Ｌ2 ）−Ｑ1 （Ｄa ）−Ｃ1 −Ｃ3 の閉
回路に電流が流れる。

【００２１】図９のｔ2 〜ｔ3 区間での第１のコンデン
サＣ1 の充電回路は前のｔ1 〜ｔ2区間と同一である。
コンバータ側においてはｔ2 での１次巻線Ｎ1 の第２の
インダクタンスＬ2 の蓄積エネルギーの放出の終了後
に、この充電モードとなり、Ｃ1 −Ｑ1 −Ｎ1 （Ｌ2 ）
−Ｃ3 の閉回路に共振電流が流れる。

【００２２】図９のｔ3 〜ｔ4 区間では、この始まりの
時点ｔ3 で第１のインダクタンスＬ1 のエネルギーの放
出が終了し、第４のコンデンサＣ4aは前のｔ2 〜ｔ3 区
間で下側が正になるように充電されているので、第４の
コンデンサＣ4aの放電モードとなり、Ｃ4a−Ｃ1 −Ｑ1
−Ｌ1 の回路に共振電流が流れ、第１のコンデンサＣ1
及び第１のインダクタンスＬ1 が逆充電される。なお、
ｔ3 〜ｔ4 区間のコンバータ側の電流はｔ2 〜ｔ3 区間
と同一経路を流れる。

【００２３】図９のｔ4 〜ｔ5 区間では、Ｌ1 −Ｃ2 −
Ｄ2 −Ｑ1 の閉回路が形成される。コンバータ側には前
のｔ3 〜ｔ4 区間と同一の共振回路が形成される。

【００２４】図９のｔ5 〜ｔ6 区間における第１のコン
デンサＣ1 の充電側回路の動作はｔ4 〜ｔ5 区間と同じ
であり、Ｌ1 −Ｃ2 −Ｄ2 −Ｑ1 の回路が形成されてい
る。コンバータ側においては、ｔ5 時点でＬ2 Ｃ3 の共
振電流の正の半波が流れ終る。しかし、次に負の半波の
共振電流は流れない。これはダイオードＤ3 、Ｄ4 によ
って出力平滑コンデンサＣ0 がトランスから切り離され
た状態となり、１次巻線Ｎ1 が無限大のインピーダンス
となるからである。しかし、１次巻線Ｎ1 に等価的に並
列に接続された励磁インダクタンスがあり、これは漏洩
インダクタンスＬ2 よりも大きいので、これに基づく電
流がｔ4 〜ｔ5 区間と同様な回路に流れる。

【００２５】図９のｔ6 〜ｔ7 区間のコンデンサＣ1 の
充電側の回路動作は前のｔ5 〜ｔ6区間と実質的に同一
である。但し、第１のスイッチＱ1 がオフになるので、
ここに並列に接続された部分共振用コンデンサＣa を通
って電流が流れる。コンバータ側においては、第１のス
イッチＱ1 のオフ制御と同時にコンデンサＣa の充電が
開始して第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖds1 が図９（Ｂ）
に示すように徐々に上昇し、ゼロボルトスイッチングが
達成され、スイッチング損失が小さくなる。第１のスイ
ッチＱ1 の電圧の上昇とは逆に第２のスイッチＱ2 の電
圧Ｖds2 が図９（Ａ）に示すように低くなる。この時、
第２のスイッチＱ2 に並列の部分共振用コンデンサＣb
の放電がＣb −Ｎ1 −Ｃ3 の回路で生じる。従って、所
定のデッド・タイムＴd の後に第２のスイッチＱ2 がオ
ンになってもコンデンサＣb の電荷が第２のスイッチＱ
2 を通って放出されず、損失が小さくなる。

【００２６】図９のｔ7 〜ｔ8 区間でのコンデンサＣ1
の充電回路側の動作はｔ6 〜ｔ7 区間と同一である。こ
のｔ7 〜ｔ8 区間のコンバータ側では、１次巻線Ｎ1 の
インダクタンスＬ2 の蓄積エネルギーの放出によってＮ
1 （Ｌ2 ）−Ｃ3 −Ｑ2 （Ｄb ）の回路が形成される。

【００２７】図８のｔ8 〜ｔ9 区間でのコンデンサＣ1
の充電側回路の動作は前のｔ7 〜ｔ8 区間と同一であ
る。このｔ8 〜ｔ9 区間のコンバータ側では、コンデン
サＣ3の放電によってＣ3 −Ｎ1 （Ｌ2 ）−Ｑ2 の共振
回路が形成され、共振電流が流れる。

【００２８】図９のｔ9 〜ｔ10区間では、第４のコンデ
ンサＣ4aの放電に基づいてＣ4a−Ｌ1 −Ｑ2 の共振回路
が形成される。ｔ9 〜ｔ10区間のコンバータ側の動作は
ｔ8〜ｔ9 区間と同一である。

【００２９】ｔ10〜ｔ11区間では、１−Ｃ2 −Ｌ1 −Ｑ
2 の回路に電流Ｉc2が流れる。このｔ10〜ｔ11の区間の
コンバータ側の動作は前のｔ9 〜ｔ10と同一である。

【００３０】ｔ11〜ｔ12の区間のコンデンサＣ1 の充電
側の動作は前のｔ10〜ｔ11区間と同一である。コンバー
タ側においては、ｔ11でＬ2 Ｃ3 共振電流が終了し、そ
の後は励磁インダクタンスとコンデンサＣ3 の共振に基
づく電流が流れる。

【００３１】ｔ12〜ｔ13区間におけるコンデンサＣ1 の
充電側の動作はｔ11〜ｔ12区間と同一である。但し、第
２のスイッチＱ2 がオフになるのでコンデンサＣb を通
って電流Ｉc2が流れる。コンバータ側においては第２の
スイッチＱ2 のオフ制御によってこれに並列の部分共振
用コンデンサＣb の電圧が徐々に上昇し、第２のスイッ
チＱ2 のゼロボルトスイッチングが達成される。コンデ
ンサＣb の電圧上昇とは逆にコンデンサＣa の電圧は低
下する。コンデンサＣb に蓄積されていたエネルギーは
第１のスイッチＱ1 がオンになる前に放出される。

【００３２】本実施例は次の効果を有する。（１）ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ1 、Ｑ2 の
オン・オフを使用してコンデンサＣ1 を電源１の電圧よ
りも高く充電できる。（２）電流Ｉ1 は図８（Ｃ）に示すように電圧の振幅
に応じてピーク値が変化する三角波となり、電圧の大小
にさほど影響されない三角波となる。従って、力率改善
を良好に行うことができる。（３）コンデンサＣ1 の充電側にＬ1 Ｃ4aの共振回路
を有し、この共振回路のコンデンサＣ1 の充電への寄与
は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波
数ｆが高くなるに従って低くなるので、第１のコンデン
サＣ1 の電圧上昇を抑制することができる。

【００３３】

【第２の実施例】次に、図１０〜図１２を参照して第２
の実施例のスイッチング電源装置を説明する。但し、第
２の実施例及び後述する別の実施例を示す図面において
図３〜図９と実質的に同一の部分、又は各実施例で相互
に共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略
する。

【００３４】図１０の回路は図３のコンデンサＣ4aの代
りに第２のダイオードＤ2 に並列にコンデンサＣ4bを接
続したものである。図１０の各部の波形は図１１に示す
通りであり、コンデンサＣ4bの電圧Ｖc4b 及びＩc2以外
は図９と同一である。従って、図１０の回路の動作は図
３の回路の動作と基本的に同一である。即ち、図９のｔ
3 〜ｔ4 区間、ｔ9 〜ｔ10区間で図３のコンデンサＣ4a
を通る共振電流が流れた代りに、図１０の回路では図１
１のｔ3 〜ｔ4 区間でＬ1 −Ｃ2 −Ｃ4b−Ｑ1の回路で
共振電流が流れ、また、図１１のｔ9 〜ｔ10区間でＬ1
−Ｑ2 −Ｃ1 −Ｃ4b−Ｃ2 の回路で共振電流が流れる。

【００３５】図１０のコンデンサＣ1 の充電側の等価回
路は図１２で示すことができる。これから明らかなよう
に第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・オフで生
じる方形波電源によるコンデンサＣ1 の充電は共振周波
数をずれることによって図４と同様に低下する。従っ
て、図１０の回路によって図３の回路と同一の作用効果
を得ることができる。

【００３６】

【第３の実施例】図１３のスイッチング電源装置は、図
３の回路にコンデンサＣ4b、Ｃ4c、Ｃ4dを付加したもの
である。コンデンサＣ4bは図１０と同様にダイオードＤ
2 に並列に接続され、コンデンサＣ4cは電源１に並列に
接続され、コンデンサＣ4dはコンデンサＣ4aの上端とコ
ンデンサＣ1 の上端との間に接続されている。

【００３７】コンデンサＣ4b、Ｃ4c、Ｃ4dはコンデンサ
Ｃ4aと同様に共振回路を形成するものであり、等価的に
図１４に示すことができる。図１３の基本的動作は図３
と同一であるので、これと同一の作用効果が得られる。
なお、図１３においてコンデンサＣ4a、Ｃ4b、Ｃ4c、Ｃ
4dのいずれか１つとすること又はいずれか２つの組み合
せとすることができる。

【００３８】

【第４の実施例】図１５のスイッチング電源装置は、コ
ンデンサＣ4aの上端をインダクタンスＬ1 の中間に接続
したものである。この様にしても図３と同一の作用効果
が得られる。なお、図１３に示したコンデンサＣ4dをイ
ンダクタンスＬ1 の中間とコンデンサＣ1 の上端との間
に接続することができる。また、図１５の回路に図１３
と同様にコンデンサＣ4b、Ｃ4c、Ｃ4dの一部又は全部を
付加することができる。

【００３９】

【第５の実施例】図１６のスイッチング電源装置は、図
１３の回路においてコンデンサＣ2 とインダクタンスＬ
1 の位置を入れ替えたものである。この様に構成しても
図３及び図１３と同様の作用効果を得ることができる。
なお、図３、図１０、図１５においてもコンデンサＣ2
とインダクタンスＬ1 の位置を入れ替えることができ
る。

【００４０】

【第６の実施例】図１７のスイッチング電源装置は、図
１３の回路に１次巻線Ｎ1 及び２次巻線Ｎ2 に電磁結合
された３次巻線Ｎ3 を追加し、この３次巻線Ｎ3 をイン
ダクタンスＬ1 に直列に接続したものである。図１７の
３次巻線Ｎ3 には負荷の大きさに応じた電圧が得られ
る。負荷が軽くなった時又は無負荷の時に３次巻線Ｎ3
の電圧が下るので、コンデンサＣ4a、Ｃ4b、Ｃ4c、Ｃ4d
の交流電圧も下り、第１のコンデンサＣ1 の電圧上昇を
抑制することができる。図１７のスイッチング電源装置
の等価回路を図１８で示すことができる。なお、図１７
において３次巻線Ｎ3を独立に設けて１次及び２次巻線
Ｎ1 、Ｎ2 に電磁結合させる代りに、１次巻線のタップ
にインダクタンスＬ1 の一端を接続することができる。
また、３次巻線Ｎ3 が漏洩インダクタンスを有するよう
にトランスＴを形成し、インダクタンスＬ1 を省くこと
ができる。また、図１７においてもコンデンサＣ4a、Ｃ
4b、Ｃ4c、Ｃ4dのいずれか１つとするか、又は２又は３
個の組み合せとすることができる。また、３次巻線Ｎ3
の下端の接続箇所を点線で示すように１次巻線Ｎ1 の下
端、又はコンデンサＣ3 の下端、又はコンデンサＣ1 の
上端とすることができる。

【００４１】

【第７の実施例】図１９のスイッチング電源装置は、図
３の回路において第１のインダクタンスＬ1 の一端を第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の接続中点３に接続す
る代りに１次巻線Ｎ1 と共振用コンデンサＣ3 との間に
接続し、且つコンデンサＣ4aを省いたものである。これ
により、図１９ではコンデンサＣ3 の両端から高周波信
号を得ることになる。即ちコンデンサＣ3 がコンバータ
のための共振回路とコンデンサＣ1 の充電のための共振
回路で兼用されている。

【００４２】図１９の回路では第１のコンデンサＣ1 の
電圧が高くなると、第３のコンデンサＣ3 の交流電圧が
低くなる。逆に第１のコンデンサＣ1 の電圧が低くなる
と、第３のコンデンサＣ3 の交流電圧が高くなる。従っ
て、電源１の電圧が高いと力率が悪く、逆に低いと力率
が良くなる。

【００４３】図２０は図１９の第２のスイッチＱ2 の電
圧Ｖds2 、コンデンサＣ3 の電圧Ｖc3、コンデンサＣ3
の電流Ｉc3、第２のダイオードＤ2 の電流Ｉd2、電源１
を通る電流Ｉ1 を示す。なお、図２０の実線は入力電圧
の高い時の波形であり、点線は入力電圧の低い時の波形
である。交流電圧の１周期の入力電流Ｉ1 の波形は図２
１になる。この図２１においても実線は入力電圧の高い
時の波形であり、点線は入力電圧が低い時の波形であ
る。

【００４４】なお、図１９において、１次巻線Ｎ1 のイ
ンダクタンスＬ2 を第１のインダクタンスＬ1 の代りと
して使用し、図１９の回路から第１のインダクタンスＬ
1 を省くことができる。また、図１９の回路に図１３の
コンデンサＣ4a、Ｃ4b、Ｃ4c、Ｃ4dのいずれか１つ又は
複数個を追加することができる。

【００４５】

【第８の実施例】図２２はスイッチＳのオン・オフによ
って倍電圧回路と通常の全波整流回路との切替えを行う
ようにしたスイッチング電源装置の一部を示す。なお、
図２２ではトランスＴの２次側が省かれているが、この
２次側回路は図３と同一である。また、倍電圧回路を形
成するためにコンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ4b、Ｃ4c、ダイ
オードＤ2 の他にコンデンサＣ1 ′、Ｃ2 ′、Ｃ4b′、
Ｃ4c′、ダイオードＤ2 ′が設けられている。図２２の
回路は倍電圧を得ること以外は図３と実質的に同一であ
る。

【００４６】

【第９の実施例】図２３は３相交流電圧を整流してＤＣ
−ＤＣコンバータの電源とするスイッチング電源装置の
一部を示す。なお、図２３でトランスＴの２次側の回路
は省略されているが、これは図３と同様に形成されてい
る。図２３では三相交流電源ｅ3にダイオードＤ11〜Ｄ1
6から成る３相のブリッジ整流回路が接続され、ダイオ
ードＤ11〜Ｄ16に直列にダイオードＤ2a、Ｄ2b、Ｄ2c、
Ｄ2d、Ｄ2e、Ｄ2fが接続されている。ダイオードＤ11〜
Ｄ17のカソードとダイオードＤ14〜Ｄ16のアノードとの
間にはコンデンサＣ2a、Ｃ2b、Ｃ2c、Ｃ2d、Ｃ2e、Ｃ2f
がブリッジ接続されている。ダイオードＤ2a、Ｄ2b、Ｄ
2cの出力ラインとダイオードＤ2d、Ｄ2e、Ｄ2fの共通接
続ラインとの間に平滑用の第１のコンデンサＣ1 が接続
されている。コンデンサＣ2a、Ｃ2b、Ｃ2cとコンデンサ
Ｃ2d、Ｃ2e、Ｃ2fとの接続点に３つのインダクタンス
（リアクトル）Ｌ1a、Ｌ1b、Ｌ1cの一端が接続されてい
る。各インダクタンスＬ1a、Ｌ1b、Ｌ1cの他端は第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の接続点３に接続されてい
る。各インダクタンスＬ1a、Ｌ1b、Ｌ1cの一端と第１の
コンデンサＣ1 の下端との間にコンデンサＣ4a1 、Ｃ4a
2 、Ｃ4a3 が接続されている。図２３において１相分の
みの回路は図３と実質的に同一であるので、図３と同一
の効果を得ることができる。

【００４７】

【第１０の実施例】図２４のスイッチング電源装置は、
図３からトランスＴ及びこの２次側の整流回路を省き、
第１のコンデンサＣ1 の電圧を直流出力端子４、５に直
接に与えるように形成したものである。制御回路６は図
３と同一に構成され、第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1
を一定にする。これにより、コンデンサＣ4aが無くとも
第１のコンデンサＣの電圧が軽負荷時に上昇しない。し
かし、この場合、軽負荷時のコンデンサＣ1 の電圧の上
昇を抑えるために第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2の
オン・オフ周波数ｆを大幅に変えなければならない。こ
れに対して、本発明に従うコンデンサＣ4aを付加する
と、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周
波数ｆを大幅に変えずにコンデンサＣ1 の定電圧化が可
能になる。

【００４８】

【第１１の実施例】図２５のスイッチング電源装置で
は、電池等の直流電源１′の端子２ａに第１のダイオー
ドＤ1 を介して第２のダイオードＤ2 が接続されてい
る。また、第２のダイオードＤ2 の出力ラインとグラン
ド端子２ｂとの間に第１及び第３のコンデンサＣ1 、Ｃ
3 の直列回路が接続され、第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 の接続点３と第１及び第３のコンデンサＣ1 、
Ｃ3 の接続点との間にインダクタンスＬ2 を介して１次
巻線Ｎ1 が接続されている。この図２５によっても図３
と同様にＬ1 による昇圧作用及びＣ4aによる電圧抑制作
用を得ることができる。なお、図２５の電源１′と第１
のダイオードＤ1 を図３と同様に交流電源１ａとフィル
タ１ｂと整流回路１ｃとに置き換えて力率改善作用を有
する電源装置にすることができる。

【００４９】

【第１２の実施例】次に、図２６のスイッチング電源装
置ではコンデンサＣ1 及び負荷２０よりも左側の回路と
同一の構成の回路が右側にも設けられている。即ち、電
源１′に第１及び第２のスイッチ回路２１、２２が接続
され、各スイッチ回路２１、２２の出力端子間に負荷２
０が接続されている。要するに図２６の回路はブリッジ
型インバータ回路である。第１のスイッチ回路２１は図
３のスイッチ回路と同一である。第２のスイッチ回路２
２は第３及び第４のスイッチ回路Ｑ3 、Ｑ4 と、ダイオ
ードＤ21、Ｄ22と、コンデンサＣ11、Ｃc 、Ｃd 、Ｃ4
a′と、インダクタンスＬ11とを有して左側の第１のス
イッチ回路２１と同一に構成されている。第２のスイッ
チ回路２２のＱ3 、Ｑ4 、Ｄ21、Ｄ22、Ｃ11、Ｃc 、Ｃ
d 、Ｃ4a′、Ｌ11は第１のスイッチ回路２１のＱ1 、Ｑ
2 、Ｄ1 、Ｄ2 、Ｃ2 、Ｃa 、Ｃb 、Ｃ4a、Ｌ1 に対応
している。負荷２０は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 の相互接続中点と第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4
の相互接続中点との間に接続されている。負荷２０は例
えば出力トランスとこの２次巻線に整流平滑回路を介し
て接続した負荷とで構成される。制御回路２３は第１〜
第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 をブリッジ型インバータと同
様に駆動するように形成されている。しかし、第１及び
第２のスイッチ回路２１、２２に分けて考えると、これ
等はそれぞれ図３のスイッチ回路と同様に制御される。

【００５０】第２及び第３のスイッチＱ2 、Ｑ3 は同時
にオン制御され、第１及び第４のスイッチＱ1 、Ｑ4 も
同時に制御される。これにより、交流出力を得ることが
できる。図２６の第１及び第２のスイッチ回路２１、２
２は図３のスイッチ回路と同一であるので、図３と同一
の作用効果を得ることができる。

【００５１】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。（１）図２７に示すように、トランスＴの１次巻線Ｎ
1 のインダクタンスとは別に第２のインダクタンスＬ2
を１次巻線Ｎ1 に直列に接続することができる。また、
１次巻線Ｎ1 に並列にインダクタンスＬp を接続するこ
とができる。（２）図２８に示すように、２次巻線Ｎ2 に並列にコ
ンデンサＣs を接続することができる。なお、点線で示
すように１次巻線Ｎ1 に並列にコンデンサＣsを接続す
ることができる。コンデンサＣs を設けると無負荷時に
所定値以上の電圧が発生することを防ぐことができる。（３）図２５及び図２６の回路においても図１３に示
すコンデンサＣ4a、Ｃ4b、Ｃ4c、Ｃ4dのいずれか１又は
複数を設けることができる。（４）図９のｔ5 及びｔ11よりも前で第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 をターンオフさせるように第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を制御することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路
図である。

【図２】図１の回路を力率改善に使用した場合の各部の
波形図である。

【図３】第１の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図４】図３のコンデンサ充電回路の等価回路図であ
る。

【図５】図３のトランス１次巻線の共振回路における出
力電力とスイッチのオン・オフ周波数との関係を示す図
である。

【図６】図３の回路で出力電圧とコンデンサＣ1 の電圧
を一定にするために要求される負荷電流とスイッチのオ
ン・オフ周波数との関係を示す図である。

【図７】図３のスイッチ制御信号を示す波形図である。

【図８】図３の回路の整流回路の出力電圧とスイッチＱ
1 のオン・オフと整流回路の電流との関係を示す波形図
である。

【図９】図３の回路の各部の状態を示す波形図である。

【図１０】第２の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１１】図１０の各部の状態を示す波形図である。

【図１２】図１０の回路のコンデンサ充電回路の等価回
路図である。

【図１３】第３の実施例のスイッチング電源装置を示す
波形図である。

【図１４】図１３のコンデンサ充電回路の等価回路を示
す波形図である。

【図１５】第４の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１６】第５の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１７】第６の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１８】図１７のコンデンサ充電回路の等価回路図で
ある。

【図１９】第７の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図２０】図１９の各部の状態を示す波形図である。

【図２１】図１９の整流回路の電流を示す波形図であ
る。

【図２２】第８の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図２３】第９の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図２４】第１０の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。

【図２５】第１１の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。

【図２６】第１２の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。

【図２７】変形例の出力共振回路を示す回路図である。

【図２８】別の変形例の出力回路を示す回路図である。

【符号の説明】

Ｑ1 、Ｑ2 第１及び第２のスイッチＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4a 第１、第２、第３及び第４の
コンデンサＬ1 インダクタンス

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】一対の直流電源端子間にダイオードを介
して接続された平滑用の第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサに対して並列に接続された第１及
び第２のスイッチの直列回路と、前記一対の直流電源端子の一方と前記第１及び第２のス
イッチの相互接続中点との間に接続された第２のコンデ
ンサとインダクタンスとの直列回路と、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフするた
めのスイッチ制御回路と、その一端が前記第２のコンデンサと前記インダクタンス
との間又は前記インダクタンスを形成するコイルの中間
に接続され、その他端が一対の直流電源端子の他方に接
続された充電電圧抑制用コンデンサとを備えていること
を特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】一対の直流電源端子間にダイオードを介
して接続された平滑用の第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサに対して並列に接続された第１及
び第２のスイッチの直列回路と、前記一対の直流電源端子の一方と前記第１及び第２のス
イッチの相互接続中点との間に接続された第２のコンデ
ンサとインダクタンスとの直列回路と、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフするた
めのスイッチ制御回路と、前記ダイオードに並列に接続された充電電圧抑制用コン
デンサとを備えていることを特徴とするスイッチング電
源装置。
【請求項３】一対の直流電源端子間にダイオードを介
して接続された平滑用の第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサに対して並列に接続された第１及
び第２のスイッチの直列回路と、前記一対の直流電源端子の一方と前記第１及び第２のス
イッチの相互接続中点との間に接続された第２のコンデ
ンサとインダクタンスとの直列回路と、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフするた
めのスイッチ制御回路と、前記一対の直流電源端子間に接続された充電電圧抑制用
コンデンサとを備えていることを特徴とするスイッチン
グ電源装置。
【請求項４】一対の直流電源端子間にダイオードを介
して接続された平滑用の第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサに対して並列に接続された第１及
び第２のスイッチの直列回路と、前記一対の直流電源端子の一方と前記第１及び第２のス
イッチの相互接続中点との間に接続された第２のコンデ
ンサとインダクタンスとの直列回路と、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフするた
めのスイッチ制御回路と、その一端が前記第２のコンデンサと前記インダクタンス
との接続点又は前記インダクタンスを得るためのコイル
の中間点に接続され、その他端が前記ダイオードと前記
第１のコンデンサの接続点に接続された充電電圧抑制用
コンデンサとを備えたスイッチング電源装置。
【請求項５】更に、前記第２のスイッチに対して並
列に接続されたトランスの１次巻線と出力共振用コンデ
ンサとの直列回路とを有し、前記１次巻線が出力共振用
インダクタンスを有するように前記トランスが形成され
ているか又は個別の出力共振用インダクタンスが前記１
次巻線に直列に接続されており、前記トランスの２次巻線には出力整流平滑回路が接続さ
れていることを特徴とする請求項１又は２又は３又は４
記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】前記スイッチ制御回路は前記出力整流平
滑回路の出力電圧が一定になるように前記第１及び第２
のスイッチのオン・オフ周波数を変えるように形成され
ていることを特徴とする請求項５記載のスイッチング電
源装置。
【請求項７】前記第２のコンデンサに直列接続された
インダクタンスと前記充電電圧抑制用コンデンサとの共
振周波数が前記第１及び第２のスイッチのオン・オフ周
波数のほぼ最高値に一致するように決定されていること
を特徴とする請求項１又は２又は３又は４又は５又は６
記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】請求項５のスイッチング電源装置の前記
第１のコンデンサを前記出力共振用コンデンサを介して
前記第１及び第２のスイッチの直列回路に並列になるよ
うに接続変更したことを特徴とするスイッチング電源装
置。
【請求項９】更に、前記トランスは３次巻線を有し、
前記３次巻線の一端が前記第２のコンデンサと前記イン
ダクタンスとの直列回路の一端に接続され、前記３次巻
線の他端が前記第１及び第２のスイッチの接続中点又は
前記１次巻線と前記出力共振用コンデンサとの接続中点
又は前記一対の直流電源端子の他方又は前記第１のコン
デンサの前記ダイオード側の端子に接続されていること
を特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】前記３次巻線が漏洩インダクタンスを
有し、前記第２のコンデンサに直列の前記インダクタン
スが省かれていることを特徴とする請求項９記載のスイ
ッチング電源装置。
【請求項１１】一対の直流電源端子間にダイオードを
介して接続された平滑用の第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサに対して並列に接続された第１及
び第２のスイッチの直列回路と、前記第２のスイッチに対して並列に接続されたトランス
の１次巻線と出力共振用コンデンサとの直列回路と、その一端が前記一対の直流電源端子の一方に接続され、
その他端が前記１次巻線と前記出力共振用コンデンサと
の接続点又は前記１次巻線の中間に接続された第２のコ
ンデンサとインダクタンスとの直列回路と、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフするた
めのスイッチ制御回路とを備え、前記１次巻線がインダ
クタンスを有するか又は前記１次巻線に直列に個別のイ
ンダクタンスが接続されていることを特徴とするスイッ
チング電源装置。
【請求項１２】前記第２のコンデンサに直列のインダ
クタンスを省き、このインダクタンスとして前記１次巻
線のインダクタンスを使用することを特徴とする請求項
１１記載のスイッチング電源装置。
【請求項１３】更に、交流電源と前記一対の直流電源
端子との間に接続された整流回路を有することを特徴と
する請求項１から１２までのいずれか１つに従うスイッ
チング電源装置。