JPH11500861A - バラスト・システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 放電ランプ（例えば、蛍光ランプ）のためのＡＣ−ＡＣバラスト・システムが開示されるが、これは、絶縁変圧器を組み込むＰＦＣコンバータと、前記の絶縁変圧器の二次側に提供されるＤＣ−ＡＣインバータを含む。ＡＣライン入力がランプ負荷からＰＦＣコンバータ内の変圧器によって絶縁されるために、長所として、ＰＦＣコンバータのスイッチング周波数をランプ電流周波数（およびＤＣ−ＡＣインバータのスイッチング周波数）より大幅に高くすることができ、これによって、バラスト・システムのサイズおよび重量を、ランプからのＥＭＩ放射の放出を増加させることなく、大幅に低減することが可能になる。この点に関して、本発明のバラスト・システムは、絶縁されたＰＦＣコンバータを持つ２−周波数バラスト・システムと見做すことができる。本発明のバラスト・システムの一つの実施例においては、ＰＦＣコンバータは、ＤＣ−ＤＣコンバータと、絶縁変圧器の一次側に提供されるディザー力率補正回路を含含み、一方、ＤＣ−ＡＣインバータは、従来のハーフブリッジあるいはフルブリッジＤＣ−ＡＣインバータとされる。ＰＦＣコンバータは、第１のスイッチング回路と、この第１のスイッチング回路の動作を制御するために提供される第１の制御回路を含む。より詳細には、この第１の制御回路は、第１のスイッチング回路を第１のスイッチング周波数にて動作する。第１の制御回路は、また、力率の補正を行なうために、第１のスイッチング回路のスイッチング周波数を変調する。ＤＣ−ＡＣインバータは、第２のスイッチング回路と、この第２のスイッチング回路の動作を制御するために提供された第２の制御回路を含む。より詳細には、この第２の制御回路は、第２のスイッチング回路を、第１のスイッチング周波数よりも大幅に低い、例えば、第１のスイッチング周波数よりも少なくとも１０倍低い、第２のスイッチング周波数にて動作する。この第２の制御回路は、また、正弦波ランプ電流を調整する目的で、第２のスイッチング回路のスイッチング周波数を変調する。ここでは、本発明のバラスト・システムの幾つかの代替実施例についても開示される。

Description

【発明の詳細な説明】 バラスト・システム 本発明は： 低周波ＡＣ電源電圧からＤＣ電圧を生成するためのＡＣ−ＤＣコンバータ、お よび 前記のＤＣ電圧からＡＣ電圧を生成するためのＤＣ−ＡＣコンバータを含む、 ランプのためのバラスト・システム（ｂａｌｌａｓｔ ｓｙｓｔｅｍ）に関する 。 このようなバラスト・システムは、EP0323676 から知られている。一般的には 、ＤＣ−ＡＣコンバータは、低周波数にてスイッチされるフルブリッジ回路など の整流子であるが、ただし、しばしば、ＤＣ−ＡＣコンバータは、１０ｋＨｚの 桁の周波数を持つランプ電流を生成するハーフブリッジ回路である場合もある。 電子安定化（バラスト）ランプ（ＥＢＬ）（安定抵抗管）は、幅広く使用され ている。一般的には、ＥＢＬは、放電ランプ、例えば、蛍光ランプであり、蛍光 ランプは、電子安定化（バラスト）回路（システム）に結合され、電子安定化（ バラスト）回路は、ＡＣライン電圧をランプを動作するための高周波ＡＣ出力電 圧に変換し、これは、また、ランプ電流帰還信号を利用して、正弦波ランプ電流 を調整する。 図１には、従来の電子バラスト・システム２０のブロック図が示されるが、こ のバラスト・システム２０は、電力を電力会社のＡＣ電線２２、例えば、標準の ６０Ｈｚの住宅用アウトレットから受ける。バラスト・システム２０は、ＥＭＩ フィルタ２４を含むが、これは、安定化（バラスト）回路からの高周波ノイズを フィルタ除去する。電力会社の電線からのＡＣ電力は、整流器２６によって整流 されるが、この結果として、脈動ＤＣ出力が生成される。整流器２６からの脈動 ＤＣ出力は、高周波力率補正（ＰＦＣ）ブーストコンバータ２８によって平滑化 されるが、この結果として、高度に減衰された（つまり、低い割合の）リプルを 持つ滑らかなＤＣ出力が生成される。ＰＦＣブーストコンバータ２８は、整流器 ２６からの脈動ＤＣ出力の電流波形と電圧波形の間の位相角度を、零に、一定に 、保ち、これによって、ほぼ１の力率（ｐｆ）を提供する働きをする。一般的に は、産業の要件を満たすために、ガス放電ランプ安定器（バラスト）は、電線か ら、電力を、少なくとも９０％の力率、および２0％以下の高調波ひずみにて、 引くことが要求される。ＰＦＣブーストコンバータからのこの滑らかなＤＣ出力 は、次に、高周波ＤＣ−ＡＣインバータ３０によって高周波（例えば、２５−５ ０ｋＨｚ）ＡＣ電圧に変換され、これは、次に、ランプ３２に、これを点灯（イ グニション）するために送られる。システムの入力電力は、低周波であり、これ に対して出力電力は、高周波であるために、ＰＦＣブーストコンバータ２８内に 、バルクコンデンサＣｅがエネルギーを蓄積するために提供され、これによって 、入力電力と出力電力がバランスされる。電力会社のＡＣ電線入力と、ランプ負 荷との間の絶縁は、インバータ３０によって提供される。制御回路Ａが、ＰＦＣ ブーストコンバータからのＤＣ出力を粗く調整するために利用され、制御回路Ｂ が、高周波ＤＣ−ＡＣコンバータ３０の動作周波数を制御するために利用され、 これによって、ランプ３２に加えられる出力電力が調整される。 図２には、従来のバラスト・システムの典型的に実施例が、部分的な略ブロッ ク図の形式にて示される。この図からわかるように、整流器２６は、ダイオード Ｄ１−Ｄ４から構成されるフルブリッジ整流器であり、ＰＦＣブーストコンバー タ２８は、順バイアスダイオードＤと直列に接続されたコイルＬ１と、この回路 を横断して接続された金属酸化物半導体電界効果形トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ ）スイッチＱを含む。制御回路Ａは、それぞれ、この第１および第２の入力の所 に、整流器２６からの脈動ＤＣ出力の電圧値および電流値を表す、電圧信号ｖお よび 電流信号ｉを受信し、この第３の入力の入力の所にＰＦＣブーストコンバータ２ ８の出力からの帰還信号を受信する。制御回路Ａは、整流器２６からの脈動ＤＣ 出力の電圧波形および電流波形を互いに同相に保つために、スイッチＱのオン・ デューティ比（ｄｕｔｙ ｒａｔｉｏ）および／あるいはスイッチング周波数を 選択的に変化させ、こうして、適当な力率補正を提供する働きを持つ。 図２の説明を続けるが、ＤＣ−ＡＣインバータ３０は、高周波ハーフブリッジ ＤＣ−ＡＣインバータであり、これは、ランプ３２をＡＣライン電圧から絶縁す るための変圧器Ｔを含む。ＤＣ−ＡＣインバータ３０によって生成された高周波 ＡＣ電力は、コイルＬｒとコンデンサＣｒから構成されるＬ−Ｃ共振回路を通じ て正弦波電流としてランプ３２に送られる。制御回路Ｂは、ランプ電流帰還信号 を受信し、これに応答して、ＤＣ−ＡＣインバータ３０のＭＯＳＦＥＴスイッチ Ｑ１およびＱ２のスイッチング周波数を制御し、こうして、ランプ３２に送られ る高周波ＡＣ電流を調整する。 蛍光ランプは、高周波においてアンテナとして働くために、ランプの電流周波 数は、ランプからの過剰なＥＭＩ放射の放出を防ぐために、約１００ｋＨに制限 され、典型的には、ガス放電ランプは、５０ｋＨｚの周波数にて動作される。 上に説明された従来のバラスト・システムは、少なくとも一つの重大な欠点を 有する。つまり、ＤＣ−ＡＣインバータのスイッチング周波数が、ランプ電流周 波数に関する上に述べられた制約によって制限される。このＤＣ−ＡＣインバー タのスイッチング周波数に関する制約のために、励磁要素（例えば、コイルおよ び絶縁変圧器）、および他のリアクティブ（ｒｅａｃｔｉｖｅ）要素（例えば、 コンデンサ）を、５０−１００ｋＨｚの周波数以下に対して設計することが要求 され、このために、これら要素のサイズおよび重量に不当に高い下限が課せられ 、こうして、バラスト・システムの達成可能な小型化が不当に制限される。 本発明は、従来のバラスト・システムの上に説明された重大な欠点を克服する ＡＣ−ＤＣコンバータを含むランプに対する電子バラスト・システムを提供する ことを目的とする。 冒頭で説明されたバラスト・システムは、従って、本発明によると、従来の技 術の欠点を克服するためのＡＣ−ＤＣコンバータを含むことを特徴とするが、こ のＡＣ−ＤＣコンバータは：力率補正回路およびＤＣ−ＤＣコンバータを含み、 前記の力率補正回路は、 誘導性（コイル）手段； 前記の誘導性（コイル）手段に結合されたダイオード手段； 前記のダイオード手段に結合された前記の誘導性（コイル）手段を流れる電流 を制御するための第１のスイッチング手段； 前記の第１のスイッチング手段に結合された容量性（コンデンサ）手段；およ び 前記の第１のスイッチング手段に結合された、前記の第１のスイッチング手段 を、高周波数ｆにて、交互に、伝導性（導通状態）と非伝導性（遮断状態）にす るための第１の制御手段を含み；そして 前記のＤＣ−ＤＣコンバータは、 前記の容量性（コンデンサ）手段に結合された第２のスイッチング手段； 一次巻線が前記の容量性手段に結合された、一次巻線および二次巻線を持つ、 高周波変圧器； 前記の二次巻線に結合された整流器手段；および 前記の第１のスイッチング手段に結合された、前記の第１のスイッチング手段 を、前記の高周波数ｆにて、交互に、伝導性（導通状態）と非伝導性（遮断状態 ）にするための第２の制御回路を含む。 上記の高周波変圧器は、絶縁変圧器として機能する。この変圧器は、ＤＣ−Ｄ Ｃコンバータの一部分であり、ＡＣ電力線入力は、ランプ負荷からこの変圧器に よって絶縁されるために、このＡＣ−ＤＣコンバータ内の第１および第２の両方 のスイッチング手段のスイッチング周波数ｆは、長所として、ランプ電流の周波 数（およびＤＣ−ＡＣインバータのスイッチング周波数）よりも大幅に高くする ことができ、このために、従来のバラスト・システムと比較して、ランプからの ＥＭＩ放射の放出を増加することなく、安定化（バラスト）回路の、誘導性（コ イル）手段、絶縁変圧器、および他のリアクタンス性要素のサイズおよび重量を 、大幅に低減することが可能となる。この点に関して、本発明のバラスト・シス テムは、一つの絶縁された力率補正回路を持つ、２周波数型（ｔｗｏ−ｆｒｅｑ ｕｅｎｃｙ）バラスト・システムと考えることができる。 好ましくは、前記の第１のスイッチング手段は、第１のペアのスイッチを含み 、前記の第２のスイッチング手段は、第２のペアのスイッチを含む。 本発明のバラスト・システムの一つの好ましい実施例においては、含まれる要 素の数が少なくされ、前記の第２のスイッチング手段は、前記の第１のスイッチ ング手段によって形成され、前記の第２の制御回路は、前記の第１の制御回路に よって形成される。 前記のＡＣ−ＤＣコンバータの大幅な小型化を達成するために、前記の高周波 数ｆは、少なくとも、ＤＣ−ＡＣコンバータによって生成されるＡＣ電圧の１０ 倍とされ、好ましくは、５００ｋＨｚ以上にされる。 力率補正回路が、ディザー力率補正回路、ハーフブリッジ力率補正コンバータ 、あるいは、プッシュプル力率補正コンバータから構成される実施例にて良好な 結果が得られている。 ＡＣ−ＤＣコンバータのみでなく、ＤＣ−ＡＣコンバータの小型化も、ＤＣ− ＡＣコンバータが高周波パルス幅変調ＤＣ−ＡＣコンバータである場合は実現可 能であが、この場合、前記のＤＣ−ＡＣコンバータは、 前記のＤＣ電圧から高周波電圧を生成するための第３のスイッチング手段；お よび 前記の第３のスイッチング手段に結合された、前記の第３のスイッチング手段 を、交互に、伝導性（導通状態）および非伝導性（遮断状態）にするための制御 信号を生成するための第３の制御回路を含み、この第３の制御回路は、前記の第 ３の制御信号のパルス幅をＤＣ−ＡＣコンバータによって生成されたＡＣ電圧の 周波数に等しい周波数にて変調するための手段、および前記の高周波電圧を復調 するための手段を含む。 高周波電圧の周波数は、比較的高く選択される。第３の制御信号の変調によっ て、ＡＣ電圧の周波数による変調が行なわれる。復調のための手段は、前記の変 調された高周波電圧からＡＣ電圧を生成する。この方法では、第３の制御信号の 周波数は、変調周波数（つまり、ＤＣ−ＡＣコンバータによって生成されたＡＣ 電圧の周波数）より大幅に高く選択することが可能であるために、ＤＣ−ＡＣコ ンバータを大幅に小型化することが可能となる。好ましくは、前記の第３のスイ ッチング手段は、第３のペアのスイッチを含み、前記の高周波パルス幅変調ＤＣ −ＡＣコンバータは、ブリッジ回路を含む。 本発明のこれらおよび様々な他の特徴および長所が、以下の詳細な説明を付属 の図面との関連で参照することによって、容易に理解できるものである。 図１は、従来の電子バラスト・システムのブロック図であり； 図２は、図１に示される従来のバラスト・システムの典型的な実施例の部分略 ブロック図であり； 図３は、本発明の現時点において好ましいとされる実施例を構成する電子バラ スト・システムのブロック図であり； 図４は、図３に示される本発明のバラスト・システムの一例としての実施例の 部分略ブロック図であり； 図５Ａ−５Ｄは、図４に示される本発明のバラスト・システムのディザー力率 補正回路の動作の一連のステージを示す略図であり； 図６は、図４に示される本発明のバラスト・システムのＤＣ−ＤＣコンバータ に対する等価回路であり； 図７は、図６に示される本発明の好ましい実施例によるバラスト・システムの ＤＣ−ＤＣコンバータに対する動作周波数の図であり； 図８は、本発明のバラスト・システムの第１の代替実施例の部分略ブロック図 であり； 図９は、本発明のバラスト・システムの第２の代替実施例の部分略ブロック図 であり； 図１０は、本発明のバラスト・システムの第３の実施例のブロック図であり； 図１１は、図１０に示される本発明の第３の代替実施例によるバラスト・シス テムのＰＷＭ ＤＣ−ＡＣインバータの第１の実施例の部分略ブロック図であり ； 図１２は、図１０に示される本発明の第３の代替実施例によるバラスト・シス テムのＰＷＭ ＤＣ−ＡＣインバータの第２の実施例の部分略ブロック図であり ； 図１３は、図１１に示されるＰＷＮ ＤＣ−ＡＣインバータの第１の実施例の 動作波形を示す図であり； 図１４は、図１１に示されるＰＷＮ ＤＣ−ＡＣインバータの第２の実施例の 動作波形を示す図であり； 図１５は、本発明のバラスト・システム内で使用することが可能なＢＩＢＲＥ Ｄコンバータの略図であり； 図１６は、本発明のバラスト・システム内で使用することが可能なディザーコ ンバータの略図である。 図３の説明に移るが、図３には、本発明の現在好ましいとされる実施例を構成 する電子バラスト・システム５０のブロック図が示される。上に説明された従来 のバラスト・システムと同様に、本発明のバラスト・システム５０は、ＥＭＩフ ィルタ５２および整流器５６、例えば、ハーフブリッジあるいはフルブリッジ整 流器を含む。ただし、本発明のバラスト・システム５０は、従来のバラスト・シ ステムの非絶縁ブーストコンバータの代わりに、電力会社のＡＣ電線とランプ６ ０とを絶縁する絶縁変圧器（図３には図示なし）を組み込む高周波ＰＦＣコンバ ータ５８を含む。エネルギー蓄積コンデンサＣｅが、絶縁変圧器の一次側に、Ｐ ＦＣコンバータ５８を横断して接続される。この絶縁されたＰＦＣコンバータ５ ８の出力は、制御回路Ａによって良く調整された（ｗｅｌｌ−ｒｅｇｕｌａｔｅ ｄ）ＤＣ電圧である。この良く調整されたＤＣ電圧が、次に、高周波ＤＣ−ＡＣ インバータ６２、例えば、従来のハーフブリッジあるいはフルブリッジＡＣ−Ｄ Ｃインバータ、あるいはハーフブリッジあるいはフルブリッジＰＭＷ ＡＣ−Ｄ Ｃインバータによって、高周波ＡＣ電圧に変換される。ＤＣ−ＡＣインバータ６ ２によって生成される高周波ＡＣ電圧は、ランプ６０に、これを点灯するために 、正弦波（ＡＣ）電流として送られる。制御回路Ｂは、この正弦波ランプ電流を 調整する。ＰＦＣコンバータ５８のスイッチング周波数は、ランプ電流周波数と 同一の周波数であるＤＣ−ＡＣインバータ６２のスイッチング周波数よりも大幅 に高い。これとの関連で、ＰＦＣコンバータ５８のスイッチング周波数は、好ま しくは、５００ｋＨｚ以上にされ、一方、ＤＣ−ＡＣインバータ６２の周波数お よびランプ電流の周波数は、好ましくは、ランプ６０からの過剰なＥＭＩ放射の 防ぐために、２５−５０ｋＨｚの範囲にされる。ただし、これ以外の特定な周波 数を使用することも可能であり、これに限定されるものではない。 図４には、本発明の上に説明された現在好ましいとされる実施例の一つの実現 の部分略ブロック図が示される。この特定の実現においては、ＰＦＣコンバータ ５８は、ディザー力率補正回路７０および高周波ＤＣ−ＤＣコンバータ７２を含 む。ディザー力率補正回路７０は、コイルＬ１、ダイオードＤ１およびＤ２、Ｍ ＯＳＦＥＴスイッチＱ１およびＱ２、並びにエネルギー蓄積コンデンサＣ１およ びＣ２を含む。ＤＣ−ＤＣコンバータ７２は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１および Ｑ２、コンデンサＣ１およびＣ２、変圧器Ｔ、ダイオードＤ３−Ｄ６から構成さ れるフルブリッジ整流器、並びにコンデンサＣ３およびＣ４を含む。ＤＣ−ＡＣ インバータ６２は、コンデンサＣ３およびＣ４、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ３およ びＱ４から構成されるハーフブリッジインバータ、並びに、コイルＬｒとランプ ６０を横断して接続されたコンデンサＣｒから構成されるＬ−Ｃタンク回路を含 む。 次に、図５Ａ−５Ｄとの関連で、ディザー力率補正回路７０の動作について説 明する。図５Ａに示されるように、ライン電圧Ｖｉが正であり、スイッチＱ１が オンである場合は、ライン電圧Ｖｉは、ダイオードＤ１およびスイッチＱ１を通 じてコイルＬ１に加えられる。コイルＬ１を流れる電流は、０から直線的に正の ピーク値に上昇し、このエネルギーは、コイルＬ１によって蓄積される。 図５Ｂに示されるように、ライン電圧Ｖｉが正であり、スイッチＱ１がオフに なると、正のコイル電流が、スイッチＱ２のボディーダイオード７６を通じてエ ネルギー蓄積コンデンサＣｅに流れ、これによって、スイッチＱ１がオンにされ たときコイルＬ内に蓄積されたエネルギーが、エネルギー蓄積コンデンサＣｅに 伝達される。そして、コイルＬ１を流れる電流は、その正のピーク値から直線的 に０へと落ちる。 図５Ｃに示されるように、ライン電圧Ｖｉが負となり、スイッチＱ２がオンと なると、ライン電圧Ｖｉが、ダイオードＤ２およびスイッチＱ２を通じてコイル Ｌ１に加えられる。コイルＬ１を流れる電流は、０から負のピーク値に直線的に 上昇し、このエネルギーがコイルＬ１によって蓄積される。 図５Ｄに示されるように、ライン電圧Ｖｉが負で、スイッチＱ２がオフになる と、負のコイル電流が、スイッチＱ１のボディーダイオード７８を通じてエネル ギー蓄積コンデンサＣｅに流れ、これによって、スイッチＱ２がオンにされたと きコイルＬ１内に蓄積されたエネルギーが、エネルギー蓄積コンデンサＣｅに伝 達される。そして、コイルＬ１を流れる電流は、その負のピーク値から０に直線 的に落ちる。図４に戻り、制御回路Ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータ７２の出力から 全波整流帰還信号を受信し、スイッチＱ１およびＱ２のスイッチング周波数を、 力率補正が実現されるような方法にて変調する。詳細には、スイッチＱ１および Ｑ２が、高周波数、例えば、５００ｋＨｚ以上にて、コイルＬ１を流れる電流が 不連続伝導モード（ＤＣＭ）となるように、相補的に、公称５０％のデューティ 比にてターンオンオフされる。コイルＬ１を流れる電流の高周波成分をＥＭＩフ ィルタ５２によってフィルタした後に、ライン電流は、ライン電圧と同相のセミ 正弦波となる。力率は、１に近く、高調波ひずみは、低い。こうして、入力電力 は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１およびＱ２の周波数変調によって制御される。 図６には、ＤＣ−ＤＣコンバータ７２に対する等価回路が示されるが、ここで は、二次側が一次側に反射され、出力が電圧源Ｖｏによって置き換えられている 。図からわかるように、変圧器Ｔは、漏れインダクタンスＬ１ｋ１およびＬ１ｋ ２と、励磁インダクタンスＬｍを持つ。スイッチＱ１がオンされる前は、電流ｉ １ｋ２は、負である。スイッチＱ１がオンになると、正の電圧Ｖｉが変圧器Ｔの 一次側に加えられ、負の電圧ＶｏがダイオードＤ４およびＤ６を通じて変圧器Ｔ の二次側に加えられる。そして、Ｌ１ｋ１を流れる電流ｉ１ｋ１とＬｍを流れる 電流ｉｍが上昇する。ｉ１ｋ１がｉｍを超えると、Ｌ１ｋ２を流れる電流ｉ１ｋ ２（＝ｉ１ｋ１−ｉｍ）が正となり、ダイオードＤ３およびＤ５に流れる。スイ ッチＱ２がオンになると、類似するが、ただし、反対の動作が行なわれる。図７ には、動作波形が示される。 ＤＣ−ＤＣコンバータ７２は、スイッチング損失およびスイッチングノイズを 低減するために、零電圧スイッチングにて動作される。これとの関連で、制御回 路Ａによって、それぞれ、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１およびＱ２のゲートに加え られるデューティ比制御信号Ａ１およびＡ２は、デッドタイムにおいて不活性（ 不能）に保持され、これによって、スイッチＱ１およびＱ２の両方がこのデッド タイムにおいてオフとなるようにされる。デッドタイムの際に、漏れインダクタ ンスＬ１ｋ１を流れる電流ｉ１ｋ１は、それぞれ、スイッチＱ１およびＱ２のド レインソースキャパシタンスＣｄｓ１およびＣｄｓ２を、充電、および放電する 。漏れインダクタンスＬ１ｋ１内に蓄積されたエネルギーが、ドレインソースキ ャパシタンスＣｄｓ１およびＣｄｓ２を完全に充電および放電するのに十分でな い場合は、励磁インダクタンス内に蓄積されたエネルギーによってこれらキャパ シタンスの充電および放電が続けられる。ＤＣ−ＤＣコンバータ７２は、全負荷 および全入力電圧範囲を通じて、零電圧スイッチング用に設計することができる 。 図４にもどり、高周波ハーフブリッジＤＣ−ＡＣインバータ６２は、絶縁変圧 器がＰＦＣコンバータ５８内に含まれるために、従来の安定化（バラスト）回路 と、絶縁変圧器が除去されることを除いて、同一となる。制御回路Ｂは、ランプ 電流帰還信号を受信し、これに応答して、スイッチＱ３およびＱ４のスイッチン グ周波数を、正弦波ランプ電流が、ほぼ一定の２乗平均平方根値（ｒｍｓ）値を 持つように調整する。この好ましい実施例においては、スイッチＱ３およびＱ４ は、公称５０％のデューティ比、高周波数、例えば、２５−５０ｋＨｚにて、補 完的な方法にて、ターンオンオフし、こうして、出力電力がスイッチＱ３および Ｑ４の周波数変調によって調整される。Ｌ−Ｃ回路（Ｌｒ、Ｃｒ）の共振周波数 が、ＤＣ−ＡＣインバータ６２のスイッチング周波数よりも低い場合は、インバ ータ６２も、零電圧スイッチングにて動作するように設計し、これによって、ス イッチング損失およびスイッチングノイズの低減を図ることもできる。これとの 関連で、制御回路Ｂによって、それぞれ、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ３およびＱ４ のゲートに加えられるデューティ比制御信号Ｂ１、Ｂ２は、所定のデッドタイム の際に不活性（不能）に保持され、こうして、このデッドタイムにおいては、ス イッチＱ３およびＱ４が両方ともオフにされる。 図８には、本発明のバラスト・システムの第１の代替実施例が示される。この 実施例は、図４に示される現時点で好ましいとされる実施例と類似するが、ただ し、高周波ディザーＰＦＣコンバータ５８の代わりに、高周波ハーフブリッジＰ ＦＣコンバータ８０が使用される点が異なる。この高周波ハーフブリッジＰＦＣ コンバータ８０は、ハーフブリッジ力率補正回路８２およびＤＣ−ＤＣコンバー タ８４を含む。ハーフブリッジ力率補正回路８２は、ダイオードＤ１−Ｄ４、コ イルＬ１およびダイオードＤ５、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１およびＱ２、並びに 、エネルギー蓄積コンデンサＣｅから構成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ８４は 、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１およびＱ２、コンデンサＣ１およびＣ２、変圧器Ｔ 、ダイオードＤ６−Ｄ９から成るフルブリッジ整流器、並びに、コンデンサＣ３ およびＣ４から構成される。 図９には、本発明のバラスト・システムの第２の実施例が示される。これは、 図４に示される現時点において好ましいとされる実施例と類似するが、ただし、 高周波ディザーＰＦＣコンバータ５８の代わりに、高周波プッシュプルＰＦＣコ ンバータ９０が使用される点が異なる。高周波プッシュプルＰＦＣコンバータ９ ０は、プッシュプル力率補正回路９２およびＤＣ−ＤＣコンバータ９４から構成 される。プッシュプル力率補正回路９２は、ノードＮ１と変圧器Ｔの一次巻線の 第１の端子９６との間に直列に接続されたコイルＬ１およびダイオードＤ５、ノ ードＮ１と変圧器Ｔの一次巻線の第２の端子９１との間に直列に接続された、コ イルＬ１およびダイオードＤ５に対して並列の、コイルＬ２およびダイオードＤ ６から構成される。ノードＮ１は、ダイオードＤ１−Ｄ４から成るフルブリッジ 整流器の出力接合ノードＮ２に結合される。第１のＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１は 、変圧器Ｔの一次巻線の第１の端子９６と下側レール９９との間に接続され、 第２のＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２は、変圧器Ｔの一次巻線の第２の端子９８と、 下側レール９９との間に、第１のスイッチＱ１に対して並列に接続される。エネ ルギー蓄積コンデンサＣｅは、変圧器Ｔの中央タップ１００と下側レール９９と の間に接続される。この実施例のバラスト・システムの残りの要素は、上に説明 された現時点において好ましいとされる実施例のバラスト・システムの対応する 要素と同一である。 図１０には、本発明のバラスト・システムの第３の代替実施例が示される。こ れは、図４に示される本発明の現時点において好ましいとされる実施例と類似す るが、ただし、従来のハーフブリッジＤＣ−ＡＣインバータ６２の代わりに、高 周波パルス幅変調（ＰＷＭ）ＤＣ−ＡＣインバータ１１０が使用される点が異な る。ＰＷＭ ＤＣ−ＡＣインバータ１１０は、図１１に示されるようなハーフブ リッジＰＷＭであっても、あるいは、図１２に示されるようなフルブリッジＰＷ Ｍインバータであっても良い。ハーフブリッジＰＷＭインバータは、以下のよう に機能する。つまり、制御回路Ｂによって発行されたデューティ比制御信号Ｂ１ 、Ｂ２のパルス幅が、比較的低周波の信号（例えば、２５−５０ｋＨｚの信号） によって変調され、この結果、ポイントａとｂの間にパルス幅変調された電圧Ｖ ａｂが生成される。このパルス幅変調された電圧Ｖａｂが、コイルＬｏおよびコ ンデンサＣｏから成るＬ−Ｃ回路によってフィルタされ、これによって、ランプ ６０を駆動するための、調整された比較的低周波の出力電圧（例えば、２５−５ ０ｋＨｚＡＣ電圧）が生成される。Ｌ−Ｃフィルタの折点周波数は、変調周波数 よりも少なくとも１０倍高い周波数、例えば、２５０ｋＨｚにて動作するように 設計されるが、これによって、Ｌ−Ｃフィルタのサイズを大幅に低減することが 可能となる。ＰＷＭインバータ１１０のスイッチング周波数（つまり、デューテ ィ比制御信号Ｂ１、Ｂ２の公称周波数）は、Ｌ−Ｃフィルタの折点周波数の少な くとも１０倍、例えば、２．５ＭＨｚに設計される。この方法では、ランプ ６０の点灯の際に、この変調周波数は、Ｌ−Ｃフィルタの折点周波数と同一の桁 であり、Ｌ−Ｃ回路の共振のために、ランプ６０を点灯するための高電圧出力を 得ることが可能になる。ランプ６０の定常状態の動作の際は、変調周波数は、ラ ンプ６０からの過剰なＥＭＩ放射を防ぐために、２５ｋＨｚに保たれる。こうし て、制御回路Ｂによって、電流モード制御によって、ランプ電流が調整される。 ハーフブリッジＰＷＭ ＤＣ−ＡＣインバータに対する動作波形が図１３に示さ れ、フルブリッジＰＷＭ ＤＣ−ＡＣインバータに対する動作波形が図１４に示 される。 図１５には、本発明の、ＰＦＣコンバータ（２８）とＤＣ−ＤＣコンバータ（ ４２）が結合されたタイプの実施例を構成する、ＢＩＢＲＥＤコンバータ（boos t integrated with buck rectifier/energy storage/DC-DC converter）が示さ れる。このＢＩＢＲＥＤコンバータは、整流器２６と絶縁変圧器６０の一次巻線 ５８の第１の極性の端子５６との間で、ダイオード５２およびエネルギー蓄積コ ンデンサ５４に直列に接続されたコイル５０、およびダイオード５２とコンデン サ５４との中間のノード６４と変圧器６０の一次巻線５８の第２の極性の端子６ ６との間に接続された高周波スイッチ６２（例えば、ＭＯＳＦＥＴスイッチ）を 含む。ダイオード７０の陽極は、変圧器６０の二次巻線７４の第１の極性の端子 ７２に接続され、コンデンサ７６は、ダイオード７０の陰極と二次巻線７４の第 ２の極性の端子７８との間に接続される。コイル７７およびコンデンサ７５から 成るＬ−Ｃフィルタは、コンデンサ７５とダイオード７０のノード６５と、変圧 器６０の第２の巻線７４の第１の極性の端子７２との間に接続される。スイッチ ６２のスイッチ周波数およびデューティ比が制御回路Ｂによって制御され、これ によって、このＢＩＢＲＥＤコンバータ（２８／４２）の出力の所に、非常に高 いスイッチング周波数、例えば、１ＭＨｚ以上のよく調整されたＤＣ電流が生成 される。 図１６には、ＰＦＣコンバータ（２８）とＤＣ−ＤＣコンバータ（４２）が結 合されたタイプのもう一つの実施例を構成するディザーコンバータが示される。 このディザーコンバータは、絶縁変圧器８０を持つが、これは、中央タップされ た一次巻線８２とこれも中央タップされた二次巻線８４を持つ。コイル８６が整 流器２６と一次巻線８２の第１の極性の端子８８との間に接続され、エネルギー 蓄積コンデンサ９０が一次巻線８２の中央タップ９２と順バイアスダイオード９ ４の陽極との間に接続され、この順バイアスダイオード９４の陰極は一次巻線８ ２の第２の極性の端子９６に接続される。高周波スイッチ９７（例えば、ＭＯＳ ＦＥＴスイッチ）が変圧器８０の一次側に提供される。ダイオード９８および１ ００から成るハーフブリッジ整流器、およびコイル１０２とコンデンサ１０４か ら成るＬ−Ｃフィルタ回路が、変圧器８０の二次側に提供され、コンデンサ１０ ４は、コイル１０２と二次巻線８４の中央タップ１０６との間に結合される。ス イッチ９７のスイッチング周波数およびデューティ比が制御回路Ｂによって制御 され、非常に高いスイッチング周波数、例えば、１ＭＨｚ以上の良く調整された ＤＣ電流が生成される。 当業者においては理解できるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２（あるいは結 合されたタイプのＰＦＣコンバータ２８／ＤＣ−ＤＣコンバータ４２）の動作あ るいはスイッチング周波数を、任意の適当な零電圧スイッチングあるいはソフト スイッチング技法を採用することにより、例えば、零電圧スイッチング疑似共振 スイッチあるいは零電流スイッチング疑似共振スイッチ、および／あるいは高精 度スナッバ回路（図示なし）を使用することによって、増加させ、これによって 、さらに変圧器および他のリアクタンス性の要素のサイズおよび重量を低減する ことも可能である。また、フルブリッジ整流子の代わりに、ハーフブリッジある いは他の適当なタイプの整流子を使用することも可能である。さらに、入力電力 が、電力会社の電線などのＡＣ源ではなく、蓄電池などのＤＣ源から得られる場 合は、 整流器２６およびＰＦＣコンバータ２８を排除することもできる。

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】 コンバータは、第１のスイッチング回路と、この第１の スイッチング回路の動作を制御するために提供される第 １の制御回路を含む。より詳細には、この第１の制御回 路は、第１のスイッチング回路を第１のスイッチング周 波数にて動作する。第１の制御回路は、また、力率の補 正を行なうために、第１のスイッチング回路のスイッチ ング周波数を変調する。ＤＣ−ＡＣインバータは、第２ のスイッチング回路と、この第２のスイッチング回路の 動作を制御するために提供された第２の制御回路を含 む。より詳細には、この第２の制御回路は、第２のスイ ッチング回路を、第１のスイッチング周波数よりも大幅 に低い、例えば、第１のスイッチング周波数よりも少な くとも１０倍低い、第２のスイッチング周波数にて動作 する。この第２の制御回路は、また、正弦波ランプ電流 を調整する目的で、第２のスイッチング回路のスイッチ ング周波数を変調する。ここでは、本発明のバラスト・ システムの幾つかの代替実施例についても開示される。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 低周波ＡＣ電源電圧からＤＣ電圧を生成するためのＡＣ−ＤＣコンバー タと； 前記ＤＣ電圧からＡＣ電圧を生成するためのＤＣ−ＡＣコンバータとを含む、 ランプ用のバラスト・システムであって、 前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、 力率補正回路とＤＣ−ＤＣコンバータとを含み、 前記力率補正回路は、 誘導性（ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ）手段と； 前記誘導性手段に結合されたダイオード手段と； 前記ダイオード手段に結合され前記誘導性手段を流れる電流を制御するため の第１のスイッチング手段と； 前記第１のスイッチング手段に結合された容量性（ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ） 手段と、 前記第１スイッチング手段に結合され、前記スイッチング手段を高周波数ｆ にて交互に導通状態および遮断状態にするための第１の制御回路と、を含み、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、 前記容量性手段に結合された第２のスイッチング手段と； 一次巻線と二次巻線とを含み、前記一次巻線が前記容量性手段に結合された 高周波変圧器と； 前記二次巻線に結合された整流器手段と、 前記の第１のスイッチング手段に結合され、前記の第１のスイッチング手段 を高周波数ｆにて交互に導通状態および遮断状態にするための第２の制御回路を 含むことを特徴とするバラスト・システム。 ２． 前記第１のスイッチング手段は、第１のペアのスイッチを有し、前記第 ２のスイッチング手段は、第２のペアのスイッチを有することを特徴とする請求 の範囲１に記載のバラスト・システム。 ３． 前記第２のスイッチング手段は、前記第１のスイッチング手段によって 形成され、前記第２の制御回路は前記第１の制御回路によって形成されているこ とを特徴とする請求の範囲１あるいは２に記載のバラスト・システム。 ４． 前記高周波数ｆは、少なくとも、前記ＤＣ−ＡＣコンバータによって生 成されたＡＣ電圧の１０倍だけ高いことを特徴とする請求の範囲１〜３のいずれ か１つに記載のバラスト・システム。 ５． 前記高周波数ｆは、５００ｋＨｚ以上であることを特徴とする請求の範 囲１〜４のいずれか１つに記載のバラスト・システム。 ６． 前記力率補正回路は、ディザー力率補正回路を有することを特徴とする 請求の範囲１〜５のいずれか１つに記載のバラスト・システム。 ７． 前記力率補正回路は、ハーフブリッジ型力率補正コンバータを有するこ とを特徴とする請求の範囲１〜５のいずれか１つに記載のバラスト・システム。 ８． 前記力率補正回路は、プッシュプル型力率補正コンバータを有すること を特徴とする請求の範囲１〜５のいずれか１つに記載のバラスト・システム。 ９． 前記ＤＣ−ＡＣコンバータは、高周波パルス幅変調ＤＣ−ＡＣコンバー タであって、このＤＣ−ＡＣコンバータは、 前記ＤＣ電圧から高周波電圧を生成するための第３のスイッチング手段と； 前記第３のスイッチング手段に結合され、前記第３のスイッチング手段を交互 に導通状態および遮断状態にするための制御信号を生成する第３の制御回路であ って、前記第３の制御信号のパルス幅を前記ＤＣ−ＡＣコンバータによって生成 された高周波ＡＣ電圧の周波数に等しい周波数にて変調するための手段を含む、 第３の制御回路と、 前記の高周波電圧を復調するための手段と、を含むことを特徴とする請求の範 囲１〜８のいずれか１つに記載のバラスト・システム。 １０． 前記第３のスイッチング手段は、第３のペアのスイッチを含み、前記 高周波パルス幅変調ＤＣ−ＡＣコンバータは、ブリッジ回路を含むことを特徴と する請求の範囲９に記載のバラスト・システム。