CN1156200C - 镇流系统 - Google Patents

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Abstract

本发明的镇流系统可认为是一个带隔离PFC转换器的双频率镇流系统。在本发明镇流系统的典型实施方案中,PFC转换器包括一个DC-DC转换器和一个装在隔离变压器一次侧的高频振荡功率因数校正电路,而DC-AC变频器则是一个标准的半桥或全桥的DC-AC变频器。PFC转换器包括第一个开关电路,而第一个控制电路是用来控制第一个开关电路运行的。具体地说,是第一个控制电路以第一个开关频率控制第一个开关电路的运行。为校正功率因数,第一个控制电路也用来调制第一个开关电路的开关频率。DC-AC变频器包括第二个开关电路,而第二个控制电路是用来控制第二开关电路运行的。

Description

镇流系统
本发明涉及一种用于灯的镇流系统,包括以下几个部分:
一个AC-DC转换器,用来将低频交流电源电压转换成一个直流电压,以及
一个DC-AC转换器,用来将直流电压转换成一个交流电压。
这类镇流系统从EP 0323676中可获得了解。一般地,DC-AC转换器可以是一种整流器,如一个低频切换的全桥电路。但DC-AC转换器经常采用一种半桥电路,它可以产生一个接近10KHz的灯电流。
电子整流灯(EBLs)已被广泛采用。通常,EBL为一种放电灯,如荧光灯,它联在电子镇流电路(系统)上,电子镇流电路(系统)把交流线电压转换成高频交流输出电压供灯运行,而且还利用灯电流反馈信号来调整灯的正弦波电流。
现参考附图1,此图为常规电子镇流系统20的框图,系统的电源从公用交流电线22获得,例如,从住宅里的电线端子可获得标准值为60Hz的电源。镇流系统20包括一个EMI滤波器24,它将高频噪声从镇流电路中滤去。从公用电线引来的交流电源由整流器26进行整流,以产生一个脉动的直流电输出。从整流器26输出的直流电由高频功率因数校正(PFC)放大转换器28进行滤波,得到一个脉动量大大减少的(即低含量的)平滑的直流电输出。对于由整流器26输出的脉动直流电,PFC放大转换器28将其电流电压相位差嵌至近乎零,由此可以得到一个接近于1的功率因数(pf)。通常,为满足工业要求,气体放电灯所引的电源线其功率因数至少为90%且谐波畸变不超过20%。此后,由PFC放大转换器28产生的平滑直流电经过高频DC-AC变频器30转换成高频的(如25~50KHz)交流电压,供给灯32使其发光工作。由于系统的输入电源频率较低而输出电源频率较高,所以为了储能,在PFC放大转换器28中装有电容器Ce,以此来平衡功率的输入输出。由变频器30提供公用交流电线与负载灯之间的绝缘。利用控制电路A粗略地控制PFC放大转换器28的直流电输出,利用控制电路B来控制高频DC-AC变频器30的工作频率,由此来调整供给灯32的输出电源。
现参考附图2,它用部分图解和部分框图讲述了一种常规镇流系统的典型实施方案。其中整流器26为一种全桥整流器,由二极管D1-D4组成。PFC放大转换器28包括一个与前向偏置二极管D串联的电感L1,还有一个并联于电路中的金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)开关Q。控制电路A接到一个电压信号V及一个电流信号i,V和i分别表示整流器26的脉动直流输出端的电压值和电流值,这两个信号接在控制电路A的第一和第二个输入端子上,同时控制电路A还接到一个来自PFC放大转换器28输出端的反馈信号,将其接在第三个输入端子上。控制电路A选择性地改变ON占空比及/或开关Q的切换频率,使得整流器26输出的脉动直流电压与电流波形相位保持一致,以此作出适当的功率因数校正。
继续参考附图2,DC-AC变频器30为一种高频半桥DC-AC变频器,其中有一个变压器T将灯32同交流线电压隔离开来。由DC-AC变频器30产生的高频交流电源经过L-C谐振电路以正弦波电流的形式供给灯32,L-C谐振电路由电感Lr和电容Cr组成。控制电路B接到灯电流反馈信号,对其作出响应以控制DC-AC变频器的MOSFET开关Q1与Q2的开关频率,由此来调整流经灯32的高频交流电流。
由于荧光灯是一种高频天线,为防止灯过量的EMI辐射,灯的电流频率被限制在100KNz左右。典型地,气体放电灯的工作频率为50Khz。
上述常规镇流系统至少有一个主要的缺点。即,DC-AC变频器的开关频率受到上述灯电流频率的限制。为限制DC-AC变频器的开关频率,需要设计一些磁元件(如电感器和隔离变压器)以及其他一些电抗元件(如电容器)来满足频率<50-100KHz,所以这些元件的尺寸与重量的最低限度还是比较大,因此这对镇流系统的小型化起了很大的局限作用。
本发明的目的就是给灯提供了一种电子镇流系统,它含有AC-DC转换器,克服了上述常规镇流系统的主要缺点。
因此根据本发明,本文开头所述的镇流系统特征在于AC-DC转换器包括:
一种功率因数校正电路,由下面元件组成:
电感器;
与电感器相联的二极管;
第一个开关器,它同上述的二极管相连,用来控制流经电感器的主流;
与第一个开关器相连的电容器,以及
连在第一个开关器上的第一个控制电路,该控制电路用来以高频f轮流地控制第一个开关器通电与不通电,
一种DC-DC转换器,包括以下部分:
与电容器相连的第二个开关器;
一种高频变压器,包括有一次线圈和二次线圈,其一次线圈接在电容器上;
与二次线圈相连的整流器,以及
连在第二个开关器上的第二个控制电路,该控制电路用来以高频f轮流控制第二个开关器的通电与不通电。
高频变压器为一种隔离变压器。由于这种变压器是DC-DC转换器的一部分而且交流输入电同负载灯之间已由变压器隔离开,因此,AC-DC转换器中的开关器开关频率f可优选地比灯电流频率(及DC-AC变频器开关频率)大出许多,这样,相对于常规镇流系统电感器、隔离变压器、以及镇流电路的电抗元件的尺寸与重量就可以大大减小了,而灯的EMI辐射也不会增加。在此,本发明的镇流系统可以认为是一种带有隔离功率因数校正电路的双频率镇流系统。
优选地,第一个开关器包括第一对开关而第二个开关器则包含有第二对开关。
根据本发明,有种很好的镇流系统实施方案,采用的元件很少,其中第二个开关器由第一个开关器构成,而第二个控制电路则由第一个控制电路构成。
为达到AC-DC转换器的基本小型化,采用的高频率f至少为DC-AC转换器产生的交流电压频率的十倍,优选地,取大于500KHz.
采取下面的实施方案可取得很好的效果,其中,功率因数校正电路包括一个高频振荡功率因数校正电路、一个半桥功率因数校正转换器或一个推拉功率因数校正转换器。
如果DC-AC转换器采取高频脉宽调制,则既可对AC-DC转换器实现小型化,也可对DC-AC转换器实现小型化,这种DC-AC转换器包括:
第三个开关器,用来将直流电压转换成高频电压;
第三个控制电路,它同第三个开关相连,用来产生一个控制信号以控制第三个开关器轮流导通与不导通,第三个控制电路包括有调制脉宽的装置与解调高频电压的装置,调制脉宽的装置是以DC-AC转换器产生的交流电压频率来调制第三个控制信号的脉宽的。
高频电压的频率选得比较高。调制第三个控制信号就需要用交流电压的频率来进行调制。解调装置将调制的高频电压转变成交流电压。既然第三个控制信号频率可以选得比调制频率(=DC-AC转换器生成交流电压的频率)大得多,那么DC-AC转换器就可小型化为一个固定的尺寸。优选地,第三个开关器包括第三对开关,高频脉宽调制的DC-AC转换器包括一种桥式电路。
参考附图及其详述,很容易就能明白本发明这样和那样的特性与优点,其中:
图1为常规电子镇流系统的框图;
图2有些部分为图解,有些为框图,讲述了图1所示的常规镇流系统的一种典型实施方案;
图3为一种电子镇流系统的框图,组成了本发明现行的优选实施方案;
图4有些部分为图解,有些为框图,讲述了图3所示的本发明镇流系统的实现方法;
图5A-5D为一些图解,它描述了高频振荡功率因数校正电路的连续工作过程,该校正电路为图4所示,系本发明镇流系统的一部分;
图6为图4所述的本发明镇流系统的DC-DC转换器等价电路;
图7为DC-DC转换器的工作波形图,该转换器为本发明优选实施方案的镇流系统中的DC-DC转换器,如图6所示;
图8部分是图解,部分是框图,讲述了本发明镇流系统的第一个选择实施方案;
图9部分是图解,部分是框图,讲述了本发明镇流系统的第二个选择实施方案;
图10部分是图解,部分是框图,讲述了本发明镇流系统的第二个选择实施方案;
图11部分是图解,部分是框图,讲述了图10所示的本发明第三个选择实施方案其镇流系统的PWM DC-AC变频器的第一种实施方案;
图12部分是图解,部分是框图,讲述了附图10所示的本发明第三个选择实施方案其镇流系统的PWM DC-AC变频器的第二种实施方案;
图13为图11所示的PWM DC-AC变频器的第一种实施方案的工作波形;
图14为图11所示的PWM DC-AC变频器的第二种实施方案的工作波形。
图15为BIBRED转换器的图解,该转换器可用于本发明的镇流系统之中;
图16为高频振荡转换器的图解,它也可用于本发明的镇流系统之中。
现参考图3,可以看到一种电子镇流系统50的框图,由它便组成了本发明现行的一种优选实施方案。同上述常规镇流系统一样,本发明的镇流系统50包括一个EMI滤波器52和一个整流器56,如一个半桥或全桥整流器。但是,常规镇流系统采用的是无隔离的放大转换器,而本发明的镇流系统采用的是高频PFC转换器58,其中带有隔离变压器(图3没有表示出来)将公用交流电线同灯60隔离开。储能电容Ce并联在PFC转换器58的隔离变压器一次侧。隔离的PFC转换器58输出一个由控制电路A调整好的直流电压。由高频DC-AC变频器62将调整好的直流电压变换成高频的交流电压,高频DC-AC变频器62可采用标准的半桥或全桥DC-AC变频器,或者半桥或全桥的PWM DC-AC变频器。由DC-AC变频器62产生的高频交流电压以正弦(交流)电流供给灯60,使其发光工作。控制电路B用来调整正弦灯电流。PFC转换器58的开关频率比DC-AC变频器62的开关频率高很多,而DC-AC变频器62的开关频率就是灯电流的频率。在此,PFC转换器58的开关频率优选地采用>500KHz,而DC-AC变频器62和灯电流频率优选地采用25~50KHz,这样便可防止灯60过量的EMI辐射,采用上述确定的开关频率数字将不会局限本发明的范围。
现参考图4,一部分是图解,一部分是框图,它讲述了上述本发明现行优选实施方案的典型实现方法。具体实现时,PFC转换器58由高频振荡功率因数校正电路70和高频DC-DC转换器72组成。高频振荡功率因数校正电路70包括电感L1,二极管D1与D2,MOSFET开关Q1与Q2,储能电容Ce。DC-DC转换器72包括MOSFET开关Q1与Q2,电容C1与C2,变压器T,由D3~D16组成的全桥整流器,电容C3与C4。DC-AC变频器62是一种半桥变频器,包括电容C3与C4,MOSFET开关Q3与Q4,一个由联在灯60上的电感Lr与电容Cr组成的L-C振荡电路。
现参考图5A-5D,讲述了高频振荡功率因数校正电路70的工作过程。首先具体参考附图5A,当线电压Vi为正值而开关Q1接通时,通过电感L1与二极管D1、开关Q1,线电压Vi加在电感L1上。流经L1的电流线性地自零升至正的峰值,能量便储存在L1上。
现在具体参考图5B,当线电压Vi为正值且开关Q1断开时,正的电感电流便经过开关Q2内的二极管76流至储能电容Ce,由此把开关Q1接通时储在电感L1上的能量转移给电容Ce。经过电感L1的电流线性地自正的峰值降至零。
现具体参考图5C,当线电压Vi为负值而开关Q2接通时,线电压Vi通过二极管D2和开关Q2加在电感L1上。流经L1的电流线性地自零升至正的峰值,能量便储存在L1上。
现具体参考图5D,当线电压Vi为负值且开关Q2断开时,负的电感电流便经过开关Q1内的二极管78流至储能电容Ce,由此把开关Q2接通时储在电感L1上的能量转移给电容Ce。经过电感L1的电流线性地自负的峰值降至零。回过头来参考图4,控制电路A收到一个来自DC-DC转换器72输出端的全波整流反馈信号,并对开关Q1与Q2的开关频率进行调制,以此来校正功率因数。实现时,开关Q1与Q2以高频率,如>500KHz,占空比为50%进行开关切换,因此流经电感L1的电流为连续导通模式(DCM)。流经电感L1的电流高频成分由EMI滤波器52进行滤波,产生的线电流为与线电压同相的半正弦波。功率因数接近于1且总的谐波畸变很低。所以,输入电源由调制MOSFET开关Q1与Q2的频率来进行控制。
现参考附图6,可看到DC-DC转换器72的等效电路,其中二次侧反映在一次侧上,输出用电压源V0代替。由图所示,变压器T有两漏电感L1k1和L1k2,以及磁感Lm。开关Q1接通之前,电流i1k2为负值。开关Q1接通后,变压器T的一次侧加上了一个正电压Vi,而在变压器T的二次侧通过二极管D4与D6加上了一个负电压V0。流经L1k1的电流i1k1与流经Lm的电流im均上升。当i1k1超过im的值后,流经L1k2的电流i1k2(=i1k1-im)变为正值且流过二极管D3与D5。当开关Q2接通时,工作过程同上述相似,但方向相反。工作波形如图7所示。
为减少开关损失与开关噪音,DC-DC转换器72可以设计为零压切换。在此,对于由控制电路A产生并供给MOSFET开关Q1与Q2的占空比控制信号A1、A2,如果保持它们在一个死区时间内不发生作用,那么开关Q1与Q2就可以在该死区时间内进行切断了。在死区时间内,经过漏感L1k1的电流i1k1对开关Q1与Q2的漏电电容Cds1与Cds2进行充电和放电。如果储存于漏电感L1k1的能量不足完成对漏电电容Cds1与Cds2的充放电过程,那么储于磁感的能量将继续对它们进行充放电。可设计DC-DC转换器72在超过满负载和输入电压范围的情况下进行零压切换。
回过来参考图4,由于PFC转换器58已含有隔离变压器,所以高频半桥DC-AC变频器62除了不含隔离变压器外,其余部分同常规镇流电流均一样。控制电路B收到电流反馈信号并作出响应,对开关Q3与Q4的开关频率进行调制,通过这种方式将正弦波灯电流均方根值调整为一个几乎恒定不变的值。在优选实施方案中,以高频率,如25~50KHz,占空比为50%对开关Q3与Q4实行开关切换。因此,输出电源由调制开关Q3与Q4的频率而得到调整。假如L-C电路(Lr,Cr)的谐振频率较DC-AC变频器62的开关频率低的话,为减少开关损耗和开关噪音,变频器62可设计在零压时进行切换操作。在此,对于由控制电路B产生并供给MOSFET开关Q3与Q4的占空比控制信号B1、B2,如果保持它们在一个死区时间内不发生作用,那么开关Q3与Q4就可在该死区时间内进行切断了。
现参考图8,该图示出了本发明镇流系统的第一种选择实施方案,同图4所示的现行优选实施方案的典型实现方法相比,除了用高频半桥PFC转换器代替高频振荡PFC转换器58外,其余部分两者均是一样的。半桥PFC转换器80由一个半桥功率因数校正电路82和一个DC-DC转换器84组成。半桥功率因数校正电路82包括一个由二极管D1~D4组成的全桥整流器、一个电感L1和二极管D5、MOSFET开关Q1与Q2以及储能电容Ce。DC-DC转换器8 4由以下部分组成:MOSFET开关Q1与Q2。电容器C1与C2、变压器T、一个由二极管D6-D9组成的全桥整流器、电容器C3与C4。
现参考附图9,图示为本发明镇流系统的第二种选择实施方案,同附图4所示的现行优选实施方案的典型实现方法相比,除了用高频推拉PFC转换器90代替高频振荡PFC转换器58外,其余部分两者均是一样的。推拉PFC转换器90由一个推拉功率因数校正电路92和一个DC-DC转换器94组成。推拉功率因数校正电路92包括一个电感L1及二极管D5,它们串联在N1点和变压器T的一次线圈首端96之间,校正电路92还包括一个电感L2及二极管D6,它们串联在N1点和变压器T的一次线圈第二端98之间,且同电感L1和二极管D5并联。结点N1和全桥整流器的输出结点N2相联,全桥整流器由二极管D1-D4组成。第一个MOSFET开关Q1联结在变压器T的一次线圈首端96和底部导电轨99之间,而第二个MOSFET开关Q2则联结在变压器T的一次线圈第二端98和底部导电轨99之间,且与第一个开关Q1并联。储能电容Ce连在变压器T的中间抽头100和底部导电轨99之间。本实施方案的镇流系统其他元件同上述现行优选实施方案的镇流系统相应元件是相同的,因此不再对它进行叙述。
现参考附图10,图示为本发明镇流系统的第三种选择实施方案,同附图所示的现行优选实施方案的典型实现方法相比,除了用高频脉宽调制(PWM)的DC-AC变频器110代替标准半桥DC-AC变频器62外,其余部分两者均是一样的。(PWM)DC-AC变频器110可以是一种半桥PWM变频器,如附图11所示,或者为附图12所示的全桥PWM变频器。半桥PWM变频器工作方式如下所述。由控制电路B产生占空比控制信号B1、B2,其脉宽由一个较低频率的信号(如25-50KHz的信号)进行调制,最后在a点和b点之间得到一个脉宽调制电压Vab。该脉宽调制电压Vab经过由电感Lo和电容Co组成的L-C电路进行滤波,由此产生一个调好的、低频的输出电压(如25-50KHz交流电压)供给灯60。设计时,L-C滤波器的工作角频率至少为调制频率的十倍,如250KHz,以便大大减小L-C滤波器的尺寸。PWM变频器110的开关频率(即占空比控制信号B1、B2的频率)至少为L-C滤波器的角频率的十倍,如2.5MHz。在灯60的启辉期间,调制频率与L-C滤波器的角频率同步,这样,由于L-C电路的谐振,可获得输出高压将灯60点燃。在灯60稳态工作期间,为防止灯60过量的EMI辐射,调制频率保持在25KHz。因此,控制电路B是通过控制电流振荡模式来对灯电流进行调整的。半桥PWM DC-AC变频器的工作波形如附图13所示,全桥PWM DC-AC变频器的工作波形如附图14所示。
现参考附图15,图示为一个集成有反向整流器(buck converter)/能量储存器/DC-DC转换器的放大器(BIBRED转换器),它组成了联合PFC/DC-DC转换器(28,42)的一例典型实施方案。BIBRED转换器包括一个电感50和一个高频开关62(如MOSFET开关),电感50同二极管52及储能电容54串联在整流器26与隔离变压器60的一次线圈58首端56之间,高频开关62联结在点64与变压器60的一次线圈58第二端66之间,点64介于二极管52与电容54之间。二极管70阳极接在变压器60的二极线圈74首端72上,电容76联结在二极管70阴极与二次线圈74的第二端78之间。L-C滤波器由电感77与电容75组成,电容75联结在点65和变压器60的二次线圈74首端72之间,点65介于电容75与二极管70之间。开关62的开关频率与占空比由控制电路B控制,在BIBRED转换器(28/42)的输出端产生一个调整好的直流电流,开关频率很高,如>1MHz。
现参考附图16,图示为一种高频振荡转换器,组成了联合PFC/DC-DC转换器(28,42)的另一例实施方案。高频振荡转换器包括一个隔离变压器80,变压器80的一次线圈82和二次线圈84的中间都有一个抽头。电感86联结在整流器26与一次线圈82的首端88之间,而储能电容90则联结在一次线圈82的中间抽头92与前向偏置二极管94的阳极之间,前向偏置二极管94连在一次线圈82的第二端96上。高频开关97(如MOSFET开关)装置在变压器80的一次侧。半桥整流器包括二极管98和100、一个包含电感102和电容104的L-C滤波电路,半桥整流器装在变压器80的二次侧,其中电容104联结在电感102和二次线圈84的中间抽头106之间。开关97的开关频率与占空比由控制电路B控制,以产生一个调整好的直流电流,开关频率很高,如>1Mhz。
本领域的技术人员容易理解,DC-DC转换器42(或联合PFC转换器28/DC-DC转换器42)可采用任何合适的零压切换或软切换技术来提高其工作或开关频率,譬如,采用零电压切换准谐振开关或零电流切换准谐振开关,和/或采用高精确的减震器电路(没有用图表示),这样就可以减小变压器和其他电抗元件的尺寸大小。另外,可利用半桥或其它合适类型的整流器来代替全桥整流器。此外,如果输入电源为直流电源,如电池,而不是从公用电线引入的交流电源,那么,整流器26和PFC转换器可以省去。

Claims (9)

1.一种用于灯的镇流系统,包含有:
一个AC-DC转换器(58),用来将低频交流电源电压转换成一个直流电压;
一个DC-AC转换器(62),用来将直流电压转换成一个交流电压;
其中,AC-DC转换器包含:
一个功率因数校正电路(70),由下部分组成:
电感器(L1);
与电感器相联的二极管(D1,D2);
第一个开关器(Q1,Q2),它同上述的二极管相连,用来控制流经电感器的电流;
与第一个开关器相连的电容器(Ce),以及
连在第一个开关器上的第一个控制电路,该控制电路用来轮流地控制第一个开关器的通电与不通电,
一种DC-DC转换器(72),包括以下部分:
与电容器相连的第二个开关器(Q1,Q2);
一种高频变压器(T),包括有一次线圈(Np)和二次线圈(Ns),其一次线圈接在所述电容器上;
与所述二次线圈相连的整流器(D3-D6),以及连在第二个开关器上的第二个控制电路,该控制电路用来轮流控制第二个开关器的通电与不通电,
其特征在于,该第一个开关器和该第二个开关器以频率f轮流地通电和不通电,并且所述高频f至少为该DC-AC转换器产生的交流电压频率的十倍。
2.根据权利要求1的镇流系统,其中,所述第一个开关器包含第一对开关(Q1,Q2),而所述第二个开关器则包含第二对开关(Q1,Q2)。
3.根据权利要求1或2的镇流系统,其中,所述第二个开关器(Q1,Q2)由所述第一个开关器(Q1,Q2)组成,而所述第二个控制电路由所述第一个控制电路组成。
4.根据权利要求1的镇流系统,其中,高频f大于500KHz。
5.根据权利要求1的镇流系统,其中,功率因数校正电路包括一种高频振荡功率因数校正电路。
6.根据权利要求1的镇流系统,其中,功率因数校正电路包括一种半桥功率因数校正转换器。
7.根据权利要求1的镇流系统,其中,功率因数校正电路包括一种推拉功率因数校正转换器。
8.根据权利要求1的镇流系统,其中,该DC-AC转换器为一种高频脉宽调制DC-AC转换器(110),包括以下部分:
第三个开关器(Q3,Q4),用来将直流电压转换成高频电压;
第三个控制电路,它同所述第三个开关相连,用来产生一个控制信号以控制所述第三个开关器轮流导通与不导通,所述第三个控制电路包括有调制脉宽的装置,调制脉宽的装置是以DC-AC转换器产生的交流电压频率来调制所述第三个控制信号的脉宽的,以及
解调所述高频电压的装置。
9.根据权利要求8的镇流装置,其中,所述第三个开关器包含第三对开关(Q3,Q4)而所述高频脉宽调制的DC-AC转换器包含有一个桥电路。
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