JP2900876B2 - 表示装置の電源装置 - Google Patents

表示装置の電源装置

Info

Publication number
JP2900876B2
JP2900876B2 JP8090120A JP9012096A JP2900876B2 JP 2900876 B2 JP2900876 B2 JP 2900876B2 JP 8090120 A JP8090120 A JP 8090120A JP 9012096 A JP9012096 A JP 9012096A JP 2900876 B2 JP2900876 B2 JP 2900876B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
horizontal synchronization
signal
frequency
synchronization pulse
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP8090120A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH09261507A (ja
Inventor
智康 山田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanken Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanken Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sanken Electric Co Ltd filed Critical Sanken Electric Co Ltd
Priority to JP8090120A priority Critical patent/JP2900876B2/ja
Priority to US08/812,427 priority patent/US5793621A/en
Priority to KR1019970010113A priority patent/KR100261257B1/ko
Publication of JPH09261507A publication Critical patent/JPH09261507A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP2900876B2 publication Critical patent/JP2900876B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • G—PHYSICS
    • G09—EDUCATION; CRYPTOGRAPHY; DISPLAY; ADVERTISING; SEALS
    • G09G—ARRANGEMENTS OR CIRCUITS FOR CONTROL OF INDICATING DEVICES USING STATIC MEANS TO PRESENT VARIABLE INFORMATION
    • G09G1/00—Control arrangements or circuits, of interest only in connection with cathode-ray tube indicators; General aspects or details, e.g. selection emphasis on particular characters, dashed line or dotted line generation; Preprocessing of data
    • G09G1/005—Power supply circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/63—Generation or supply of power specially adapted for television receivers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Details Of Television Scanning (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はコンピュータシステム又
はこれに類似のシステムにおける表示装置のためのスイ
ッチングタイプの電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】コンピュータシステムの表示装置（ディ
スプレイ又はモニタ）の電源装置としてスイッチング電
源装置が使用されている。このスイッチング電源装置に
おいては、ＤＣ−ＤＣ変換のためのスイッチング素子が
表示装置で使用されている水平同期信号（水平同期パル
ス）に同期してオン・オフする。このようにスイッチン
グ電源装置のスイッチング素子を水平同期信号に同期さ
せると、スイッチング素子のオン・オフに基づいて生じ
るノイズ成分の周波数がほぼ一定となり、このノイズ成
分の除去が容易になる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、コンピュー
タシステムの一般的な表示装置は、水平同期信号の周波
数を複数段階に切り換えることができるように構成され
ている。スイッチング電源装置のスイッチング素子のオ
ン・オフ周波数を表示装置の水平同期信号に常に同期さ
せると、水平同期信号の周波数が高い時にはスイッチン
グ素子のオン・オフ周波数も高くなる。スイッチング素
子のオン・オフ周波数が高くなると、単位時間当りのス
イッチング回数が多くなり、スイッチング素子及び出力
段の整流ダイオードにおけるスイッチング損失（電力損
失）が大きくなり、スイッチング電源装置の効率が低下
する。また、スイッチング素子のオン・オフ周波数が高
くなると、スイッチング素子がオン状態になる期間の幅
が狭くなるためにスイッチング素子のオン・オフ動作が
不安定になる。上述のような問題点を解決するために、
水平同期信号の周波数が高い時に、これを分周して低い
周波数の信号を作り、この低い周波数の信号に同期させ
てスイッチング素子をオン・オフすることが考えられ
る。この機能を有する電源装置のコストの低減を図るた
めには、水平同期信号を分周する回路の構成を簡単にす
ることが必要になる。
【０００４】そこで、本発明の目的は、水平同期信号の
周波数が低い時にはこの低い周波数に基づいてスイッチ
ング素子をオン・オフ動作させ、水平同期信号の周波数
が高い時にはこの高い周波数を分周した信号に基づいて
スイッチング素子をオン・オフ動作させるための制御回
路を簡単に構成することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、表示装置における少なくとも水平同期パル
ス発生回路及びこの水平同期パルス発生回路に結合され
た水平偏向回路を含む負荷回路に電力を供給するための
スイッチングタイプの電源装置であって、直流電源から
供給された直流電圧をオン・オフするための少なくとも
１つのスイッチング素子と前記スイッチング素子でオン
・オフした直流電圧を平滑するための平滑手段とを含む
直流−直流変換回路と、前記水平同期パルス発生回路か
ら発生させるための水平同期パルスの所望周波数を示す
情報を含む水平同期タイミング信号を発生するものであ
って、前記水平同期パルス発生回路に接続されている水
平同期タイミング信号発生手段と、前記所望周波数が所
定値よりも低い時に第１の状態の信号を発生し、前記所
望周波数が前記所定値以上の時に第２の状態の信号を発
生する周波数判別信号発生手段と、前記水平同期パルス
の振幅を制御するためのものであって、前記水平同期パ
ルス発生回路及び前記周波数判別信号発生手段に結合さ
れており、前記周波数判別信号発生手段から前記第１の
状態の信号が発生している時には前記水平同期パルスの
振幅を第１のレベルに制御し、前記周波数判別信号発生
手段から前記第２の状態の信号が発生している時には前
記水平同期パルスの振幅を前記第１のレベルとは異なる
第２のレベルに制御する水平同期パルス振幅制御手段
と、前記水平同期パルス振幅制御手段から出力された前
記第１及び第２のレベルの振幅の水平同期パルスに基づ
いて前記スイッチング素子のオン・オフの周期を決定す
るための第１及び第２のタイミング信号を発生するもの
であって、前記水平同期パルス振幅制御手段に接続され
ており、前記水平同期パルス振幅制御手段から前記第１
のレベルの振幅の水平同期パルスが出力されている時に
は前記水平同期パルス発生回路から送出された水平同期
パルスの周波数と同一の周波数を有する前記第１のタイ
ミング信号を発生し、前記水平同期パルス振幅制御手段
から前記第２のレベルの振幅の水平同期パルスが出力さ
れている時には前記水平同期パルス発生回路から送出さ
れた水平同期パルスの周波数よりも低い周波数を有する
前記第２のタイミング信号を発生するスイッチング周波
数決定用タイミング信号発生手段と、前記スイッチング
周波数決定用タイミング信号発生手段と前記スイッチン
グ素子の制御端子との間に接続され、前記第１のタイミ
ング信号に応答して前記第１のタイミング信号の周波数
と同一の周波数を有して前記スイッチング素子をオン・
オフするための第１の制御信号を形成し、前記第２のタ
イミング信号に応答して前記第２のタイミング信号の周
波数と同一の周波数を有して前記スイッチング素子をオ
ン・オフするための第２の制御信号を形成するスイッチ
ング制御信号形成回路とを備えたスイッチングタイプの
電源装置に係わるものである。なお、請求項２に示すよ
うに、周波数判別信号発生手段を、周波数判別電圧信号
発生回路と、この回路の出力に応答する発光素子とで構
成することが望ましい。また、請求項３に示すように、
スイッチング周波数決定用タイミング信号発生手段を、
第１及び第２の基準電圧源と、第１及び第２のコンパレ
−タと、フリップフロップと、ＮＯＲゲ−トで構成する
ことが望ましい。また、請求項４に示すように直流−直
流変換回路を、トランスの１次巻線とスイッチング素子
の直列回路と、トランスの２次巻線に接続された整流及
び平滑回路とで構成することが望ましいまた、請求項５
に示すように、スイッチング制御信号形成回路をのこぎ
り波発生回路と、参照信号発生手段と、スイッチング周
期制御手段と、パルス形成手段とで構成することが望ま
しい。また、請求項６に示すように、分周器と、第１及
び第２のスイッチ手段と、振幅制御された水平同期パル
スを平滑又はピ−クホ−ルドする平滑回路と、基準電圧
源と、コンパレ−タとで構成することができる。
【０００６】
【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、水平
同期パルスの周波数の値を示す情報を水平同期パルスの
振幅に含めるので、水平同期パルスの周波数の情報を独
立した伝送路で伝送することが不要になリ、水平同期パ
ルスに基づいてスイッチング素子のオン・オフを制御す
る回路の構成が簡単になる。更に詳細には、振幅が制御
された水平同期パルスの振幅に基づいて水平同期パルス
の周波数を検知し、水平同期パルスの周波数が所定値以
上の時には水平同期パルスの周波数よりも低い周波数で
スイッチング素子をオン・オフ制御することができる。
水平同期パルスと同一の周波数でスイッチング素子をオ
ン・オフしないで、水平同期パルスよりも低い周波数で
スイッチング素子をオン・オフすると、単位時間当たり
のスイッチング回数が少なくなり、スイッチング損失が
小さくなる。また、請求項２の発明に従って発光素子と
受光素子とを使用すると、発光素子側回路と受光素子側
回路とを電気的に分離することができる。また、請求項
３、６の発明によれば、スイッチング周波数決定用タイ
ミング信号を容易に作ることができる。また、請求項４
の発明によれば、直流−直流変換回路の構成が簡単にな
る。また、請求項５の発明によれば、スイッチ素子をオ
ン・オフするための制御信号を容易に形成することがで
きる。また、表示装置に表示が要求されていない期間即
ち待機期間のために、スイッチング周波数決定用タイミ
ング信号が発生しない時には、水平同期パルスに基づく
タイミング信号よりも低い一定の周波数のパルス列が形
成され、スイッチング素子に供給される。従って、待期
時には単位時間当たりのスイッチング回数が少なくな
り、スイッチング損失が少なくなる。またスイッチング
周波数が低下した分だけパルス幅を広くすることが可能
になり、ＰＷＭパルスを安定的に発生させることができ
る。
【０００７】
【第１の実施例】次に、図１〜図７を参照して本発明の
第１の実施例に係わるコンピュータシステムの表示装置
のスイッチング電源装置を説明する。スイッチング電源
装置を示す図１において、一対の交流電源端子１、２に
直流電源として機能する整流平滑回路３が接続されてい
る。この整流平滑回路３の一対の直流端子４、５に直流
−直流変換回路即ちＤＣ−ＤＣコンバータ回路６が接続
されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ回路６は、トラ
ンス７とスイッチング素子としての電界効果トランジス
タ即ちＦＥＴ８と第１、第２及び第３の出力整流平滑回
路９、１０、１１とから成る。トランス７は磁性体コア
を介して相互に電磁結合された１次、２次、３次及び４
次巻線１２、１３、１４、１５を有する。ＦＥＴ８は１
次巻線１２に対して直列に接続され、この直列回路が入
力側の整流平滑回路３の直流端子４、５間に接続されて
いる。
【０００８】第１の出力整流平滑回路９は整流ダイオー
ド１６と平滑用コンデンサ１７から成り、２次巻線１３
に接続されている。第２の出力整流平滑回路１０は整流
ダイオード１８と平滑用コンデンサ１９とから成り、３
次巻線１４に接続されている。第３の出力整流平滑回路
１１は整流ダイオード２０と平滑用コンデンサ２１とか
ら成り、４次巻線１５に接続されている。なお、整流ダ
イオード１６、１８、２０はＦＥＴ８がオフの期間に２
次、３次及び４次巻線１３、１４、１５に発生する電圧
で順方向にバイアスされる方向性を有する。
【０００９】第１の出力整流平滑回路９の出力端子２２
には負荷回路２３が接続されている。負荷回路２３は、
水平偏向用のＤＣ−ＤＣコンバータ２４、水平同期パル
ス発生回路２５、水平偏向回路２６を含む。ＤＣ−ＤＣ
コンバータ２４は第１の出力整流平滑回路９と水平偏向
回路２６との間に接続され、第１の出力整流平滑回路９
の出力電圧を昇圧して水平偏向回路２６に供給するもの
である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２４はマイクロプロセッ
サ２７の端子２８からパワーセーブ（節電）信号を受け
取ると、ＤＣ−ＤＣ変換動作を停止する。
【００１０】水平同期パルス発生回路（ＯＳＣ）２５
は、マイクロプロセッサ２７の端子２９に接続されてお
り、この端子２９から供給された水平同期タイミング信
号に応答して水平同期パルス即ち水平同期信号を発生す
る。水平同期タイミング信号は複数段階の周波数を有す
るので、水平同期パルス発生回路２５からも複数段階の
周波数の水平同期パルスが選択的に発生する。この水平
同期パルス発生回路２５の電源端子は第１の出力整流平
滑回路９の出力端子２２に接続されている。水平同期パ
ルス発生回路２５に出力トランス３０の１次巻線が接続
されている。このトランス３０の２次巻線３２は水平偏
向回路２６に接続されている。水平同期パルス取出し手
段としての３次巻線３３は水平同期パルス振幅制御手段
３４に接続されている。水平偏向回路２６は表示装置の
陰極線管（図示せず）の水平偏向コイル（図示せず）を
含む回路である。
【００１１】水平同期パルス振幅制御手段３４は、水平
同期パルス発生回路２５から発生した水平同期パルスの
周波数の高低に基づいて振幅を制御するものであり、ダ
イオード３５とホトトランジスタ３６と３つの抵抗３
７、３８、３９とから成る。ダイオード３５とホトトラ
ンジスタ３６と２つの抵抗３７、３８の直列回路は水平
同期パルス取り出し用巻線３３に対して並列に接続され
ている。抵抗３９はホトトランジスタ３６と抵抗３７の
直列回路に対して並列に接続されている。水平同期パル
ス振幅制御手段３４の出力ライン４０は抵抗３７と抵抗
３８の接続点に接続されているので、水平同期パルスの
振幅は、ホトトランジスタ３６の抵抗と抵抗３７及び３
９との合成値と、抵抗３８の値との分圧比で制御され
る。ホトトランジスタ３６は周波数判別信号出力手段４
１の発光ダイオード４２に光結合されている。周波数判
別信号出力手段４１の発光ダイオード４２は抵抗４３を
介してマイクロプロセッサ２７の周波数判別電圧信号端
子４４に接続されている。マイクロプロセッサ２７の周
波数判別電圧信号端子４４は、水平同期パルスの周波数
が所定値（例えば６４kHz ）よりも低い時に第１のレベ
ル（高レベル）の電圧信号を送出し、水平同期パルスの
周波数が所定値以上の時に第２のレベル（ゼロ又は低レ
ベル）の電圧信号を送出する。従って、発光ダイオード
４２は、水平同期パルスの周波数が例えば３２kHz のよ
うに低い時に発光状態（第１の状態）となって第１のレ
ベルの光出力状態となり、水平同期パルスの周波数が例
えば６４kHz のように高い時に非発光状態（第２の状
態）となって第２のレベルの光出力状態となる。発光ダ
イオード４２に光結合されたホトトランジスタ３６は発
光ダイオード４２の発光状態（第１の状態）の時に低い
抵抗値を示し、発光ダイオード４２の非発光状態（第２
の状態）の時に高い抵抗値を示す。この結果、水平同期
パルスの周波数が所定値（６４kHz ) よりも低い時には
振幅制限が小さくなり、水平同期パルス振幅制御手段３
４は第１のレベル（例えば９Ｖ）の振幅の水平同期パル
スを送出し、水平同期パルスの周波数が所定値（６４kH
z ）以上の高い時には振幅制限が大きくなり、水平同期
パルス振幅制御手段６４は第２のレベル（例えば５Ｖ）
の振幅の水平同期パルスを送出する。
【００１２】マイクロプロセッサ（マイコン）２７はＣ
ＰＵ、ＲＡＭ、プログラムＲＯＭを含むものである。こ
のマイクロプロセッサ２７の電源端子は第２の出力整流
平滑回路１０に接続されている。また、マイクロプロセ
ッサ２７はホストコンピュータ装置４５にバス４６で接
続され、ホストコンピュータ装置４５の指令に基づいて
端子２８、２９、４４の信号を形成する。マイクロプロ
セッサ２７は、図２に示すように等価的にパワーセーブ
信号発生回路４７、水平同期制御信号抽出回路４８、水
平同期タイミング信号発生回路４９、及び周波数判別電
圧信号発生回路５０を有する。
【００１３】パワーセーブ信号発生回路４７はバス４６
に接続され、ホストコンピュータ装置４５のキーボー
ド、マウス等の入力装置の操作が一定時間以上行われな
かったか否かを判定し、操作が一定時間以上行われなか
った時に節電を示すパワーセーブ信号を端子２８に送出
する。このパワーセーブ信号の節電状態は、ホストコン
ピュータ装置４５における次の操作によって解除され
る。
【００１４】水平同期制御信号抽出回路４８はバス４６
に接続され、ホストコンピュータ装置４５から供給され
た水平同期パルスの周波数を指定するデータから成る水
平同期制御信号を抽出する。水平同期制御信号抽出回路
４８に接続された水平同期タイミング信号発生回路４９
は水平同期制御信号抽出回路４８で抽出した水平同期制
御信号（周波数指定データ）によって指定された周波数
の水平同期パルスを得るために必要な水平同期タイミン
グ信号を作成して端子２９に送出する。
【００１５】水平同期タイミング信号発生回路４９に接
続された周波数判別電圧信号発生回路５０は、水平同期
タイミング信号に基づいて水平同期パルスの周波数が所
定値（例えば６４kHz ）よりも低い時に第１のレベルの
電圧信号を発生し、水平同期パルスの周波数が所定値以
上の時に第２のレベルの電圧信号を発生する。周波数判
別電圧信号発生回路５０の出力は端子４４を介して図１
の発光ダイオード４２に供給され、光信号に変換され
る。従って、図２の周波数判別電圧信号発生回路５０と
図１の周波数判別信号出力手段４１とを合せて周波数判
別信号発生手段と呼ぶことができる。なお、図２の周波
数判別電圧信号発生回路５０を鎖線で示すように水平同
期制御信号抽出回路４８に接続し、水平同期制御信号即
ち水平同期パルスの周波数指定データに基づいて周波数
判別電圧信号を形成するように構成することもできる。
【００１６】再び図１の電源装置を説明する。ＦＥＴ８
のゲート（制御端子）にはスイッチ制御回路５１の端子
５２が接続されている。この端子５２からはＰＷＭ（Pu
lseWidth Modulation）パルスが発生する。従って、Ｆ
ＥＴ８は端子５２のＰＷＭパルスに応答してオン・オフ
する。第１の出力整流平滑回路９の出力電圧を一定に制
御するために、制御回路５１にホトトランジスタ５３が
含まれている。ホトトランジスタ５３の導通状態即ち抵
抗値は第１の出力整流平滑回路９の出力電圧の変化に応
じて変化し、端子５２のＰＷＭパルスのパルス幅も変化
する。
【００１７】ホトトランジスタ５３を制御するために、
第１の出力整流平滑回路９の出力端子とグランドとの間
に電圧制御信号形成回路５４が接続されている。この電
圧制御信号形成回路５４は、２つの電圧検出用抵抗５
５、５６と、基準電圧源５７と、誤差増幅器５８と、発
光ダイオード５９と、電流制限用抵抗６０とから成る。
２つの抵抗５５、５６は互いに直列に接続され且つ出力
端子２２とグランドとの間に接続されている。誤差増幅
器５８の一方の入力端子は２つの抵抗５５、５６の相互
接続点に接続され、他方の入力端子は基準電圧源５７に
接続されている。発光ダイオード５９は第１の出力整流
平滑回路９の出力端子２２と誤差増幅器５８の出力端子
との間に電流制限用抵抗６０を介して接続されている。
誤差増幅器５８は２つの抵抗５５、５６の接続点に得ら
れた検出電圧と基準電圧源５７の基準電圧との差に対応
する電圧を出力し、発光ダイオード５９は誤差増幅器５
８の出力に応答して発光する。この実施例では端子２２
の出力電圧が目標値よりも高くなると、電圧制御信号と
しての発光ダイオード５９の光出力も高くなる。制御回
路５１のホトトランジスタ５３は発光ダイオード５９に
光結合されているので、発光ダイオード５９の光出力の
レベルに応じた導通状態となる。
【００１８】制御回路５１の端子６１には水平同期パル
ス振幅制御手段３４の出力ライン４０が接続されてい
る。制御回路５１は端子６１に入力する振幅制御された
水平同期信号に基づいてＰＷＭパルスの周波数を決定す
る。制御回路５１の電源端子６２は第３の出力整流平滑
回路１１に接続されていると共に、起動用抵抗６３を介
して入力側の整流平滑回路３の一方の出力端子４に接続
されている。制御回路５１のグランド端子９０は整流平
滑回路３の他方の出力端子（グランド端子）５及び第３
の出力整流平滑回路１１の平滑用コンデンサ２１の下側
の端子に接続されている。
【００１９】図３は図１の制御回路５１を詳しく示す。
この制御回路５１はハイブリッドＩＣ（混成集積回路）
で構成されており、大別してスイッチング周波数決定用
タイミング信号発生回路６４と、スイッチング制御信号
（ＰＷＭ信号）形成回路６５と、駆動回路６６とから成
る。
【００２０】スイッチング周波数決定用タイミング信号
発発生回路６４は、図４に示すように構成されている。
この図４において、図１の水平同期パルス振幅制御回路
３４の出力ライン４０が接続されている端子６１は抵抗
６７を介して第１及び第２のコンパレータ６８、６９の
負の入力端子にそれぞれ接続されている。第１及び第２
のコンパレータ６８、６９の正の入力端子は第１及び第
２の基準電圧源Ｅ1 、Ｅ2 にそれぞれ接続されている。
第１の基準電圧源Ｅ1 は例えば３Ｖの第１の基準電圧を
発生し、第２の基準電圧源Ｅ2 は例えば７Ｖの第２の基
準電圧を発生する。第１のコンパレータ６８の出力端子
はトリガタイプ（Ｔ型）のフリップフロップ７０のトリ
ガ入力端子Ｔに接続されている。第２のコンパレータ６
９の出力端子は水平同期パルスの時間幅よりも短い遅延
時間Ｔd の遅延回路７１を介してフリップフロップ７０
のセット端子Ｓに接続されている。ＮＯＲゲート７２の
一方の入力端子は第１のコンパレータ６８の出力に接続
され、ＮＯＲゲート７２の他方の入力端子はフリップフ
ロップ７０の出力端子Ｑに接続されている。ＮＯＲゲー
ト７２の出力ライン７３ａは図３のスイッチ制御信号形
成回路６５のスイッチング周期制御手段としてのトラン
ジスタ７３のベース（制御端子）に接続されている。ス
イッチング周波数決定用タイミング信号発生回路６４の
出力ライン７３ａに、水平同期パルスと同一の周波数の
図５（Ｆ）に示す第１のスイッチング周波数決定用タイ
ミング信号、又は水平同期パルスを１／２に分周した図
６（Ｆ）に示す第２のスイッチング周波数決定用タイミ
ング信号が得られる。
【００２１】図３のスイッチ制御信号形成回路６５は、
大別してパルス形成手段としてのコンパレータ７４と、
のこぎり波発生回路７５と、パルス幅を制御するための
参照信号発生回路７６と、基準電圧源７７と、前述した
スイッチング周期制御手段としてのトランジスタ７３
と、ダイオード７８とを有し、スイッチ制御信号として
のＰＷＭパルス列を形成して駆動回路６６に送る。
【００２２】のこぎり波発生回路７５は、のこぎり波発
生用のコンデンサ７９と、３つの抵抗８０、８１、８２
と、トランジスタ８３と、２つのダイオード８４、８５
とから成る。コンデンサ７９は、電源端子６２とグラン
ド端子９０との間にトランジスタ８３とダイオード８４
とを介して接続されている。抵抗８０は放電回路を形成
するためにコンデンサ７９に並列に接続されている。コ
ンデンサ７９の上端は、コンパレータ７４の第１の負入
力端子に接続されている。トランジスタ８３のベースは
抵抗８１を介して基準電圧源７７に接続されていると共
に、抵抗８２とダイオード８５とから成る回路を介して
コンパレータ７４の出力端子に接続されている。抵抗８
２とダイオード８５はコンパレータ７４の出力が低レベ
ルになった時にトランジスタ８３をオフに制御し、コン
デンサ７９の充電を停止させる機能を有する。コンパレ
ータ７４の正入力端子は抵抗８１を介して基準電圧源７
７に接続されていると共に、抵抗８２とダイオード８５
を介してコンパレータ７４の出力端子にも接続されてい
る。コンパレータ７４の出力端子は周知の駆動回路６６
を介してＰＷＭパルス出力端子５２に接続されている。
【００２３】パルス幅制御用の参照信号発生回路７６
は、コンデンサ８６と、トランジスタ８７と、トランジ
スタ８８と、ＮＯＴ回路（インバータ）８９と、図１に
おいても示したフォトトランジスタ５３とから成る。コ
ンデンサ８６の上端はフォトトランジスタ５３を介して
電源端子６２に接続され、下端はグランド端子９０に接
続されている。このコンデンサ８６の電圧Ｖc をコンパ
レータ７４に関係付けるために、コンパレータ７４の正
入力端子とグランド端子９０との間にトランジスタ８７
が接続され、このトランジスタ８７のベースがコンデン
サ８６の上端に接続されている。また、コンデンサ８６
の放電をコンパレータ７４の出力に関係付けるために、
コンデンサ８６に対して並列にトランジスタ８８が接続
され、コンパレータ７４の出力端子がＮＯＴ回路８９を
介してトランジスタ８８のベースに接続されている。
【００２４】スイッチング周波数決定用トランジスタ７
３は、コンパレータ７４の第２の負入力端子とグランド
端子６４との間にダイオード７８を介して接続されてい
る。従って、トランジスタ７３がオンになるとコンパレ
ータ７４の第２の負入力端子の電位が低下し、コンパレ
ータ７４の出力状態が低レベルから高レベルに転換す
る。なお、コンパレ−タ７４は図８にその一部を示すよ
うに、差動増幅回路を形成するための第１、第２、第３
トランジスタＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 及びこれ等のコククタと
９．２Ｖの電源端子９１との間に接続された抵抗Ｒ1 と
トランジスタＱ4を有する周知のものである。図８にお
いて、第２及び第３のトランシスタＱ2 、Ｑ3 は並列に
接続され、第２のトランジスタＱ2 のベ−スは図３のコ
ンデンサ７９に接続され、第３のトランジスタＱ3 のベ
−スは図３のダイオ−ド７８に接続される。第１のトラ
ンジスタＱ1 のベ−スは図３のトランジスタ８３のベ−
スに接続される。
【００２５】
【動作】次に、図１の電源装置及び図２のマイクロプロ
セッサ２７及び図３の制御回路の動作を、図５〜図７を
参照して説明する。図１に示すホストコンピュータ装置
４５から陰極線管表示装置における水平同期パルスの周
波数を第１の値（例えば３２kHz ）とするためのコマン
ドがマイクロプロセッサ２７に供給されている時には、
マイクロプロセッサ２７が図２の等価回路の水平同期制
御抽出回路４８によってこれを検出し、これを水平同期
タイミング信号発生回路４９に通知する。水平同期タイ
ミング信号発生回路４９は水平同期パルスを第１の周波
数値（３２kHz ）で発生させるための第１の水平同期タ
イミング信号を端子２９に送出する。図１の水平同期パ
ルス発生回路２５は第１の水平同期タイミング信号に応
答して第１の周波数値（３２kHz ）の水平同期パルスを
図５（Ａ）の例えばｔ0 〜ｔ1 、ｔ3 〜ｔ4 に示すよう
に発生する。この水平同期パルスは水平偏向回路２６に
供給され、水平偏向回路２６は陰極線管の電子ビームを
水平偏向する。水平同期パルス発生回路２５から得られ
た水平同期パルスは巻線３３によって取り出されて水平
同期パルス振幅制御回路３４に送られる。水平同期パル
スの周波数を比較的低い第１の値（例えば３２kHz ）と
する時には、マイクロプロセッサ２７における図２に等
価的に示す周波数判別電圧信号発生回路５０は水平同期
パルスの第１の周波数値（３２kHz ）を示す高レベルの
周波数判別電圧信号を発生し、これが発光ダイオード４
２に供給され、発光ダイオード４２が発光し、ホトトラ
ンジスタ３６が導通する。これにより、抵抗３９に対し
て抵抗３７が並列接続され、２つの抵抗３７、３９の合
成抵抗値が抵抗３９のみの値より小さくなり、抵抗３８
の両端子間に比較的高い第１の値の振幅の水平同期パル
スが図５（Ｂ）に示すように得られる。この実施例では
図５（Ｂ）の水平同期パルスの振幅は９Ｖである。
【００２６】他方、ホストコンピュータ装置４５から水
平同期パルスの周波数を第１の値（３２kHz ）よりも高
い第２の値（例えば６４kHz ）にすることを指令するコ
マインドがマイクロプロセッサ２７に供給されている時
には、端子２９から第２の水平同期タイミング信号が発
生し、水平同期パルス発生回路２５から水平同期パルス
が第２の周波数値（６４kHz ）で発生する。また、マイ
クロプロセッサ２７の端子４４からは第２の周波数値
（６４kHz ）を示す低レベルの周波数判別電圧信号が発
生する。この低レベルの周波数判別信号の時には発光ダ
イオード４２が発光しないので、ホトトランジスタ３６
は非導通状態になり、抵抗３７が切り離された状態にな
り、抵抗３８の両端子間に得られる水平同期パルスの振
幅は図６（Ｂ）に示すように図５（Ｂ）の第１の振幅値
（９Ｖ）よりも低い第２の振幅値（５Ｖ）となる。
【００２７】図５（Ｂ）に示す９Ｖの振幅値を有する水
平同期パルスが図４のスイッチング周波数決定用タイミ
ング信号発生回路６４の第１及び第２のコンパレータ６
８、６９の負入力端子に供給された時には、この振幅値
（９Ｖ）が第１及び第２の基準電圧源Ｅ1 、Ｅ2 の基準
電圧値（３Ｖ、７Ｖ）よりもそれぞれ高いので、第１及
び第２のコンパレータ６８、６９から図５（Ｃ）（Ｄ）
に示すように図５（Ｂ）の振幅制御された水平同期パル
スに同期して低レベルのパルスが得られる。第２のコン
パレータ６９の出力パルスは遅延回路７１を介してフリ
ップフロップ７０のセット端子Ｓに供給されているの
で、図５（Ｃ）のｔ1 に示す第１のコンパレータ６８の
出力パルスの後縁でフリップフロップ７０がトリガされ
てもフリップフロップ７０の出力の状態変化が生じな
い。従って、フリップフロップ７０の出力は図５（Ｅ）
に示すように低レベル（０Ｖ）に保たれる。ＮＯＲゲー
ト７２には図５（Ｃ）の第１のコンパレータ６８の出力
パルスと図５（Ｅ）のフリップフロップ７０の低レベル
出力とが入力するので、このＮＯＲゲート７２の出力ラ
イン７３ａには図５（Ｆ）に示すように第１のコンパレ
ータ６８の出力パルスに同期して正のパルスが得られ
る。図５（Ｆ）のパルスは図５（Ａ）の水平同期信号の
周波数値（３２kHz ）と同一の周波数値を有するスイッ
チング周波数決定用タイミング信号である。
【００２８】水平同期パルスの周波数値が第２の値（例
えば６４kHz ）の時には、図６（Ａ）に示す水平同期パ
ルスの振幅が図６（Ｂ）に示すように制御され、例えば
ｔ0〜ｔ1 、ｔ2 〜ｔ4 で比較的低い振幅（５Ｖ）のパ
ルスが得られ、これが図４の第１及び第２のコンパレー
タ６８、６９の負入力端子に供給される。これにより、
第１のコンパレータ６８からは図６（Ｃ）に示すように
水平同期パルスに同期した低レベルのパルスが得られ、
第２のコンパレータ６９からは図６（Ｄ）に示す高レベ
ルの出力が連続的に得られる。フリップフロップ７０の
セット許可端子（トリガ許可端子）Ｓが常に高レベルに
なると、フリップフロップ７０は図６（Ｃ）に示す第１
のコンパレータ６８の出力パルスに応答して動作し、図
６（Ｅ）に示す１／２分周出力パルスを発生する。フリ
ップフロップ７０の出力パルスは例えばｔ1 〜ｔ4 で高
レベル、ｔ4 〜ｔ6 で低レベルになる。ＮＯＲゲート７
２からは図６（Ｆ）に示すパルスが得られる。このＮＯ
Ｒゲート７２の出力パルスは水平同期信号の１／２の周
波数を有する。換言すれば、ＮＯＲゲート７２の出力ラ
イン７３ａに得られるスイッチング周波数決定用タイミ
ング信号の周期ｔ0〜ｔ5 は、水平同期パルスの周期ｔ0
〜ｔ2 の２倍である。
【００２９】図５（Ｆ）又は図６（Ｆ）に示すＮＯＲゲ
ート７２の出力パルスが図３のスイッチング制御信号形
成回路６５に供給されると、図５（Ｇ）のｔ0 〜ｔ2 又
は図６（Ｇ）のｔ0 〜ｔ3 に示すようなＰＷＭパルスが
得られる。即ち、ＮＯＲゲート７２の出力パルスがスイ
ッチング周波数決定用タイミング信号として作用し、こ
れに同期したＰＷＭパルスが得られ、これが周知の駆動
回路６６を介してＦＥＴ８のゲートに印加され、ＦＥＴ
８は図５（Ｇ）及び図６（Ｇ）のＰＷＭパルスに同期し
てオン・オフする。図６に示すように水平同期パルスの
周波数が所定値（６４kHz ）と同一又はこれよりも高い
時には、水平同期パルスの１／２の周波数でＦＥＴ８が
オン・オフする。従って、ＦＥＴ８の単位時間当りのス
イッチング回数が水平同期パルスと同一の周波数でＦＥ
Ｔ８をオン・オフする場合の１／２になり、スイッチン
グ損失が低減し、効率が高くなる。
【００３０】次に、図３のスイッチ制御パルス形成回路
６５の動作を図７の波形図を参照して説明する。図７
（Ａ）に示すようにライン７３ａからスイッチング周波
数決定用タイミング信号が発生し、例えばｔ0 の直前に
おいてコンパレータ７４の正入力端子に供給されている
電圧Ｖ1 が低い値ＶL であり、コンパレータ７４の負入
力端子に供給されている電圧Ｖ2 が正入力端子の電圧Ｖ
1 よりも高い値に保たれている状態において、図７
（Ａ）のｔ0 時点でスイッチング周波数決定用タイミン
グ信号が発生すると、トランジスタ７３がオンになり、
コンパレータ７４の第２の負入力端子の電圧Ｖ3 が正入
力端子の電圧Ｖ1 よりも低くなり、コンパレータ７４の
出力が低レベルから高レベルに転換する。コンパレータ
７４の出力が高レベルになると、帰還用ダイオード８５
がオフになるため、コンパレータ７４の正入力端子の電
圧Ｖ1 は高レベルＶH に戻る。また、のこぎり波発生回
路７５のトランジスタ８３がオンになり、コンデンサ７
９が急速に充電され、コンパレータ７４の第１の負入力
端子の電圧Ｖ2 も高いレベルになる。電圧Ｖ2 即ちコン
デンサ７９の電圧は、基準電圧源７７の基準電圧Ｖr
（約６．３Ｖ）からトランジスタ８３のベース・エミッ
タ間電圧ＶBEとダイオードＤ1 の電圧Ｖf との和（ＶBE
＋Ｖf ）を差し引いた値（約５Ｖ）即ちＶr −（ＶBE＋
Ｖf ）まで充電される。コンデンサ７９の充電回路には
抵抗が含まれていないので、このコンデンサ７９の電圧
は急速に立上がる。コンデンサ７９の電圧Ｖ2 はトラン
ジスタ８３のオン期間（ｔo 〜ｔ1 ）で約５Ｖに保た
れ、トランジスタ８３のオフの期間ｔ1 〜ｔ2 に抵抗８
０を通る放電によって徐々に低下し、図７（Ｂ）で点線
で示すのこぎり波となる。前述したようにコンパレータ
７４の出力の低レベルから高レベルへの転換時点即ち図
７（Ｄ）に示すＰＷＭパルスの立上り（前縁）時点ｔ0
、ｔ2 は図７（Ａ）に示すタイミング信号によって決
定される。
【００３１】図７（Ｄ）に示すＰＷＭパルスの立下り
（後縁）時点ｔ1 、ｔ3 は図１の発光ダイオード５９の
出力によって制御される。次に、このＰＷＭパルスの幅
の制御を説明する。コンデンサ８６とホトトランジスタ
５３の抵抗とで決まるＣＲ時定数はコンデンサ７９とこ
の充電回路の抵抗とで決まるＣＲ時定数よりも十分に大
きく設定されているので、コンデンサ８６の電圧Ｖc は
図７（Ｃ）のｔ0 〜ｔ1区間に示すようにＰＷＭパルス
の高レベル期間において傾斜を有してゆっくり上昇す
る。なお、ｔ0 〜ｔ1 にはコンパレータ７４の出力が高
レベル、ＮＯＴ回路８９の出力が低レベル、トランジス
タ８８がオフであるので、コンデンサ８６の放電回路は
形成されない。コンデンサ８６の電圧Ｖc が０．７〜
０．８程度になると、トランジスタ８７がオンになり、
コンパレータ７４の正入力端子の参照信号としての電圧
Ｖ1 が低下し、のこぎり波からなる負入力端子の電圧Ｖ
2 よりも低くなり、ｔ1 でコンパレータ７４の出力は低
レベル（Ｌ）に転換する。これにより、ダイオード８５
がオンになり、コンパレータ７４の正入力端子の電圧Ｖ
1が約３Ｖに固定される。また、ＮＯＴ回路８９の出力
が高レベル、トランジスタ８８がオンになるので、コン
デンサ８６の電荷がトランジスタ８８を介して急激に放
出され、この電圧Ｖc は急激に低下する。ｔ1 〜ｔ2 期
間には、コンパレータ７４の正入力端子の電圧Ｖ1 が負
入力端子の電圧Ｖ2 よりも低いので、トランジスタ８３
及びダイオード８４が逆バイアス状態となり、それぞれ
オフ状態になるので、コンデンサ７９の充電が停止され
る。もし、出力端子２２の電圧が所望値よりも高くなる
と、ホトトランジスタ５３の抵抗が小さくなり、コンデ
ンサ８６の充電電流が大きくなる。この結果、コンデン
サ８６の電圧Ｖc の充電速度が速くなり、コンパレータ
７４の出力が高レベルに転換した時点から短い期間内に
トランジスタ８７がオンに転換し、図７（Ｄ）に示すＰ
ＷＭパルスのオン期間が短くなる。逆に、出力端子２２
の電圧が所望値よりも低くなった時には、ＰＷＭパルス
の幅が広くなる。
【００３２】この実施例の電源装置においては、水平同
期パルスの振幅が周波数によって制御されている。従っ
て、水平同期パルス振幅制御回路３４を通った水平同期
パルスは、この周期に基づく周波数情報を有する他に、
この振幅に基づいても周波数情報を有する。電圧に基づ
く周波数情報は図４に示すような比較的簡単な回路によ
って正確に検出することができる。即ち、第１及び第２
のコンパレータ６８、６９を使用した簡単な回路で水平
同期パルスの周波数の高低を判断することができる。ま
た、図３のスイッチ制御信号形成回路６５は、ライン７
３ａからスイッチング周波数決定用タイミング信号の供
給を受けない場合に、図５（Ｆ）及び図６（Ｆ）のＮＯ
Ｒゲート７２の出力パルス即ちスイッチング周波数決定
用タイミング信号の周波数よりも低い一定の周波数（例
えば２０kHz ）でＰＷＭパルスを発生する。これによ
り、マイクロプロセッサ２７に対する電力の供給を継続
することができる。マイクロプロセッサ２７は水平偏向
回路２６を含む負荷回路２３よりも軽い負荷であるの
で、ＰＷＭパルスのデューティ比（duty ratio ）が小
さくなる。もし、ＰＷＭパルスの周波数が高い時に小さ
いデューティ比にすると、必然的にパルス幅が狭くな
り、ＰＷＭパルスの発生及びこれによるＦＥＴ８の制御
が不安定になる。しかし、図１の電源装置では、軽負荷
時にＰＷＭパルスの周波数が低い値（例えば２０kHz ）
になるので、パルス幅が比較的広くなり、ＰＷＭパルス
の発生及びこれによるＦＥＴ８の制御が安定する。ま
た、図１の電源装置における制御回路５１はハイブリッ
ドＩＣで構成されている。ハイブリッドＩＣを構成する
場合に、外部回路と接続するための端子数が出来るだけ
少ないことが望ましい。図１の装置ではＰＷＭパルスの
周波数の切換情報を水平同期パルスの振幅に乗せてい
る。従って、ＰＷＭパルスの周波数の切換情報を専用の
ラインによって制御回路５１に供給することが不要にな
り、制御回路５１の端子の構成が簡単になる。
【００３３】
【第２の実施例】次に、図９を参照して第２の実施例の
電源装置を説明する。但し、第２の実施例の電源装置は
第１の実施例のスイッチング周波数決定用タイミング信
号発生回路６４を変形した他は図１〜図３と同一に構成
したものであるので、図９には変形されたスイッチング
周波数決定用タイミング信号発生回路６４ａのみが示さ
れている。図９において参照信号４０、６１、７３ａは
図４で同一の符号で示すものと同一である。図９のスイ
ッチング周波数決定用タイミング信号発生回路６４ａ
は、１／２分周器８０と、それぞれが電子スイッチから
成る第１及び第２のスイッチ８１、８２と、ピークホー
ルド回路８３と、基準電圧源８４と、コンパレータ８５
と、ＮＯＴ回路８６とを有する。第１のスイッチ８１は
振幅が制御された水平同期パルスが入力する端子６１と
スイッチング周波数決定用タイミング信号出力ライン７
３ａとの間に接続され、コンパレータ８５の高レベル出
力に応答してオンになる。１／２分周器８０は入力端子
６１と第２のスイッチ８２との間に接続されている。こ
の１／２分周器８０は入力端子６１の水平同期パルスの
周波数を１／２にするものである。第２のスイッチ８２
は１／２分周器８０と出力ライン７３ａとの間に接続さ
れており、１／２分周出力を選択的に伝送する。コンパ
レータ８５と第２のスイッチ８２の制御端子との間には
ＮＯＴ回路８６が接続されているので、コンパレータ８
５の出力が低レベルの時に第２のスイッチ８２がオンに
なる。
【００３４】ピークホールド回路８３はダイオード８７
と、抵抗８８、８９と、コンデンサ９０とから成り、積
分回路又は平滑回路として機能し、水平同期パルスのピ
ークを保持する。更に詳細には、コンデンサ９０が入力
端子６１とグランドとの間にダイオード８７と抵抗８８
とを介して接続されており、このコンデンサ９０が水平
同期パルスのピーク即ち最大振幅を保持する。もし、入
力端子６１に図５（Ｂ）の振幅９Ｖの水平同期パルスが
供給された時にはコンデンサ９０は９Ｖを保持し、ま
た、入力端子６１に図６（Ｂ）の振幅５Ｖの水平同期パ
ルスが供給された時にはコンデンサ９０は５Ｖを保持す
る。コンパレータ８５の一方の入力端子はコンデンサ９
０に接続され、他方の入力端子は基準電圧源８４に接続
されているので、コンデンサ９０の電圧が基準電圧源８
４の基準電圧（７Ｖ）以上の時に高レベルの出力が得ら
れ、第１のスイッチ８１がオンになる。また、コンデン
サ９０の電圧が基準電圧よりも低い時に低レベル出力が
得られ、第２のスイッチ８２がオンになる。この結果、
水平同期パルスの周波数が比較的低い第１の値（３２kH
z ）の場合には第１のスイッチ８１がオンになって第１
の値（３２kHz ）の周波数のタイミング信号がライン７
３ａから出力され、水平同期パルスの周波数が比較的高
い第２の値（６４kHz ）の場合には第２の値（６４kHz
）の１／２の周波数（３２kHz ）のタイミング信号が
ライン７３ａから出力される。第２の実施例はスイッチ
ング周波数決定用タイミング信号発生回路６４ａ以外は
第１の実施例と同一であるので、第１の実施例と同一の
作用及び効果を有する。
【００３５】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 水平同期パルス振幅制御回路３４を水平同期パ
ルス発生回路２５と巻線３１との間に接続することがで
きる。 （２） 水平同期パルスを負パルスとすることができ
る。 （３） ＣＲＴ表示装置に限ることなく、液晶表示装置
にも本発明を適用することができる。 （４） ＦＥＴ８の代りに、バイポーラトランジスタ等
の別の半導体スイッチを使用することができる。 （５） 図１の実施例ではＦＥＴ８がオンの期間に出力
整流ダイオード１６及び１８がオフになるように巻線１
３及び１４の極性が設定されているが、ＦＥＴ８のオン
の期間にダイオード１６及び１８がオンになるように巻
線１３及び１４の極性を設定することができる。 （６） 図５（Ｆ）及び図６（Ｆ）のスイッチング周波
数決定用信号の立下り（後縁）に同期させてＰＷＭパル
スを発生させることができる。 （７） ＰＷＭ制御を行うために第１の出力整流平滑回
路９に電圧制御信号形成回路５４を接続する代りに、４
次巻線１５の電圧を検出し、この検出値を出力端子２２
の電圧とみなすことができる。即ち、図１の回路では、
ＦＥＴ８のオフ期間に巻線１３の電圧に対応した電圧が
巻線１５に得られるので、巻線１５の電圧によって出力
電圧を間接的に検出することができる。また、巻線１５
を使用しないで専用の出力電圧検出用巻線をトランス７
に設けることができる。 （８） ＤＣ−ＤＣコンバータ回路６を、複数のスイッ
チング素子をブリッジ型又はハーフ・ブリッジ型に接続
した回路を含むもの等に変形することができる。 （９） 水平同期パルスの分周比は１／２に限ることな
く、１／３、１／４等であってもよい。 （１０） コンパレ−タ７４の内部に図８に示すように
２つのトランジスタＱ2 、Ｑ3 を設ける代りに、図８の
トランジスタＱ3 を省いたコンパレ−タ７４ａを図１０
に示すように形成することができる。この場合には、ス
イッチング周期制御用トランジスタ７３をダイオ−ド７
８を介してコンデンサ７９に並列に接続し、コンデンサ
７９をタイミング信号で強制的に放電させる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施例の表示装置の電源装置を示す回路
図である。
【図２】図１のマイクロプロセッサの等価回路図であ
る。
【図３】図１の制御回路を詳しく示す回路図である。
【図４】図３のタイミング信号発生回路を詳しく示す回
路図である。
【図５】水平同期パルスの周波数が低い時の図１〜図３
の各部の電圧状態を示す波形図である。
【図６】水平同期パルスの周波数が高い時の図１〜図３
の各部の電圧状態を示す波形図である。
【図７】図３の各部の電圧を示す波形図である。
【図８】図３のコンパレ−タの一部を示す回路図であ
る。
【図９】第２の実施例のスイッチング周波数決定用タイ
ミング信号発生回路を示す回路図である。
【図１０】図３のコンパレ−タ及びこの入力回路の変形
例を示す回路図である。
【符号の説明】
８ ＦＥＴ ２５ 水平同期パルス発生回路 ３４ 水平同期パルス振幅制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−268882（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−310276（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−77271（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−304605（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−138833（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−98188（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−142355（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−292964（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04N 3/18 H04N 3/27

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 表示装置における少なくとも水平同期パ
    ルス発生回路及びこの水平同期パルス発生回路に結合さ
    れた水平偏向回路を含む負荷回路に電力を供給するため
    のスイッチングタイプの電源装置であって、 直流電源から供給された直流電圧をオン・オフするため
    の少なくとも１つのスイッチング素子と前記スイッチン
    グ素子でオン・オフした直流電圧を平滑するための平滑
    手段とを含む直流−直流変換回路と、 前記水平同期パルス発生回路から発生させるための水平
    同期パルスの所望周波数を示す情報を含む水平同期タイ
    ミング信号を発生するものであって、前記水平同期パル
    ス発生回路に接続されている水平同期タイミング信号発
    生手段と、 前記所望周波数が所定値よりも低い時に第１の状態の信
    号を発生し、前記所望周波数が前記所定値以上の時に第
    ２の状態の信号を発生する周波数判別信号発生手段と、 前記水平同期パルスの振幅を制御するためのものであっ
    て、前記水平同期パルス発生回路及び前記周波数判別信
    号発生手段に結合されており、前記周波数判別信号発生
    手段から前記第１の状態の信号が発生している時には前
    記水平同期パルスの振幅を第１のレベルに制御し、前記
    周波数判別信号発生手段から前記第２の状態の信号が発
    生している時には前記水平同期パルスの振幅を前記第１
    のレベルとは異なる第２のレベルに制御する水平同期パ
    ルス振幅制御手段と、 前記水平同期パルス振幅制御手段から出力された前記第
    １及び第２のレベルの振幅の水平同期パルスに基づいて
    前記スイッチング素子のオン・オフの周期を決定するた
    めの第１及び第２のタイミング信号を発生するものであ
    って、前記水平同期パルス振幅制御手段に接続されてお
    り、前記水平同期パルス振幅制御手段から前記第１のレ
    ベルの振幅の水平同期パルスが出力されている時には前
    記水平同期パルス発生回路から送出された水平同期パル
    スの周波数と同一の周波数を有する前記第１のタイミン
    グ信号を発生し、前記水平同期パルス振幅制御手段から
    前記第２のレベルの振幅の水平同期パルスが出力されて
    いる時には前記水平同期パルス発生回路から送出された
    水平同期パルスの周波数よりも低い周波数を有する前記
    第２のタイミング信号を発生するスイッチング周波数決
    定用タイミング信号発生手段と、 前記スイッチング周波数決定用タイミング信号発生手段
    と前記スイッチング素子の制御端子との間に接続され、
    前記第１のタイミング信号に応答して前記第１のタイミ
    ング信号の周波数と同一の周波数を有して前記スイッチ
    ング素子をオン・オフするための第１の制御信号を形成
    し、前記第２のタイミング信号に応答して前記第２のタ
    イミング信号の周波数と同一の周波数を有して前記スイ
    ッチング素子をオン・オフするための第２の制御信号を
    形成するスイッチング制御信号形成回路とを備えたスイ
    ッチングタイプの電源装置。
  2. 【請求項２】 前記周波数判別信号発生手段が、 前記所望周波数が所定値よりも低い時に第１のレベルの
    電圧の信号を発生し、前記所望周波数が前記所定値以上
    の時に前記第１のレベルの電圧よりも低い第２のレベル
    の電圧の信号を発生する周波数判別電圧信号発生回路
    と、 前記周波数判別電圧信号発生回路に接続され、前記第１
    のレベルの電圧の信号に応答して第１の発光状態とな
    り、前記第２のレベルの電圧の信号に応答して第２の発
    光状態となる発光素子とから成り、且つ前記水平同期パ
    ルス振幅制御手段が、前記発光素子に光結合された受光
    素子を含み、前記第１の発光状態に応答して前記水平同
    期パルスの振幅を第１のレベルに制御し、前記第２の発
    光状態に応答して前記水平同期パルスの振幅を前記第１
    のレベルよりも低い第２のレベルに制御するものである
    ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
  3. 【請求項３】 前記水平同期パルスの振幅の前記第１の
    レベルは前記第２のレベルよりも高く設定されており、
    且つ前記スイッチング周波数決定用タイミング信号発生
    手段が、 前記第２のレベルの振幅よりも低い第１の基準電圧を発
    生する第１の基準電圧源と、 前記第２のレベルの振幅よりも高く且つ前記第１のレベ
    ルの振幅よりも低い第２の基準電圧を発生する第２の基
    準電圧源と、 前記水平同期パルス振幅制御手段と前記第１の基準電圧
    源とに接続され、前記水平同期パルス振幅制御手段の出
    力信号が前記第１の基準電圧よりも高いか否かを示す出
    力信号を形成する第１のコンパレータと、 前記水平同期パルス振幅制御手段と前記第２の基準電圧
    源とに接続され、前記水平同期パルス振幅制御手段の前
    記出力信号が前記第２の基準電圧よりも高いか否かを示
    す出力信号を形成する第２のコンパレータと、 前記第２のコンパレータに接続され、前記水平同期パル
    ス振幅制御手段で制御された水平同期パルスの時間幅よ
    りも短い時間の遅延を前記第２のコンパレータの出力信
    号に与えるための遅延手段と、 前記第１のコンパレータに接続されたトリガ入力端子と
    前記遅延手段に接続されたセット許可端子と出力端子と
    を有し、前記セット許可端子が低レベルの時に前記トリ
    ガ端子にトリガ入力が供給されても前記出力端子の状態
    が変化せず、前記セット許可端子が高レベルの時に前記
    トリガ端子にトリガ入力が供給された時に前記出力端子
    の状態が変化するトリガタイプのフリップフロップと、 前記第１のコンパレータと前記フリップフロップに接続
    されたＮＯＲゲートとから成ることを特徴とする請求項
    １又は２記載の電源装置。
  4. 【請求項４】 前記直流−直流変換回路は、 前記直流電源の一端と他端との間に接続されたトランス
    の１次巻線とスイッチング素子の直列回路と、 前記トランスの２次巻線と、 前記２次巻線に接続された整流及び平滑回路とから成る
    ことを特徴とする請求項１又は２又は３記載の電源装
    置。
  5. 【請求項５】 前記スイッチング制御信号形成回路は、 のこぎり波を得るためののこぎり波発生回路と、 前記のこぎり波と比較するための参照信号を発生する参
    照信号発生手段と、 前記スイッチング周波数決定用タイミング信号発生手段
    に接続されており、前記スイッチング周波数決定用タイ
    ミング信号発生手段から発生したタイミング信号に応答
    して前記のこぎり波の発生周期を前記タイミング信号の
    周期と同一にするためのスイッチング周期制御手段と、 前記のこぎり波発生回路と前記参照信号発生手段と前記
    スイッチング周期制御手段と前記スイッチング素子の制
    御端子とに接続され、前記のこぎり波と前記参照信号と
    の比較に基づいてパルス列を選択的に形成して前記スイ
    ッチング素子の前記制御端子に供給するものであって、
    前記タイミング信号が発生している時には前記スイッチ
    ング周期制御手段による制御に基づいて前記タイミング
    信号の周期と同一の周期で前記パルス列を発生し、前記
    タイミング信号が発生していない時には前記タイミング
    信号の周期よりも長い一定の周期で前記パルス列を発生
    するパルス形成手段と、から成ることを特徴とする請求
    項１又は２又は３又は４記載の電源装置。
  6. 【請求項６】 前記水平同期パルスの第２のレベルの振
    幅は第１のレベルの振幅よりも低く決定されており、 前記スイッチング周波数決定用タイミング信号発生手段
    が、 前記水平同期パルス振幅制御手段に接続された分周器
    と、 前記水平同期パルス振幅制御手段に接続された平滑回路
    と、 前記第１のレベルの振幅の水平同期パルスを前記平滑回
    路で平滑した時に得られる電圧値と前記第２のレベルの
    振幅の水平同期パルスを前記平滑回路で平滑した時に得
    られる電圧値との間の値に設定された基準電圧を供給す
    るための基準電圧源と、 前記平滑回路と前記基準電圧源とに接続されており、前
    記平滑回路の出力電圧と前記基準電圧との比較出力を発
    生するコンパレータと、 前記水平同期パルス振幅制御手段と前記コンパレータと
    に接続され、前記平滑回路の出力電圧が前記基準電圧よ
    りも高いことを示す前記コンパレータの出力に応答して
    オン状態となって前記水平同期パルス振幅制御手段から
    得られた水平同期パルスを前記スイッチング素子を制御
    するためのタイミング信号として出力する第１のスイッ
    チ手段と、 前記分周器と前記コンパレータとに接続され、前記平滑
    回路の出力電圧が前記基準電圧よりも低いことを示す前
    記コンパレータの出力に応答してオン状態になって前記
    分周器から得られたパルスを前記スイッチング素子を制
    御するためのタイミング信号として出力する第２のスイ
    ッチ手段とから成ることを特徴とする請求項１又は２又
    は４又は５記載の電源装置。
JP8090120A 1996-03-19 1996-03-19 表示装置の電源装置 Expired - Fee Related JP2900876B2 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP8090120A JP2900876B2 (ja) 1996-03-19 1996-03-19 表示装置の電源装置
US08/812,427 US5793621A (en) 1996-03-19 1997-03-06 Switching power supply for computer-driven displays or the like
KR1019970010113A KR100261257B1 (ko) 1996-03-19 1997-03-19 표시장치용 전원장치

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP8090120A JP2900876B2 (ja) 1996-03-19 1996-03-19 表示装置の電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH09261507A JPH09261507A (ja) 1997-10-03
JP2900876B2 true JP2900876B2 (ja) 1999-06-02

Family

ID=13989659

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP8090120A Expired - Fee Related JP2900876B2 (ja) 1996-03-19 1996-03-19 表示装置の電源装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US5793621A (ja)
JP (1) JP2900876B2 (ja)
KR (1) KR100261257B1 (ja)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2956681B2 (ja) * 1998-02-27 1999-10-04 富士電機株式会社 スイッチング電源の切換運転回路
US6195271B1 (en) * 1999-04-21 2001-02-27 International Business Machines Corporation AC adaptor with power consumption reduction in unused state
JP3369134B2 (ja) * 1999-11-16 2003-01-20 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3496717B2 (ja) * 2001-04-18 2004-02-16 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
GB2369730B (en) * 2001-08-30 2002-11-13 Integrated Syst Tech Ltd Illumination control system
KR100856900B1 (ko) * 2001-12-21 2008-09-05 페어차일드코리아반도체 주식회사 버스트 모드 스위칭 모드 파워 서플라이
JP3947682B2 (ja) * 2002-04-26 2007-07-25 Ｆｄｋ株式会社 スイッチング電源回路
JP3557198B2 (ja) * 2002-06-17 2004-08-25 株式会社東芝 スイッチング電源回路及び電子機器
JPWO2005006527A1 (ja) * 2003-07-15 2006-08-24 サンケン電気株式会社 電源装置及び電源装置の制御方法
JP4706211B2 (ja) * 2004-09-03 2011-06-22 パナソニック株式会社 電力変換装置
JP2006223008A (ja) * 2005-02-08 2006-08-24 Hitachi Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4682784B2 (ja) * 2005-09-30 2011-05-11 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP4937958B2 (ja) * 2008-04-04 2012-05-23 富士通テレコムネットワークス株式会社 スイッチング電源装置
CN103066852B (zh) 2012-12-21 2016-02-24 昂宝电子（上海）有限公司 用于源极切换和电压生成的系统和方法
US9225189B2 (en) * 2013-12-06 2015-12-29 Shenzhen China Star Optoelectronics Technology Co., Ltd. Flyback quick start driving circuit and driving method
CN107196511B (zh) 2017-03-30 2019-07-05 昂宝电子（上海）有限公司 用于功率变换器的控制器和方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4034281A (en) * 1974-07-25 1977-07-05 Sanken Electric Company Limited Direct current power supply with a transistor chopper
US4954758A (en) * 1981-10-30 1990-09-04 Xcel Corporation (Computron Display Systems Division) Power source circuit
EP0178343B1 (en) * 1984-10-18 1989-01-18 HONEYWELL BULL ITALIA S.p.A. Multiple output switching power supply
US5619403A (en) * 1992-07-24 1997-04-08 Canon Kabushiki Kaisha Multi-output power supply apparatus
JPH0680385U (ja) * 1993-04-27 1994-11-08 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置

Also Published As

Publication number Publication date
KR970068110A (ko) 1997-10-13
US5793621A (en) 1998-08-11
JPH09261507A (ja) 1997-10-03
KR100261257B1 (ko) 2000-07-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2900876B2 (ja) 表示装置の電源装置
JP3553042B2 (ja) スイッチング電源装置及びその駆動方法
JP4096201B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃ変換器
JP4158054B2 (ja) スイッチング電源装置
JPH06209569A (ja) スイッチング電源装置
KR20050085544A (ko) 스위칭 전원장치 및 스위칭 전원장치의 제어방법
JP2007135277A (ja) スイッチング電源装置
JP3019804B2 (ja) スイッチング電源装置
US5402480A (en) Call signal generating circuit
US5691632A (en) Switching power supply
JPH09503366A (ja) 水平偏向
JP2914378B1 (ja) スイッチング電源装置
JPH099174A (ja) スイッチング型の電源装置
US6204644B1 (en) Switching power supply for speeding up turn-off operation of a switching element
US6104174A (en) High voltage power supply circuit
JP2776152B2 (ja) スイッチングレギュレ−タ
JP3327331B2 (ja) スイッチング電源装置
KR100503481B1 (ko) 스텐바이 모드시의 전력소모가 적은 전원공급장치
JP3001009B2 (ja) スイッチング電源装置
JP2001112249A (ja) スイッチング電源装置
JP3260776B2 (ja) 画像形成装置の電源回路
JPH09201041A (ja) ２段式昇圧回路
JP3051488B2 (ja) 電源装置
JP2589820Y2 (ja) スイッチング電源装置
JP3057272B2 (ja) スイッチング電源

Legal Events

Date Code Title Description
R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees