JP2914378B1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】 スイッチング電源装置において、磁歪音のな
い安定した間欠発振動作が得られなかった。 【解決手段】 主トランジスタとトランスの１次巻線と
の直列回路を直流電源に接続する。主トランジスタをＰ
ＷＭパルスでオン・オフ制御する。出力電圧を検出して
誤差増幅用トランジスタ２３で誤差信号を作り、これに
応じた電流を発光ダイオード２４に流す。誤差増幅用ト
ランジスタ２３に並列にスタンバイ制御用トランジスタ
７２を接続する。このスタンバイ制御用トランジスタ７
２をスタンバイ制御パルスでオン・オフ制御する。スタ
ンバイ制御用トランジスタ７２のコレクタ・ベース間に
コンデンサ７３を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、出力電圧を帰還制
御によって一定に制御する形式のスイッチング電源装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源装置をコンピユータシ
ステム等の電源回路に使用する場合には、節電のために
スタンバイ（待機）モードを設けることが必要になる。
スタンバイモード時においては、一般にスイッチング損
失を低減させるために間欠動作させる。図１はスタンバ
イモード等の軽負荷時に対処するための従来のスイッチ
ング電源装置を示す。この図１において、例えば整流回
路と平滑回路とから成る直流電源１の一端と他端との間
には出力トランス２のインダクタンスを有する１次巻線
３と主スイッチとしてのＦＥＴから成る主トランジスタ
４と電流検出手段としての電流検出抵抗５との直列回路
が接続されている。第１の出力回路を構成するためにト
ランス２の２次巻線６に対して並列に出力整流ダイオー
ド７を介して第１の出力平滑用コンデン８が接続されて
いる。２次巻線６の極性及び整流ダイオード７の極性
は、主トランジスタ４のオフ期間に整流ダイオード７が
導通するように決定されている。平滑用コンデンサ８に
接続された第１の直流出力端子９、１０には第１の負荷
１１が接続されている。第２の出力回路を構成するため
にトランス２の３次巻線１２に対して出力整流ダイオー
ド１３を介して第２の出力平滑用コンデンサ１４が接続
されている。３次巻線１２の極性は、２次巻線６と同様
に主トランジスタ４のオフ期間に整流ダイオード１３が
導通するように決定されている。平滑用コンデンサ１４
に接続された第２の出力端子１５、１６間には第２の負
荷１７が接続されている。図１のスイッチング電源装置
は、第１の出力端子９、１０間の第１の出力電圧を一定
に制御するための電圧制御信号形成回路１８を有する。
この電圧制御信号形成回路１８は、第１の出力端子９、
１０間に接続された電圧検出回路としての電圧検出抵抗
１９、２０と、基準電圧源を構成するための抵抗２１及
びツェナーダイオード２２と、誤差信号形成回路即ち誤
差増幅器としてのトランジスタ２３とから成る。トラン
ジスタ２３のベースは電圧検出抵抗１９、２０の分圧点
に接続され、エミッタは基準電圧源としてのツェナーダ
イオード２２に接続されている。ツェナーダイオード２
２は抵抗２１を介して直流出力端子９、１０間に接続さ
れている。従って、トランジスタ２３のコレクタ電流は
検出電圧と基準電圧との差に対応して変化する。電圧制
御信号形成回路１８の出力を光信号に変換するために第
２の出力端子１５とトランジスタ２３のコレクタとの間
に発光素子として発光ダイオード２４が接続されてい
る。

【０００３】制御電源を構成するためにトランス２には
４次巻線２５が設けられている。この４次巻線２５には
整流ダイオード２６を介して平滑用コンデンサ２７が並
列に接続されている。

【０００４】主トランジスタ４をオン・オフ制御するた
めの制御信号形成回路２８の正側電源ライン２９は制御
電源としてのコンデンサ２７の一端に接続されていると
共に起動抵抗３０を介して直流電源１の一端に接続さ
れ、グランド側ライン３１は直流電源１の他端及びコン
デンサ２７の他端に接続されている。制御信号形成回路
２８の入力信号ライン３２には電流検出信号と定電圧制
御信号との合成信号が入力する。この合成信号を形成す
るために、電流検出抵抗５の一端が抵抗３３を介して入
力信号ライン３２に接続され、且つコンデンサ２７の一
端と入力信号ライン３２との間にホトトランジスタ２４
が接続されている。ホトトランジスタ３４は発光ダイオ
ード２４に光結合されている。なお、電流検出抵抗５及
びホトトランジスタ３４の上述のような相互接続は、加
算回路を構成されていることになる。制御信号形成回路
２８は入力信号ライン３２に応答して制御信号を形成
し、出力ライン３５によって主トランジスタ４のベース
に制御信号を与える。

【０００５】スタンバイ制御回路３６は、スタンバイ信
号入力端子３７のスタンバイ信号に応答して発光ダイオ
ード２４を制御するものであり、第２の出力端子１５、
１６にライン３８、３９で接続され、また発光ダイオー
ド２４のカソードにライン４０で接続されている。

【０００６】図２はスイッチ制御信号形成回路２８の詳
細とこれに関連する部分を示す。このスイッチ制御信号
形成回路２８は、主トランジスタ４をオン・オフ制御す
るためのスイッチ制御パルスを発生するパルス発生器４
１と、駆動回路４２と、電流制限抵抗４３と、オン時間
幅制御用基準電圧源４４と、オン時間幅制御用比較器４
５と、オン時間幅制御用トランジスタ４６と、定電圧回
路４７とから成る。

【０００７】パルス発生器４１は、パルス形成用比較器
４８と、のこぎり波発生用コンデンサ４９と、放電用抵
抗５０と、充電制御用トランジスタ５１と、ツェナーダ
イオード５２と、抵抗５３、５４、５５、５６と、ダイ
オード５７、５８とから成る。のこぎり波発生用コンデ
ンサ４９の一端は充電制御用トランジスタ５１を介して
正側電源ライン２９に接続され、このコンデンサ４９の
他端はグランドライン３１に接続されている。放電用抵
抗５０はコンデンサ４９に並列に接続されている。定電
圧源として機能するツェナーダイオード５２はトランジ
スタ５１のベースとグランドライン３１との間に接続さ
れている。トランジスタ５１のベースは抵抗５３を介し
て定電圧回路４７から導出された定電圧ライン５９に接
続されている。制御パルス形成用比較器４８の一方の入
力端子は抵抗５４を介して定電圧ライン５９に接続さ
れ、他方の入力端子はのこぎり波発生用コンデンサ４９
の一端に接続されている。参照電圧用抵抗５５とダイオ
ード５７は比較器４８の一方の入力端子と出力端子との
間に接続されている。また、帰還用抵抗５６とダイオー
ド５８とはトランジスタ５１のベースと比較器４８の出
力端子との間に接続されている。

【０００８】駆動回路４２はスイッチ制御パルスに応答
して主トランジスタ４を駆動するものであり、入力端子
ａと出力端子ｂと一対の電源端子ｃ、ｄとを有する。入
力端子ａはパルス発生器４１の出力ライン即ち比較器４
８の出力ラインに接続され、出力端子ｂは抵抗４３を介
して主トランジスタ４のベース（制御端子）に接続さ
れ、一方の電源端子ｃは正電源ライン２９に接続され、
他方の電源端子ｄはグランドライン３１に接続されてい
る。図４から明らかなように駆動回路４２は、ＮＰＮ型
の第１及び第２のトランジスタ４２ａ、４２ｂとＮＯＴ
回路（反転回路）４２ｃとから成る。第１のトランジス
タ４２ａのコレクタは一方の電源端子ｃに接続され、エ
ミッタは出力端子ｂに接続され、ベースは入力端子ａに
接続されている。第２のトランジスタ４２ｂのコレクタ
は出力端子ｂに接続され、エミッタは他方の電源端子ｄ
に接続され、ベースはＮＯＴ回路４２ｃを介して入力端
子ａに接続されている。従って、第１及び第２のトラン
ジスタ４２ａ、４２ｂは互いに反対に動作する。

【０００９】主トランジスタ４のオン幅を決定するため
の比較器４５の一方の入力端子は入力信号ライン３２に
接続され、他方の入力端子は基準電圧源４４に接続され
ている。基準電圧源４４はグランドライン３１を基準に
して一定のオン幅決定用基準電圧を発生する。オン時間
幅制御スイッチとしてのトランジスタ４６はパルス発生
用比較器４８の出力端子とグランドライン３１との間に
接続され、そのベースは比較器４５の出力端子に接続さ
れている。フォトトランジスタ３４の出力ラインと抵抗
３３の出力ラインは相互に接続されて加算回路が形成さ
れている。従って、入力信号ライン３２には、電流検出
抵抗５に基づく電流帰還信号とフォトトランジスタ３４
に基づく電圧帰還信号（電圧制御信号）との和が入力す
る。このため、比較器４５及びトランジスタ４６は電圧
帰還制御と電流帰還制御との両方を実行する。主トラン
ジスタ４のオン期間においてこの電流が時間と共に増大
し、この電流検出電圧が基準電圧Ｖthに至ると比較器４
５の出力が高レベルになり、トランジスタ４６がオンに
なって駆動回路４２の入力端子ａがグランドに接続さ
れ、主トランジスタ４は強制的にオフ状態に転換する。

【００１０】定電圧回路４７は電源ライン２９とグラン
ドライン３１との間に接続され、電源ライン２９の電圧
を定電圧化してライン５９に出力する周知の回路であ
る。ライン５９の電圧はライン２９の電圧よりも低い。
なお、図示が省略されているが、比較器４５、４８の電
源端子は定電圧回路４７の出力ライン５９に接続されて
いる。

【００１１】図３は図１のスタンバイ制御回路３６の詳
細とこれに関係する部分を示す。この図３から明らかな
ようにスタンバイ制御回路３６は、誤差増幅器即ちオペ
アンプ６０と、基準電圧源６１と、トランジスタ６２
と、抵抗６３、６４、６５と、積分用コンデンサ６６と
から成る。オペアンプ６０の一方の入力端子は基準電圧
源６１に接続され、他方の入力端子は抵抗６３を介して
第２の直流出力端子１５に接続され、出力端子はライン
４０によって発光ダイオード２４のカソードに接続され
ている。ｎｐｎ型トランジスタ６２のコレクタはオペア
ンプ６０の他方の入力端子に接続され、エミッタはグラ
ンドライン３９を介して第１及び第２の負荷１１、１７
のグランド側端子１０、１６に接続され、ベースはスタ
ンバイ信号入力端子３７に接続されている。抵抗６４は
第２の直流出力端子１５、１６間の電圧を分圧してオペ
アンプ６０に供給するために抵抗６３とグランドライン
３９との間に接続されている。従って、スイッチとして
のトランジスタ６２は分圧抵抗６４に並列に接続されて
いることになる。積分用コンデンサ６６は抵抗６５を介
してオペアンプ６０の負入力端子と出力端子との間に接
続されている。

【００１２】

【正常時動作】次に、図１及び図２に示すスイッチング
電源装置の正常時の動作を図５のｔ0〜ｔ4 期間を参照
して説明する。図５のｔ0 時点で図２の比較器４８の出
力電圧が低レベルから高レベルに転換して制御パルスが
発生し、これに対応するゲート制御信号Ｖg が主トラン
ジスタ４に図５（Ｄ）に示すように印加され、主トラン
ジスタ４がオンになる。これにより、直流電源１と１次
巻線３とトランジスタ４と電流検出用抵抗５とから成る
閉回路に電流Ｉ1 が流れる。１次巻線３はインダクタン
スを有するので、電流Ｉ1 は傾斜を有して増大し、電流
検出用抵抗５の電圧が電流Ｉ1 の波形に対応して変化
し、電流Ｉ1 の帰還情報を含む入力電圧Ｖinも図５
（Ｂ）に示すように傾斜を有して増大する。電流Ｉ1 に
対応する電圧Ｖinがｔ1 時点で基準電圧Ｖthに達する
と、比較器４５の出力が低レベルから高レベルに転換
し、トランジスタ４６がオンになり、パルス発生用比較
器４８の出力端子がトランジスタ４６を介してグランド
に接続され、パルスのオン期間が終了する。パルス発生
用比較器４８の出力電圧がｔ1 時点で低レベルになる
と、ダイオード５７がオンになり、比較器４８の正入力
端子の電圧Ｖ1 が図５（Ａ）に示すように６．５Ｖから
３．５Ｖまで低下し、負入力端子の電圧Ｖ2 よりも低く
なる。これにより、比較器４８の出力電圧の低レベルが
保持される。また、比較器４８の出力電圧が低レベルに
なると、ダイオード５８がオンになり、トランジスタ５
１のベース電位がこのエミッタ電位よりも低くなり、ト
ランジスタ５１のベース・エミッタ間が逆バイアス状態
となり、トランジスタ５１がオフになるためコンデンサ
４９の充電が停止する。これにより、コンデンサ４９の
電荷は抵抗５０を介して放出され、この電圧Ｖ2 は図５
（Ａ）で破線で示すように一定の傾斜を有して低下す
る。ｔ3 時点でコンデンサ４９の電圧即ち比較器４８の
負入力端子の電圧Ｖ2 が正入力端子の電圧Ｖ1 よりも低
くなると、比較器４８の出力電圧は再び高レベルに戻
り、次のパルスが発生する。図５（Ｂ）のｔ1 〜ｔ2 期
間における電流Ｉ1 に基づく電圧Ｖinは主トランジスタ
４のストレージ作用に基づく電流によって生じるもので
ある。ｔ2 時点で主トランジスタ４を通る電流Ｉ1 が零
になると、主トランジスタ４の一対の主端子間電圧とし
てのドレイン・ソース間電圧Ｖdsがオン時よりも高くな
る。ｔ2 〜ｔ3 期間では電流Ｉ1 が零になるので、オン
時間幅制御用即ち電流帰還制御用比較器４５の出力が低
レベルに保持され、オン時間幅制御用トランジスタ４６
もオフに保たれる。従って、主トランジスタ４のオフ期
間の決定には比較器４５が関与せず、オフ期間（例えば
ｔ1 〜ｔ3）はのこぎり波用コンデンサ４９の放電のみ
に依存して決定され、一定になる。ｔ3 時点で比較器４
８の出力電圧が高レベルに戻ると、ダイオード５７及び
５８はオフになる。これにより、トランジスタ５１が再
びオンになり、コンデンサ４９が急速に充電され、この
電圧Ｖ2 は５Ｖになる。また、比較器４８の正入力端子
の電圧Ｖ1 もｔ3 時点で直ちに６．５Ｖになる。従っ
て、比較器４８の出力電圧は高レベルに保持される。な
お、この出力電圧の高レベルは６．５Ｖよりも高く設定
されている。

【００１３】

【正常負荷時の電圧制御】負荷１１の両端電圧が例えば
基準値よりも高くなると、比較器４５の正入力端子の入
力電圧Ｖinが高くなり、主トランジスタ４のオン開始点
から早い時期に基準電圧Ｖthに達し、比較器４５の出力
が高レベルに転換し、トランジスタ４６がオンになるこ
とによりＰＷＭパルスのオン期間が終了し、ＰＷＭパル
スのオン幅が狭くなる。ＰＷＭパルス列のオフ幅は一定
であるので、主トランジスタ４のデューティ比は小さく
なり、出力電圧が基準に戻される。出力電圧が基準値よ
りも低くなった時には上記の高くなった時と逆の動作に
なる。

【００１４】

【スタンバイ動作】スタンバイ信号入力端子３７は、正
常負荷時に高レベルに保たれ、スタンバイ時（待機時）
に低レベル又はオープン状態になる。従って、正常負荷
時にはトランジスタ６２はオンに保たれ、増幅器６０の
負入力端子がグランドレベルとなり、この出力電圧が高
レベルになる。この結果、正常時にはスタンバイ制御回
路３６は発光ダイオード２４による帰還制御に実質的に
関係しない。他方、スタンバイ時には端子３７が低レベ
ルになり、トランジスタ６２がオフになるので、オペア
ンプ６０の負入力端子の電圧は第２の直流出力端子１
５、１６間の電圧Ｖo2に対応した値になる。オペアンプ
６０の出力電圧は負入力端子の電圧と正入力端子の基準
電圧の差に対応した値に直ちにならず、この差の値の積
分値となる。従って、スタンバイ状態に転換した直後に
はオペアンプ６０の出力電圧は比較的高いので、発光ダ
イオード２４の電流Ｉf の増加が急激には発生しない。
オペアンプ６０の出力は徐々に低下するので、発光ダイ
オード２４の電流Ｉf が徐々に増大する。発光ダイオー
ド２４の電流Ｉf が増加すると、出力電圧Ｖo1が所定値
よりも高くなったことを示すと等価な状態になり、主ト
ランジスタ４のオン時間幅が狭くなる。図６はスタンバ
イ状態の期間中の一部を示し、スタンバイ状態開始時の
動作を示していない。しかし、スタンバイ状態の開始時
においても図６のｔ1 〜ｔ3 期間と同様な動作が生じ
る。従って、スタンバイ動作開始の動作も図６を参照し
て説明する。スタンバイ状態は実質的に無負荷であるの
で、主トランジスタ４のオン時間幅が狭くなっても、平
滑用コンデンサ８、１４で積分された出力電圧Ｖo1、Ｖ
o2の上昇が図６（Ｄ）に示すように生じる。しかし、ス
タンバイ状態においては、オペアンプ６０の出力が低レ
ベルになるので、電圧制御信号形成回路１８のトランジ
スタ２３による定電圧制御動作は生じない。オペアンプ
６０の出力電圧が積分動作を伴なって徐々に低くなる
と、発光ダイオード２４の電流Ｉf が徐々に増大し、図
６のｔ2 〜ｔ4 期間に示すように発光ダイオード２４の
電流Ｉf が所定レベルＩr 以上になると、図２の比較器
４５の出力が高レベルに転換し、ＰＷＭパルス形成用比
較器４８の出力ラインがグランドに接続され、主トラン
ジスタ４が駆動されなくなる。図６のｔ2 時点からｔ4
時点まで主トランジスタ４のオン駆動が行われないと、
平滑用コンデンサ８、１４の電圧Ｖo1、Ｖo2の低下が生
じる。出力電圧Ｖo1、Ｖo2の低下がｔ2 から生じてもオ
ペアンプ６０とコンデンサ６６の積分回路の出力電圧の
低下が直ちに停止しないで図６のｔ3 時点まで低下を続
け、発光ダイオード２４の電流Ｉf の増大がｔ3 時点ま
で続く。ｔ2 時点から出力電圧Ｖo2が図６（Ｄ）に示す
ように低下すると、少し遅れを有してｔ3 時点からオペ
アンプ６０の出力電圧の上昇が始まり、発光ダイオード
２４の電流Ｉf はｔ3 から低下し、ｔ4 時点で主トラン
ジスタ４のオン・オフ停止所定レベルＩr を上から下に
向って横切る。これにより、ｔ4 時点で図２の比較器４
５の出力が低レベルに転換し、トランジスタ４６がオフ
に転換し、主トランジスタ４のオン・オフ動作が開始す
る。ｔ4 時点以後においてはｔ0 〜ｔ4 期間と同様な動
作が繰返して生じる。なお、ｔ1 〜ｔ2 期間において発
光ダイオード２４の電流Ｉf が傾斜を有して増大する
と、図６（Ａ）（Ｂ）から明らかなように主トランジス
タ４のオン時間幅は徐々に狭くなり、且つここを流れる
電流Ｉ1 の最大振幅値も徐々に小さくなる。主トランジ
スタ４が図６のｔ2 〜ｔ4 に示す休止期間を有してオン
・オフし、且つｔ1 〜ｔ2 期間でオン時間幅が徐々に狭
くなることによって間欠発振動作となり、電力損失の低
減が図られる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図３に示す
従来のスタンバイ制御回路３６を使用したスイッチング
電源装置において、オペアンプ６０及び発光ダイオード
２４とフォトトランジスタ３４とのフォトカプラーのゲ
インのバラツキがあると、図６における発光ダイオード
２４の電流Ｉf 即ち帰還電流のバラツキが生じ、ｔ2 〜
ｔ4 の休止期間が短くなり過ぎて消費電力の低減効果を
十分に得ることができないことがある。また、図６
（Ｂ）では必ずしも明確でないが、主トランジスタ４の
電流Ｉ1 の振幅は図６（Ｃ）のｔ0 〜ｔ2 期間に示す発
光ダイオード２４の電流Ｉf の変化に応じて変化する。
電流Ｉf は変曲点を有するように変化するので、主トラ
ンジスタ４の電流Ｉ1 の振幅の変化が急激に生じ、この
ピ−クが大きくなり、トランス２から唸り音が発生する
ことがある。また、電源１のオフ時に、電源１が整流回
路と平滑コンデンサで構成されていると、電源電圧が直
ちに零にはならず徐々に低下する。この様に電源電圧が
低下した場合においても電流Ｉ1 のピ−クが大きくな
り、トランス２の唸り音が発生することがある。

【００１６】そこで、本発明の目的は、安定したスタン
バイ状態を得ることができるスイッチング電源装置を提
供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、直流電源の一端と他端
との間に接続されたトランスの１次巻線とスイッチとの
直列回路と、前記１次巻線に電磁結合された２次巻線
と、負荷に直流電圧を供給するために前記２次巻線に接
続された出力整流平滑回路と、前記出力整流平滑回路の
出力電圧を検出する電圧検出回路と、基準電圧を与える
ための基準電圧源と、前記電圧検出回路から得られる検
出電圧と前記基準電圧源の基準電圧との差に対応する誤
差信号を形成する誤差信号形成回路と、正常負荷モード
と正常負荷よりも軽い軽負荷モードとを区別するための
モード信号を受け入れるモード信号入力端子と、前記モ
ード信号が前記軽負荷モードを示している時には、前記
正常負荷モードにおける前記スイッチのオン・オフ周期
の複数倍の時間よりも長い所定の周期で軽負荷制御パル
スを繰返して発生し、前記モード信号が前記正常負荷モ
ードを示している時には前記軽負荷制御パルスを発生し
ない軽負荷制御パルス発生器と、前記誤差信号形成回路
の出力と前記軽負荷制御パルス発生器の出力との合成信
号を形成する合成手段と、前記スイッチをオン・オフ制
御するための制御信号を形成するものであって、前記出
力整流平滑回路の出力電圧を所定値に保つように前記合
成信号に応答して前記スイッチのオン時間幅を制御する
ように形成されたスイッチ制御信号形成回路とを備えた
スイッチング電源装置に係わるものである。なお、請求
項２に示すように軽負荷制御パルスとしての方形波パル
スを傾斜を有する波形（例えば、三角波又は正弦波）に
変換する回路を設けることが望ましい。また、請求項３
に示すように合成手段を発光ダイオードを使用して構成
することが望ましい。また、請求項４に示すようにスイ
ッチ制御信号形成回路は電流検出手段を有する電流帰還
型であることが望ましい。また、請求項５に示すように
第１及び第２の出力整流平滑回路を設けることができ
る。また、請求項６に示すように、請求項５の発明にお
いても請求項２と同様に波形変換回路を設けることが望
ましい。また、請求項７に示すように、請求項５の発明
においても合成手段を発光ダイオードを含む回路にする
ことが望ましい。また、請求項８に示すように、昇圧型
スイッチング電源装置に構成することができる。更に、
降圧型又はフォワ−ド型等のスイッチング電源装置にも
本発明を適用することができる。

【００１８】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、軽負荷制御パ
ルス発生器を設け、軽負荷モード時には所定の周期で軽
負荷制御パルスを発生させ、軽負荷制御パルスと誤差信
号との合成でスイッチのオン・オフ制御信号を形成する
ので、回路定数のバラツキ、電源電圧の変動等に拘ら
ず、スイッチのオン・オフ動作の中断期間を安定的に得
ることができ、軽負荷時（例えばスタンバイ時）の消費
電力の低減効果を確実に得ることができる。また、請求
項２、６の発明によれば、軽負荷制御パルスによる制御
が傾斜を有して徐々に行われるので、トランスの励磁の
急激な変化が発生せず、トランスの唸り音を抑制するこ
とができる。また、請求項３、７の発明によれば、誤差
信号と軽負荷制御パルス又はこれに対応する信号との合
成を容易に達成することができる。また、請求項５の発
明によれば、軽負荷モードに駆動する負荷と正常負荷時
に駆動する負荷とを容易に区別することができる。

【００１９】

【実施形態及び実施例】次に、図面を参照して本発明の
実施例及び実施形態を説明する。但し、図７〜図１１に
おいて、図１〜図６と実質的に同一の部分には同一の符
号を付してその説明を省略する。また、本実施例の説明
に図２も参照する。

【００２０】

【第１の実施例】図７は本発明の実施例に従うスイッチ
ング電源装置を示す。図７のスイッチング電源装置は、
スタンバイ制御回路３６ａを除いて図１のスイッチング
電源装置と同一に構成されている。図７のスタンバイ制
御回路３６ａは、図８から明らかなようにスタンバイ制
御パルス発生器７０と波形変換回路７１とから成る。

【００２１】スタンバイ制御パルス発生器７０は、軽負
荷制御パルス発生器として機能するものであって、スタ
ンバイ信号入力端子３７のスタンバイ信号（軽負荷モー
ド信号）に応答して図９（Ｄ）に示す方形波パルスから
成るスタンバイ制御パルス（軽負荷制御パルス）を所定
の周期で繰返して発生するものである。スタンバイ制御
パルスの繰返し周波数は７００〜１０００Hz程度であ
る。主トランジスタ４の正常負荷時のオン・オフ繰返し
周波数は約５０〜６０kHz であるので、スタンバイ制御
パルスの周波数は主トランジスタ４のオン・オフ繰返し
周波数よりも大幅に低い。図７及び図８のスタンバイ信
号入力端子３７は、図１及び図２のそれと同様に、正常
負荷モード時に高レベル、スタンバイモード（軽負荷モ
ード）時に低レベル又はオープンになる。スタンバイ制
御パルス発生器７０はスタンバイモードを示す低レベル
入力に応答して図９（Ｄ）のスタンバイ制御パルスを発
生し、正常負荷モードを示す高レベルに応答して低レベ
ル（０Ｖ）出力を発生する。勿論入力端子３７に正常負
荷モード時に低レベル信号を入力させ、スタンバイモー
ド時に高レベル信号を入力させるように変形することが
できる。

【００２２】波形変換回路７１は、ｎｐｎ型トランジス
タ７２と、コンデンサ７３と、２つの抵抗７４、７５と
から成る。トランジスタ７２のベースは抵抗７４を介し
てスタンバイ制御パルス発生器７０の出力端子に接続さ
れ、コレクタは抵抗７５を介して発光ダイオード２４の
カソードに接続され、エミッタはグランドライン３９に
接続されている。従って、スタンバイ制御用トランジス
タ７２は誤差増幅用トランジスタ２３に並列に接続され
ていることになる。積分作用又は平滑作用を有するコン
デンサ７３はトランジスタ７２のコレクタ・ベース間に
接続されている。誤差信号形成回路即ち誤差増幅器とし
てのトランジスタ２３の誤差信号出力ライン即ちコレク
タとスタンバイ制御回路３６ａの出力ライン４０とは相
互に接続され且つ共通の発光ダイオード２４のカソード
に接続されている。誤差信号出力ラインとスタンバイ制
御信号出力ライン４０と発光ダイオード２４とによって
誤差信号とスタンバイ制御信号との合成回路が形成され
ていることになり、発光ダイオード２４からは上記合成
回路の合成信号に対応した光出力が得られる。この光出
力はフォトトランジスタ３４で電気信号に変換され、フ
ォトトランジスタ３４の出力ラインと電流検出抵抗５の
出力ラインとの結合による加算回路において定電圧制御
信号（電圧帰還信号）と電流検出信号（電流帰還信号）
との加算が実行され、図２の比較器４５の入力となる。

【００２３】正常負荷モード時即ちスタンバイ（待機）
時でない時には、図８のスタンバイ制御パルス発生器７
０の出力が低レベル（零ボルト）になり、トランジスタ
７２がオフに保たれ、ライン４０に電流が流れない。従
って、スタンバイ制御回路３６ａに無関係に定電圧制御
が実行される。

【００２４】スタンバイ時においては、スタンバイ制御
パルス発生器７０から図９（Ｄ）のスタンバイ制御パル
スが発生し、これがトランジスタ７２のベースに印加さ
れる。トランジスタ７２のコレクタ・ベ−ス間に積分用
コンデンサ７３が接続されているので、例えば、図９の
ｔ1 時点でスタンバイ制御パルスが低レベルから高レベ
ルに転換してもトランジスタ７２のコレクタ電流Ｉ72
は、図９（Ｂ）に示すように急激には増大しないで徐々
に大きくなる。この実施例ではトランジスタ７２のコレ
クタ電流Ｉ72の最大レベルは主トランジスタ４をオフに
する基準値Ｉr よりも低い。誤差増幅器としてのトラン
ジスタ２３のコレクタ電流Ｉ23は部分的に見ると図９に
示すように平坦に保たれている。発光ダイオード２４の
電流Ｉf は図９（Ｃ）に示すように図９（Ａ）（Ｂ）の
電流Ｉ23とＩ72の合成になり、主トランジスタ４をオフ
にする基準レベルＩr をｔ2 〜ｔ4 期間で横切る。この
ｔ2〜ｔ4 期間には発光ダイオード２４の電流Ｉf が大
きくなり、図２のフォトトランジスタ３４のインピーダ
ンスが低くなり、比較器４５の入力電圧Ｖinが基準電圧
Ｖthを横切るのでトランジスタ４６がオンになり、主ト
ランジスタ４の比較器４８の出力パルスの主トランジス
タ４への伝送が遮断され、図９に示すようにｔ2 〜ｔ4
期間では主トランジスタ４の電流Ｉ1 は実質的に零にな
る。この結果、主トランジスタ４が７００〜１０００Hz
程度の低い周波数で間欠的に駆動される。なお、図９
（Ｅ）のｔ0 〜ｔ2 期間、ｔ4 〜ｔ6 期間には主トラン
ジスタ４が５０〜６０kHz 程度の高い繰返し周波数でオ
ン・オフしている。

【００２５】スタンバイ時において、主トランジスタ４
がｔ2 〜ｔ4 のような休止期間を有してオン・オフし、
且つ図９（Ｅ）及び図１０（Ｂ）に示すように電流Ｉ1
の振幅が制限されると、間欠発振動作となり、電力損失
の低減が図られる。

【００２６】本実施例では、スタンバイ制御パルス発生
器７０の出力パルスによって強制的に主トランジスタ４
が間欠駆動（断続駆動）されるので、電圧帰還制御回路
のゲインのバラツキ又は入力電圧の変動が生じても、安
定的に主トランジスタ４を間欠動作即ちスタンバイ動作
させることができる。また、図９（Ｅ）及び図１０
（Ｂ）に示すように主トランジスタ４の電流Ｉ1の振幅
及びオン時間幅が徐々に増大し、徐々に減少するので、
トランス２の磁束の急激な変化が発生しなくなり、トラ
ンス２の唸り音を抑制することができる。また、電源切
断時においては、スタンバイ用の電圧帰還信号発生する
ためのパルス発生器が停止することにより、動作モ−ド
は連続発振モ−ドとなり、スイッチングパルスの幅を大
きくすることを抑制するために、トランス２から唸り音
が発生しない。

【００２７】

【第２の実施例】次に、図１１に示す第２の実施例のス
イッチング電源装置を説明する。但し、図１１におい
て、図７と実質的に同一の部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。図１１のスイッチング電源装置は
昇圧型スイッチング電源装置であって。主トランジスタ
４と電流検出抵抗５の直列回路に対して並列にダイオー
ド６とコンデンサ７の出力整流平滑回路が接続されてい
る。昇圧用リアクトル３ａは電源１と主トランジスタ４
の間に接続されている。制御回路の電源を構成するため
にリアクトル３ａに巻線２５が電磁結合されている。第
２の実施例は昇圧型に構成した点を除いては、第１の実
施例と同一であるので、第１の実施例と同一の作用効果
を得ることができる。

【００２８】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 第２の出力電圧Ｖo2を得る回路を省いた発光ダ
イオード２４を第１の出力端子９に接続することができ
る。 （２） 主トランジスタ４をオン・オフ制御するための
スイッチ制御信号形成回路の構成を種々に変形できる。
例えば、コンデンサ４９の充電又は放電の制御によって
もＰＷＭパルスの幅制御又はＰＷＭパルスの間欠的発生
を行うことができる。 （３）主トランジスタ４をバイポーラトランジスタに置
き換えることができる。 （４） 発光ダイオード２４とホトトランジスタ３４と
の光結合回路を省いて電気的に結合する回路構成とする
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。

【図２】図１のスイッチ制御信号形成回路とこの近傍部
分を示す回路図である。

【図３】図１のスタンバイ制御回路とこの近傍を詳しく
示す回路図である。

【図４】図２の駆動回路を詳しく示す回路図である。

【図５】図２の各部の状態を示す波形図である。

【図６】図２及び図３の各部の状態を示す波形図であ
る。

【図７】本発明の第１の実施例のスイッチング電源装置
を示す回路図である。

【図８】図７のスタンバイ制御回路とこの近傍を詳しく
示す回路図である。

【図９】図７及び図８の各部の状態を示す波形図であ
る。

【図１０】図７及び素８の各部の状態を詳しく示す波形
図である。

【図１１】第２の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【符号の説明】

３ １次巻線 ４ トランジスタ ３６ａ スタンバイ制御回路 ７０ スタンバイ制御パルス発生器 ７２ トランジスタ ７３ 積分用コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源の一端と他端との間に接続され
   たトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路と、 前記１次巻線に電磁結合された２次巻線と、 負荷に直流電圧を供給するために前記２次巻線に接続さ
   れた出力整流平滑回路と、 前記出力平滑整流回路の出力電圧を検出する電圧検出回
   路と、 基準電圧を与えるための基準電圧源と、 前記電圧検出回路から得られる検出電圧と前記基準電圧
   源の基準電圧との差に対応する誤差信号を形成する誤差
   信号形成回路と、 正常負荷モードと正常負荷よりも軽い軽負荷モードとを
   区別するためのモード信号を受け入れるモード信号入力
   端子と、 前記モード信号が前記軽負荷モードを示している時に
   は、前記正常負荷モードにおける前記スイッチのオン・
   オフ周期の複数倍の時間よりも長い所定の周期で軽負荷
   制御パルスを繰返して発生し、前記モード信号が前記正
   常負荷モードを示している時には前記軽負荷制御パルス
   を発生しない軽負荷制御パルス発生器と、 前記誤差信号形成回路の出力と前記軽負荷制御パルス発
   生器の出力との合成信号を形成する合成手段と、 前記スイッチをオン・オフ制御するための制御信号を形
   成するものであって、前記出力整流平滑回路の出力電圧
   を所定値に保つように前記合成信号に応答して前記スイ
   ッチのオン時間幅を制御するように形成されたスイッチ
   制御信号形成回路とを備えたスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記軽負荷制御パルス発生器は方形波パ
   ルスを発生するものであり、更に、前記軽負荷制御パル
   ス発生器と前記合成手段との間に方形波パルスを傾斜を
   有する波形に変換する波形変換回路が設けられているこ
   とを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 前記合成手段は、その一端が直流電源に
   接続され、その他端が前記誤差信号形成回路の出力端子
   及び前記軽負荷制御パルス発生器の出力端子に結合され
   ている発光ダイオードと、 前記発光ダイオードに光結合されたフォトトランジスタ
   とから成ることを特徴とする請求項１記載のスイッチン
   グ電源装置。
4. 【請求項４】 前記スイッチ制御信号形成回路は、 前記出力巻線及び前記スイッチを通って流れる電流を検
   出するための電流検出手段と、 前記合成信号に前記電流検出手段の出力を加算する加算
   手段と、 前記スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御
   パルスを発生するパルス発生器と、 パルス幅決定用基準電圧源と、 前記加算手段から得られた加算信号と前記パルス幅決定
   用基準電圧源の基準電圧とを比較し、前記加算信号が前
   記パルス幅決定用基準電圧よりも高くなった時に前記ス
   イッチ制御パルスによる前記スイッチの制御を中断する
   ように形成されたオン時間幅制御回路とを備えているこ
   とを特徴とする請求項１又は２又は３記載のスイッチン
   グ電源装置。
5. 【請求項５】 直流電源の一端と他端との間に接続され
   たインダクタンスを有するトランスの１次巻線とスイッ
   チとの直列回路と、 前記１次巻線に電磁結合された２次及び３次巻線と、 第１の負荷に電力を供給するために前記２次巻線に接続
   された第１の出力整流平滑回路と、 前記第１の負荷よりも消費電力の小さい第２の負荷に電
   力を供給するために前記３次巻線に接続された第２の出
   力整流平滑回路と、 前記第１及び第２の出力整流平滑回路のグランド側端子
   を相互に接続する手段と、 前記第１の出力整流平滑回路の出力電圧を検出する電圧
   検出回路と、 基準電圧を与えるための基準電圧源と、 前記電圧検出回路から得られる検出電圧と前記基準電圧
   源の基準電圧との差に対応する誤差信号を形成する誤差
   信号形成回路と、 正常負荷モードと正常負荷よりも軽い軽負荷モードとを
   区別するためのモード信号を受け入れるモード信号入力
   端子と、 前記モード信号が前記軽負荷モードを示している時に
   は、前記正常負荷モードにおける前記スイッチのオン・
   オフ周期の複数倍の時間よりも長い所定の周期で軽負荷
   制御パルスを繰返して発生し、前記モード信号が前記正
   常負荷モードを示している時には前記軽負荷制御パルス
   を発生しない軽負荷制御パルス発生器と、 前記誤差信号形成回路の出力と前記軽負荷制御パルス発
   生器の出力との合成信号を形成する合成手段と、 前記１次巻線及び前記スイッチを通って流れる電流を検
   出するための電流検出手段と、 前記合成信号に前記電流検出手段の出力を加算する加算
   手段と、 前記スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御
   パルスを発生するパルス発生器と、 パルス幅決定用基準電圧源と、 前記加算手段から得られた加算信号と前記加算信号が前
   記パルス幅決定用基準電圧よりも高くなった時に前記ス
   イッチ制御パルスによる前記スイッチの制御を中断する
   ように形成されたオン時間幅制御回路とを備えているこ
   とを特徴とするスイッチング電源装置。
6. 【請求項６】 前記軽負荷制御パルス発生器は方形波パ
   ルスを発生するものであり、更に、前記軽負荷制御パル
   ス発生器と前記合成手段との間に方形波パルスを傾斜を
   有する波形に変換する波形変換回路が設けられているこ
   とを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
7. 【請求項７】 前記合成手段は、その一端が前記第１又
   は第２の出力整流平滑回路の出力端子に接続され、その
   他端が前記誤差信号形成回路の出力端子及び前記軽負荷
   制御パルス発生器の出力端子に結合されている発光ダイ
   オードと、 前記発光ダイオードに光結合されたフォトトランジスタ
   とから成ることを特徴とする請求項５又は６記載のスイ
   ッチング電源装置。
8. 【請求項８】 直流電源の一端と他端との間にリアクト
   ルを介して接続されたスイッチと、 負荷に直流電圧を供給するために前記スイッチに並列に
   接続された出力整流平滑回路と、 前記出力整流平滑回路の出力電圧を検出する電圧検出回
   路と、 基準電圧を与えるための基準電圧源と、 前記電圧検出回路から得られる検出電圧と前記基準電圧
   源の基準電圧との差に対応する誤差信号を形成する誤差
   信号形成回路と、 正常負荷モードと正常負荷よりも軽い軽負荷モードとを
   区別するためのモード信号を受け入れるモード信号入力
   端子と、 前記モード信号が前記軽負荷モードを示している時に
   は、前記正常負荷モードにおける前記スイッチのオン・
   オフ周期の複数倍の時間よりも長い所定の周期で軽負荷
   制御パルスを繰返して発生し、前記モード信号が前記正
   常負荷モードを示している時には前記軽負荷制御パルス
   を発生しない軽負荷制御パルス発生器と、 前記誤差信号形成回路の出力と前記軽負荷制御パルス発
   生器の出力との合成信号を形成する合成手段と、 前記スイッチをオン・オフ制御するための制御信号を形
   成するものであって、前記出力整流平滑回路の出力電圧
   を所定値に保つように前記合成信号に応答して前記スイ
   ッチのオン時間幅を制御するように形成されたスイッチ
   制御信号形成回路とを備えたスイッチング電源装置。