JP2005168084A - 直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】間欠動作時のトランス等から発生する音を低減することができる直流変換装置を提供する。
【解決手段】出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧との誤差を誤差検出信号として検出する誤差検出回路１５と、誤差検出信号に基づき主スイッチＱ１を所定のスイッチング周波数を持つ信号によりオン／オフさせる制御回路１７と、直流電源Ｖｉｎが起動するときに出力電圧を緩やかに上昇させるためのソフトスタートコンデンサＣｓｓ及びソフトスタートコンデンサＣｓｓの充放電を行なうソフトスタート充放電回路１９と、誤差検出信号に基づき主スイッチＱ１の間欠動作を行なうと共にソフトスタートコンデンサＣｓｓの充電期間又は放電期間又は充放電期間を用いて間欠動作の間欠周期の最小周期を規定するラッチ回路２３とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率、安価な直流変換装置に関するものである。

図１９に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す。図１９に示す直流変換装置において、直流電源ＶｉｎにトランスＴの１次巻線Ｐ１を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１７のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。

また、トランスＴの１次巻線Ｐ１とトランスＴの２次巻線Ｓ１とは例えば互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線Ｓ１には整流平滑回路１１が接続されている。この整流平滑回路１１は、トランスＴの２次巻線Ｓ１に誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して、直流出力として出力電圧Ｖｏｕｔ及び負荷電流Ｉｏを負荷１３に出力する。

誤差検出回路１５は、負荷１３の出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧との誤差電圧を誤差検出信号Ｅｒｒとして検出する。制御回路１７は、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒに基づき、負荷１３の出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷１３の出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧Ｖｏｕｔを一定電圧に制御するようになっている。また、制御回路１７には、電源が起動するときに出力電圧Ｖｏｕｔを緩やかに上昇させるためのソフトスタートコンデンサＣｓｓの電圧が印加されている。

次に、このように構成された直流変換装置の動作を図２０に示す動作波形を参照しながら説明する。なお、図２０では、起動時、定常時、軽負荷時（間欠発振動作）での動作波形を示し、出力電圧Ｖｏｕｔ、負荷電流Ｉｏ、誤差検出信号Ｅｒｒ、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓ、制御回路１７から主スイッチＱ１のゲートへ出力される制御信号Ｃｏｎｔを示している。

まず、時刻Ｔ０において、直流電源が起動を開始すると、Ｔ０〜Ｔ１の期間では、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの電圧Ｖｃｓｓにより緩やかに出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。

次に、時刻Ｔ１において、出力電圧Ｖｏｕｔが誤差検出回路１５の基準電圧に達すると、誤差検出回路１５から出力電圧Ｖｏｕｔを制御するための誤差検出信号Ｅｒｒが送出される。なお、期間Ｔ１〜Ｔ２では定格負荷状態である。また、起動時及び定格負荷状態では、主スイッチＱ１をスイッチング周波数で連続発振させて連続動作させる。

次に、時刻Ｔ２において、軽負荷状態にすると、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが上昇して、誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂに達すると、制御回路１７により主スイッチＱ１のゲートへの制御信号Ｃｏｎｔが停止する。

時刻Ｔ２〜Ｔ３においては、誤差検出回路１５からの誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂ以上であるので、主スイッチＱ１のゲートへの制御信号Ｃｏｎｔは停止したままである。この期間では、出力電圧Ｖｏｕｔは減少していき、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒも減少していく。

次に、時刻Ｔ３において、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂになると、再度、制御回路１７は、主スイッチＱ１のゲートへ制御信号Ｃｏｎｔを送出する。すると、主スイッチＱ１がスイッチング周波数でスイッチング動作を開始するので、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが増加して、所定値Ｖｂ以上になる。このため、再度、制御回路１７により主スイッチＱ１のゲートへの制御信号Ｃｏｎｔが停止する。

このように、軽負荷時には、主スイッチＱ１を間欠発振させて間欠動作させている。また、時刻Ｔ２〜Ｔ３の期間は、負荷電流Ｉｏの大きさによって変化する。この例では、時刻Ｔ５から負荷電流Ｉｏを徐々に増加させている。

なお、従来の技術の関連技術として、例えば特許文献１、特許文献２、特許文献３が知られている。
特開２００１−２５２４６号公報 特開２００３−７９１４６号公報 特開２００３−３３０１９号公報

しかしながら、負荷電流Ｉｏを徐々に増加していくと、主スイッチＱ１が停止している期間の出力電圧Ｖｏｕｔの減少が早くなるので、期間Ｔ６〜Ｔ７、Ｔ７〜Ｔ８、…Ｔ１２〜Ｔ１３、Ｔ１３〜Ｔ１４のように負荷電流Ｉｏに反比例して、主スイッチＱ１の間欠動作における間欠周期が短くなっていく。

なお、時刻Ｔ１４以降の負荷電流Ｉｏでは、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂ以下となるので、主スイッチＱ１の間欠動作を行なわない状態になり、定常負荷状態の動作に戻る。

このように従来の制御方法では、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒにより間欠動作を行っているため、誤差検出信号Ｅｒｒにより間欠周期が決定されてしまう。このため、間欠周波数が可聴周波数になり、トランス等から間欠周波数の音が発生することがあった。また、負荷電流Ｉｏの値により間欠周波数が変化して可聴周波数領域まで上昇し、トランス等から音が発生する。

本発明は、間欠動作時のトランス等から発生する音を低減することができる直流変換装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源にトランスの１次巻線を介して接続された主スイッチをオン／オフさせ、トランスの２次巻線の電圧を整流平滑回路で整流平滑して直流の出力電圧を得る直流変換装置であって、前記出力電圧と基準電圧との誤差を誤差検出信号として検出する誤差検出手段と、前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づき前記主スイッチを所定のスイッチング周波数を持つ信号によりオン／オフさせる制御手段と、前記直流電源が起動するときに前記出力電圧を緩やかに上昇させるためのソフトスタートコンデンサ及びこのソフトスタートコンデンサの充放電を行なう充放電手段を有するソフトスタート手段と、前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づき前記主スイッチの間欠動作を行なうと共に前記ソフトスタートコンデンサの充電期間又は放電期間又は充放電期間を用いて前記間欠動作の間欠周期の最小周期を規定する間欠動作制御手段とを有することを特徴とする。

請求項２の発明は、直流電源にトランスの１次巻線を介して接続された主スイッチとトランスの１次巻線の両端又は主スイッチの両端に接続され且つコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路の補助スイッチとを交互にオン／オフさせることによりトランスの２次巻線の電圧を整流平滑回路で整流平滑して直流の出力電圧を得る直流変換装置であって、前記出力電圧と基準電圧との誤差を誤差検出信号として検出する誤差検出手段と、前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づき前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御手段と、前記直流電源が起動するときに前記出力電圧を緩やかに上昇させるためのソフトスタートコンデンサ及びこのソフトスタートコンデンサの充放電を行なう充放電手段を有するソフトスタート手段と、前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づき前記主スイッチ及び前記補助スイッチの間欠動作を行なうと共に前記ソフトスタートコンデンサの充電期間又は放電期間又は充放電期間を用いて前記間欠動作の間欠周期の最小周期を規定する間欠動作制御手段とを有することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の直流変換装置において、前記間欠動作制御手段は、前記ソフトスタートコンデンサの電圧を第１の閾値とこの第１の閾値よりも大きい第２の閾値で監視して電圧監視信号を出力する電圧監視手段と、前記電圧監視手段の電圧監視信号と前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づきラッチ信号を生成するラッチ手段と、前記ラッチ手段のラッチ信号に基づき前記制御手段の出力をオン／オフさせるための駆動信号を生成する駆動信号オン／オフ手段とを有し、前記ラッチ手段は、前記ラッチ信号により前記充放電手段を制御し、前記ソフトスタートコンデンサの充電期間又は放電期間又は充放電期間を用いて前記間欠動作の間欠周期の最小周期を規定することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３記載の直流変換装置において、前記充放電手段は、前記ラッチ手段のラッチ信号により前記ソフトスタートコンデンサの放電を開始し、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第１の閾値になったときに前記ソフトスタートコンデンサの充電を開始し、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第２の閾値になったときに前記ソフトスタートコンデンサの放電を開始し、前記ソフトスタートコンデンサの充放電を繰り返すことを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項３又は請求項４記載の直流変換装置において、前記ラッチ手段は、前記誤差検出手段の誤差検出信号が間欠動作に移行するための所定値以上の場合には前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力し、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第２の閾値に達したときに前記誤差検出信号が前記所定値未満である場合には前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力しないことを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項３又は請求項４記載の直流変換装置において、前記ラッチ手段は、前記誤差検出手段の誤差検出信号が間欠動作に移行するための所定値以上の場合には前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力し、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第１の閾値に達したときに前記誤差検出信号が前記所定値未満である場合には前記第１の閾値から前記第２の閾値に達するまで前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力しないことを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項３又は請求項４記載の直流変換装置において、前記ラッチ手段は、前記誤差検出手段の誤差検出信号が間欠動作に移行するための所定値を越える場合には前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力し、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第１の閾値に達したときに前記誤差検出信号が前記所定値である場合には前記第１の閾値から前記第２の閾値に達するまで前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力せず、前記充放電手段は、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第１の閾値になったときには、前記誤差検出手段の誤差検出信号が前記所定値になるまで前記ソフトスタートコンデンサの電圧を前記第１の閾値に維持しておくことを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項２乃至請求項７のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの間に接続されたリアクトルと、前記トランスに直列に接続され、前記主スイッチがオン時に前記リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスとを備えることを特徴とする。

請求項９の発明は、請求項８記載の直流変換装置において、前記リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする。

請求項１０の発明は、請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記制御手段は、軽負荷時に前記スイッチング周波数を低下させることを特徴とする。

請求項１１の発明は、請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記制御手段は、前記誤差検出手段からの前記誤差検出信号の値が所定の基準値に達したときに前記誤差検出信号の値に応じて前記スイッチング周波数を低下させる周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を低下させたパルス信号を生成するパルス幅制御手段とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、間欠動作制御手段がソフトスタートコンデンサの充電期間又は放電期間又は充放電期間を用いて間欠動作の間欠周期の最小周期を規定するので、間欠動作時の間欠周波数が可聴周波数領域に入らないように制御することができ、これによって、間欠動作時のトランス等から発生する音を低減することができる。

以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。

図１は実施例１の直流変換装置を示す回路構成図である。図１に示す直流変換装置において、直流電源ＶｉｎにトランスＴの１次巻線Ｐ１を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続されている。主スイッチＱ１は、ＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。

また、トランスＴの１次巻線Ｐ１とトランスＴの２次巻線Ｓ１とは例えば互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線Ｓ１には整流平滑回路１１が接続されている。この整流平滑回路１１は、トランスＴの２次巻線Ｓ１に誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して、直流出力として出力電圧Ｖｏｕｔ及び負荷電流Ｉｏを負荷１３に出力する。

誤差検出回路１５は、負荷１３の出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧との誤差電圧を誤差検出信号Ｅｒｒとして検出する。制御回路１７ａは、誤差検出回路１５からの誤差検出信号Ｅｒｒに基づき、負荷１３の出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷１３の出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧Ｖｏｕｔを一定電圧に制御するようになっている。また、制御回路１７ａには、電源が起動するときに出力電圧Ｖｏｕｔを緩やかに上昇させるためのソフトスタートコンデンサＣｓｓの電圧が印加されている。

電圧監視回路２１は、本発明の電圧監視手段に対応し、ヒステリシス特性を有するヒステリシスコンパレータ等で構成され、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの電圧Ｖｃｓｓを監視する。電圧監視回路２１は、具体的には、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが第１の閾値としての閾値ＶＬになったときから第２の閾値としての閾値ＶＨになるまでの期間だけ、Ｌレベルの電圧監視信号Ｍｏｎをラッチ回路２３に出力し、前記期間以外にはＨレベルの電圧監視信号Ｍｏｎをラッチ回路２３に出力する。

ラッチ回路２３は、本発明のラッチ手段に対応し、電圧監視回路２１の電圧監視信号Ｍｏｎと誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒとを入力してラッチ信号Ｌａｔを生成する。ラッチ回路２３は、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが間欠動作に移行するための所定値Ｖｂ以上の場合には、ラッチ信号Ｌａｔを駆動信号オン／オフ回路２５及びソフトスタートコンデンサ充放電回路１９に出力し、誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂ未満で且つソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが閾値ＶＨに達した場合には、ラッチ信号Ｌａｔを駆動信号オン／オフ回路２５及びソフトスタートコンデンサ充放電回路１９に出力しない。

ソフトスタートコンデンサ充放電回路１９は、ラッチ回路２３のラッチ信号ＬａｔによりソフトスタートコンデンサＣｓｓの放電を開始し、電圧監視回路２１の電圧監視信号ＭｏｎがＬレベルになったとき、即ちソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが閾値ＶＬになったときにソフトスタートコンデンサＣｓｓの充電を開始する。ソフトスタートコンデンサＣｓｓとソフトスタートコンデンサ充放電回路１９とは、本発明のソフトスタート手段に対応する。

駆動信号オン／オフ回路２５は、ラッチ回路２３のラッチ信号Ｌａｔにより制御回路１７ａの制御信号Ｃｏｎｔをオン／オフさせた駆動信号Ｄｒｉを生成してこの駆動信号Ｄｒｉを主スイッチＱ１に出力する。駆動信号オン／オフ回路２５は、ラッチ回路２３からラッチ信号Ｌａｔを入力すると、駆動信号Ｄｒｉを主スイッチＱ１に送出しないで主スイッチＱ１をオフ状態にさせ、ラッチ回路２３からラッチ信号Ｌａｔを入力しない場合には、駆動信号Ｄｒｉを主スイッチＱ１に送出して主スイッチＱ１をオン状態にさせる（間欠発振動作）。

即ち、ラッチ回路２３のラッチ信号Ｌａｔによりソフトスタートコンデンサ充放電回路１９を制御し、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの充放電期間を利用し間欠動作の間欠周期の最小周期を規定するようにしている。

次に、このように構成された実施例１の直流変換装置の動作を図２に示す動作波形を参照しながら説明する。なお、図２では、起動時、定常時、軽負荷時（間欠発振動作）での動作波形を示し、出力電圧Ｖｏｕｔ、負荷電流Ｉｏ、誤差検出信号Ｅｒｒ、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓ、制御信号Ｃｏｎｔ、電圧監視信号Ｍｏｎ、ラッチ信号Ｌａｔ、駆動信号Ｄｒｉを示している。

まず、時刻Ｔ０において、直流電源が起動を開始すると、Ｔ０〜Ｔ１の期間では、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが上昇し、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの電圧レベルで主スイッチＱ１の駆動信号Ｄｒｉは徐々に大きくなり、負荷１３の出力電圧Ｖｏｕｔは緩やかに上昇していく。

次に、時刻Ｔ１において、出力電圧Ｖｏｕｔが誤差検出回路１５の基準電圧に達し、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒにより、出力電圧Ｖｏｕｔが一定に保たれるように制御され始める。時刻Ｔ１〜Ｔ２の期間では、定常負荷状態であり、出力電圧Ｖｏｕｔは、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒにより一定に保たれる。また、起動時及び定格負荷状態では、主スイッチＱ１をスイッチング周波数で連続発振させて連続動作させる。

次に、時刻Ｔ２において、負荷電流Ｉｏが減少して軽負荷時になると、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが上昇する。そして、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが間欠動作に移行するための所定値Ｖｂ以上になると、ラッチ回路２３は、ラッチ信号Ｌａｔをソフトスタートコンデンサ充放電回路１９及び駆動信号オン／オフ回路２５に送出する。

駆動信号オン／オフ回路２５は、ラッチ回路２３からラッチ信号Ｌａｔを入力すると、駆動信号Ｄｒｉを主スイッチＱ１に送出しないので、主スイッチＱ１がオフ状態となる。

また、ソフトスタートコンデンサ充放電回路１９は、ラッチ回路２３からラッチ信号Ｌａｔを入力すると、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの放電を開始する。そして、時刻Ｔ３において、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが、電圧監視回路２１の閾値ＶＬに達すると、ソフトスタートコンデンサ充放電回路１９は、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの充電を開始する。

次に、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＨに達したとき、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂ未満である場合には、ラッチ解除される。即ち、ラッチ信号ＬａｔがＬレベルとなり、ラッチ回路２３は、ラッチ信号Ｌａｔをソフトスタートコンデンサ充放電回路１９及び駆動信号オン／オフ回路２５に送出しない。このとき、ソフトスタートコンデンサＣｓｓは充電を持続し、主スイッチＱ１へ駆動信号Ｄｒｉが送出される。

一方、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＨに達したときに、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂ以上の場合には、ラッチは持続されて、再度、ソフトスタートコンデンサＣｓｓが放電する。

時刻Ｔ４において、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＨに達したとき、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂ以上であるので、ソフトスタートコンデンサＣｓｓは再び閾値ＶＬまで放電する。

次に、時刻Ｔ６において、再度、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが閾値ＶＬに達して、ソフトスタートコンデンサＣｓｓは再度充電され、時刻Ｔ７において、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＨに達する。

誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒは、時刻Ｔ５において所定値Ｖｂ以下になっているので、時刻Ｔ７では、ラッチは解除され、主スイッチＱ１へ駆動信号Ｄｒｉが送出される。このため、主スイッチＱ１がオンする。即ち、主スイッチＱ１をスイッチング周波数で間欠発振させて間欠動作させる。

すると、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが上昇して、所定値Ｖｂ以上になるので、再びラッチ状態になり、主スイッチＱ１はオフ状態になる。

従って、電圧監視回路２１の２つの閾値ＶＬと閾値ＶＨの間で、ソフトスタートコンデンサＣｓｓが充放電を繰り返し、閾値ＶＨに達した時に、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂに減少するまで、ラッチが持続される。即ち、従来のようにラッチ回路２３がない場合には、誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂの時点で主スイッチＱ１が間欠発振してしまうが、実施例１では、ラッチ回路２３を設け、閾値ＶＨに達した時に、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂに減少するまで、ラッチ信号ＬａｔをＨレベルとしておくことで間欠発振を停止して、間欠周期を延ばしている。このため、間欠周波数は、より低くなる。ここで、間欠周期は、ラッチ信号ＬａｔのＨレベルの期間であり、主スイッチＱ１の発振停止期間である。

また、ラッチ回路２３のラッチ信号Ｌａｔは、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＬまで放電して閾値ＶＨのレベルに達するまで（例えば時刻Ｔ２３〜時刻Ｔ２５まで）持続されるので、その周期が間欠周期の最小であり、間欠周波数の最大値である。この周波数を可聴周波数以下に設定することで、間欠動作時の音は大幅に軽減される。

また、間欠周期は、閾値ＶＬ、閾値ＶＨ、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの容量値、充放電電流の大きさによって決定される。例えば、（ＶＨ−ＶＬ）が大きい場合や、ソフトスタートコンデンサＣｓｓが大きい場合や、充放電電流が小さい場合には、間欠周期は長くなるので、これらの値を適宜調整して間欠周波数を可聴周波数以下に設定すると良い。

このように実施例１によれば、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの充電期間又は放電期間又は充放電期間を用いて間欠動作の間欠周期の最小周期を規定するので、間欠動作時の間欠周波数が可聴周波数領域に入らないように制御することができ、これによって、間欠動作時のトランス等から発生する音を低減することができる。

また、間欠周期を決定するコンデンサをソフトスタートで使用するソフトスタートコンデンサＣｓｓを利用しているため、部品点数を少なくでき、安価となる。また、ソフトスタートコンデンサＣｓｓを利用しているため、間欠動作が解除されるときには、常にソフトスタート制御が行われるので、主スイッチＱ１のストレスも少ない等の利点がある。

図３は実施例２の直流変換装置を示す回路構成図である。図４は実施例２の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。図３に示す直流変換装置は、図１に示す直流変換装置に対して、ラッチ回路２３ａが異なるのみであるので、ラッチ回路２３ａについてのみ説明する。なお、図３に示す構成において、図１に示す構成と同一部分には同一符号を付する。

ラッチ回路２３ａは、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが閾値ＶＬに達したときに、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂ未満である場合に（例えば時刻Ｔ６）、ラッチ信号Ｌａｔをソフトスタートコンデンサ充放電回路１９及び駆動信号オン／オフ回路２５に送出しない（即ち、ラッチ解除）。このとき、駆動信号オン／オフ回路２５は、主スイッチＱ１に駆動信号Ｄｒｉを送出する。

また、ラッチ回路２３ａは、ラッチ解除した場合には、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが閾値ＶＨに達するまでラッチ信号Ｌａｔを送出しないことによりラッチ解除を持続する。また、ソフトスタートコンデンサＣｓｓが閾値ＶＬでラッチ解除された場合には、ソフトスタートコンデンサＣｓｓが閾値ＶＨに達するまで、主スイッチＱ１に駆動信号Ｄｒｉが送出される。その他の動作は、実施例１の動作と同じである。

このように実施例２においても、電圧監視回路２１の２つの閾値ＶＬと閾値ＶＨの間で、ソフトスタートコンデンサＣｓｓが充放電を繰り返し、間欠周波数の最大周波数を制限して、間欠周波数が可聴周波数にならないように制御することで、間欠動作時の音は大幅に軽減される。

図５は実施例３の直流変換装置を示す回路構成図である。図６は実施例３の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。図５に示す直流変換装置は、図１に示す直流変換装置に対して、ラッチ回路２３ｂが異なるのみであるので、ラッチ回路２３ｂについてのみ説明する。なお、図５に示す構成において、図１に示す構成と同一部分には同一符号を付する。

ラッチ回路２３ｂは、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが閾値ＶＬで且つ誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂになったときに、ラッチ信号Ｌａｔをソフトスタートコンデンサ充放電回路１９及び駆動信号オン／オフ回路２５に送出しない（即ち、ラッチ解除）。このとき、駆動信号オン／オフ回路２５は、主スイッチＱ１に駆動信号Ｄｒｉを送出する。また、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの充電を開始する。

また、ラッチ回路２３ｂは、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが閾値ＶＨに達するまでは（例えば時刻Ｔ５）、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂ以上になっても、ラッチ信号Ｌａｔをソフトスタートコンデンサ充放電回路１９及び駆動信号オン／オフ回路２５に送出しない。このとき、駆動信号オン／オフ回路２５は、主スイッチＱ１に駆動信号Ｄｒｉを送出する。ソフトスタートコンデンサＣｓｓの充電を開始する。

なお、ソフトスタートコンデンサ充放電回路１９は、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが閾値ＶＬになったときには、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒが所定値Ｖｂになるまでソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓを閾値ＶＬに維持しておく。

このように実施例３においても、電圧監視回路２１の２つの閾値ＶＬと閾値ＶＨの間で、ソフトスタートコンデンサＣｓｓが充放電を繰り返し、間欠周波数の最大周波数を制限して、間欠周波数が可聴周波数にならないように制御することで、間欠動作時の音は大幅に軽減される。

また、この実施例３の場合には、間欠周期がソフトスタートコンデンサＣｓｓの放電だけの時定数で決定される。

図７は実施例４の直流変換装置を示す回路構成図である。図７に示す直流変換装置は、図１に示す実施例１の直流変換装置の具体的な回路構成例である。なお、図７に示す構成において、図１に示す構成と同一部分には同一符号を付する。

図７に示す直流変換装置において、直流電源ＶｉｎにトランスＴの１次巻線Ｐ１を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続されている。主スイッチＱ１は、ＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。

また、トランスＴの１次巻線Ｐ１とトランスＴの２次巻線Ｓ１とは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線Ｓ１にはダイオードＤ１０及びコンデンサＣ１０からなる整流平滑回路１１が接続されている。この整流平滑回路１１は、トランスＴの２次巻線Ｓ１に誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して、直流出力として出力電圧Ｖｏｕｔ及び負荷電流Ｉｏを負荷１３に出力する。

誤差検出回路１５は、負荷１３の両端に接続された抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１との直列回路と、誤差増幅器１５１と、フォトカプラＰＣ１とを有し、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１との接続点が誤差増幅器１５１の−端子に接続され、基準電圧Ｖｒｅｆが誤差増幅器１５１の＋端子に接続され、負荷１３と抵抗Ｒ１０との接続点と誤差増幅器１５１の出力との間にはフォトカプラＰＣ１のフォトダイオードが接続されている。誤差検出回路１５は、出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電圧が誤差増幅器１５１の−端子に印加されることで、フォトカプラＰＣ１を介して出力電圧Ｖｏｕｔに比例したフィードバック電流Ｉ_ＦＢ（誤差検出信号Ｅｒｒに対応）を抵抗Ｒ_ＦＢに流す。

フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタのコレクタには抵抗Ｒ_ＦＢの一端が接続され、抵抗Ｒ_ＦＢの他端は、ミラー回路を構成するＦＥＴＱ４のゲート及びドレインとＦＥＴＱ５のゲートに接続され、ＦＥＴＱ４のソース及びＦＥＴＱ５のソースは電源Ｖｃｃに接続されている。抵抗Ｒ_ＦＢの他端は、ＦＥＴＱ６のゲートに接続され、ＦＥＴＱ６とＦＥＴＱ７との直列回路は電源Ｖｃｃの両端に接続されている。

ＰＷＭ制御回路１７ｂは、コンパレータ１７１と、三角波信号を発生するＯＳＣ（発振器）１７２と、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５、ＦＥＴＱ８を有する。ＦＥＴＱ８とＦＥＴＱ７とはミラー回路を構成する。抵抗Ｒ３とＦＥＴＱ８との直列回路は電源Ｖｃｃの両端に接続され、抵抗Ｒ３とＦＥＴＱ８との接続点はコンパレータ１７１の第１の−端子に接続されている。抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との直列回路は電源Ｖｃｃの両端に接続され、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点はコンパレータ１７１の第２の−端子に接続されている。ソフトスタートコンデンサＣｓｓの一端はコンパレータ１７１の第３の−端子に接続されている。ＯＳＣ１７２はコンパレータ１７１の＋端子に接続されている。コンパレータ１７１は、ＯＳＣ１７２からの三角波信号と、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点における電圧Ｖ_Ｒ４と、抵抗Ｒ３とＦＥＴＱ８との接続点における電圧Ｖ_Ｒ３と、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓとに基づき、ＰＷＭの制御信号Ｃｏｎｔを生成する。

ソフトスタートコンデンサ充放電回路１９ａは、アンド回路１９１と、ＦＥＴＱ２と、ＦＥＴＱ３と、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２を有する。ＦＥＴＱ２と抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とＦＥＴＱ３との直列回路は電源Ｖｃｃの両端に接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はソフトスタートコンデンサＣｓｓの一端と電圧監視回路２１の入力に接続されている。アンド回路１９１は、電圧監視回路２１の電圧監視信号Ｍｏｎとラッチ回路２３のラッチ信号Ｌａｔとのアンドをとり、アンド出力をＦＥＴＱ２のゲートとＦＥＴＱ３のゲートに出力して、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの充放電を制御する。ＦＥＴＱ５のドレインには一定電流Ｉｃｃ１を流す定電流源ＣＣ１の一端及びインバータ回路２７の入力が接続されている。インバータ回路２７の出力Ｉｎｖはナンド回路２３１に入力される。

ラッチ回路２３は、インバータ回路２７の出力に接続されたナンド回路２３１と、電圧監視回路２１の出力に接続されたナンド回路２３２と、ナンド回路２３２の出力に接続されたインバータ回路２３３と、インバータ回路２３３の出力と電圧監視回路２１の出力に接続され、ラッチ信号Ｌａｔをアンド回路１９１とノア回路２５１に出力するエクスクルーシブノア回路２３４とを有する。ナンド回路２３１の出力はナンド回路２３２の入力に接続され、ナンド回路２３２の出力はナンド回路２３１の入力に接続されている。

駆動信号オン／オフ回路２５は、ラッチ信号Ｌａｔとコンパレータ１７１からの制御信号Ｃｏｎｔとを入力し、駆動信号Ｄｒｉを主スイッチＱ１のゲートに出力するノア回路２５１からなる。

次に、このように構成された実施例４の直流変換装置の動作を図８に示す動作波形を参照しながら説明する。なお、図８では、起動時、定常時、軽負荷時（間欠発振動作）での動作波形を示し、フィードバック電流Ｉ_ＦＢ、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓ、制御信号Ｃｏｎｔ、インバータ回路出力Ｉｎｖ、電圧監視信号Ｍｏｎ、ラッチ信号Ｌａｔ、駆動信号Ｄｒｉ、出力電圧Ｖｏｕｔ、負荷電流Ｉｏを示している。

まず、時刻Ｔ０において、直流電源が起動を開始すると、Ｔ０〜Ｔ１の期間では、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが上昇し、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの電圧レベルで主スイッチＱ１の駆動信号Ｄｒｉは徐々に大きくなり、負荷１３の出力電圧Ｖｏｕｔは緩やかに上昇していく。

次に、時刻Ｔ１において、出力電圧Ｖｏｕｔが誤差検出回路１５の基準電圧Ｖｒｅｆに達し、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒにより、出力電圧Ｖｏｕｔが一定に保たれるように制御され始める。時刻Ｔ１〜Ｔ２の期間では、定常負荷状態であり、出力電圧Ｖｏｕｔは、誤差検出回路１５の誤差検出信号Ｅｒｒにより一定に保たれる。また、起動時及び定格負荷状態では、主スイッチＱ１をスイッチング周波数で連続発振させて連続動作させる。

次に、時刻Ｔ２において、負荷電流Ｉｏが減少して軽負荷時になると、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。このため、誤差検出回路１５の誤差増幅器１５１の−端子の電圧が上昇して、誤差増幅器１５１の出力が小さくなるので、フォトカプラＰＣ１のフォトダイオードの両端により大きい電圧が印加される。このため、Ｖｃｃ→Ｑ４（及びＱ５）→Ｒ_ＦＢ→ＰＣ１のフォトトランジスタの経路で、フィードバック電流Ｉ_ＦＢが増加して流れる。このフィードバック電流Ｉ_ＦＢは、誤差検出信号Ｅｒｒに対応し、定電流源ＣＣ１の電流値Ｉｃｃ１以下であるので、間欠動作には至らない。

そして、時刻Ｔ３において、さらに負荷電流Ｉｏが減少すると、出力電圧Ｖｏｕｔは更に上昇し、誤差検出回路１５によりフィードバック電流Ｉ_ＦＢがさらに増加して、間欠動作に移行するための電流値Ｉｃｃ１以上になる。すると、Ｖｃｃ→Ｑ５→ＣＣ１と電流が流れて、インバータ回路２７の入力がＨレベルとなり、インバータ回路２７の出力がLレベルとなり、ナンド回路２３１に入力される。

また、このとき、ソフトスタートコンデンサ電圧ＶｃｓｓはＨレベルのため、電圧監視回路２１からＨレベルがナンド回路２３２に入力される。このため、ナンド回路２３２の出力はＬレベルとなり、エクスクルーシブノア回路２３４からはＨレベルのラッチ信号Ｌａｔがノア回路２５１とアンド回路１９１と出力される。

駆動信号オン／オフ回路２５のノア回路２５１は、ラッチ回路２３からＨレベルのラッチ信号Ｌａｔを入力すると、Ｌレベルの駆動信号Ｄｒｉを主スイッチＱ１に送出するので、主スイッチＱ１がオフ状態となる。

また、ソフトスタートコンデンサ充放電回路１９ａのアンド回路１９１は、Ｈレベルのラッチ信号ＬａｔとＨレベルの電圧監視信号Ｍｏｎとを入力して、ＦＥＴＱ３をオンさせる。このため、Ｃｓｓ→Ｒ２→Ｑ３と電流が流れて、ソフトスタートコンデンサＣｓｓは放電を開始して、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの電圧が減少していく。

次に、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＬに達すると、電圧監視回路２１からはＬレベルがアンド回路１９１に入力されて、ＦＥＴＱ３がオフとなり、ＦＥＴＱ２がオンとなる。このため、Ｖｃｃ→Ｑ２→Ｒ１→Ｃｓｓと電流が流れて、ソフトスタートコンデンサＣｓｓは充電を開始する。

次に、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＨに達したとき、誤差検出回路１５によるフィードバック電流Ｉ_ＦＢが電流値Ｉｃｃ１未満である場合には、ラッチは解除される。即ち、この場合には、インバータ回路２７の入力がＬレベルとなり、インバータ回路２７の出力がＨレベルとなり、ナンド回路２３１に入力される。

また、このとき、ソフトスタートコンデンサ電圧ＶｃｓｓはＨレベルのため、電圧監視回路２１からＨレベルがナンド回路２３２に入力される。このため、ナンド回路２３２の出力はＨレベルとなり、エクスクルーシブノア回路２３４からはＬレベルのラッチ信号Ｌａｔがノア回路２５１とアンド回路１９１と出力される。

駆動信号オン／オフ回路２５のノア回路２５１は、ラッチ回路２３からＬレベルのラッチ信号Ｌａｔを入力すると、Ｈレベルの駆動信号Ｄｒｉを主スイッチＱ１に送出するので、主スイッチＱ１がオン状態となり、間欠動作する。図８に示す例では、コンパルータ１７１は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点における電圧Ｖ_Ｒ４が、ＯＳＣ１７２からの三角波信号の電圧Ｖｏｓｃよりも大きいときに制御信号Ｃｏｎｔを出力するので、駆動信号Ｄｒｉは、時刻Ｔ６〜時刻Ｔ７、時刻Ｔ１２〜時刻Ｔ１３に主スイッチＱ１に出力されている。また、アンド回路１９１からのＬレベルにより、ＦＥＴＱ２はオンしているので、ソフトスタートコンデンサＣｓｓは充電を持続する。

一方、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＨに達したとき、誤差検出回路１５によるフィードバック電流Ｉ_ＦＢが電流値Ｉｃｃ１以上である場合には、ラッチは継続され、再度、ソフトスタートコンデンサＣｓｓが放電する。

時刻Ｔ４においては、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＬに達したとき、誤差検出回路１５によるフィードバック電流Ｉ_ＦＢが電流値Ｉｃｃ１以上であるので、再度、ソフトスタートコンデンサＣｓｓが充電される。

時刻Ｔ６において、再度、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが閾値ＶＨに達し、ソフトスタートコンデンサＣｓｓは再度放電され、時刻Ｔ８において、電圧監視回路２１の閾値ＶＬに達する。

時刻Ｔ５において、誤差検出回路１５によるフィードバック電流Ｉ_ＦＢが電流値Ｉｃｃ１になるので、時刻Ｔ７においては、ラッチは解除され、主スイッチＱ１へ駆動信号Ｄｒｉが送出される。このため、主スイッチＱ１がオンする。即ち、主スイッチＱ１をスイッチング周波数で間欠発振させて間欠動作させる。

すると、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、誤差検出回路１５によるフィードバック電流Ｉ_ＦＢが電流値Ｉｃｃ１になるので、再びラッチ状態になり、主スイッチＱ１はオフ状態になる。

従って、実施例４においても実施例１の効果と同様な効果が得られる。

図９は実施例５の直流変換装置を示す回路構成図である。図９に示す直流変換装置は、図３に示す実施例２の直流変換装置の具体的な回路構成例であり、図７に示す直流変換装置に対して、ソフトスタートコンデンサ充放電回路１９ｂ、ラッチ回路、ＰＷＭ制御回路１７ｃ及びその他の一部の構成が異なるので、この異なる部分についてのみ説明する。なお、図９に示す構成において、図７に示す構成と同一部分には同一符号を付する。

ＰＷＭ制御回路１７ｃは、基本的には図７に示すＰＷＭ制御回路１７ｂと同じであるが、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの一端がコンパレータ１７１の−端子に接続されていない。

ソフトスタートコンデンサ充放電回路１９ｂは、アンド回路１９１と、ＦＥＴＱ３と、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２を有する。ＦＥＴＱ４と抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とソフトスタートコンデンサＣｓｓとの直列回路は電源Ｖｃｃの両端に接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はＦＥＴＱ３のドレインに接続されている。抵抗Ｒ２とソフトスタートコンデンサＣｓｓとの接続点は電圧監視回路２１の入力に接続されている。アンド回路１９１は、電圧監視回路２１の電圧監視信号Ｍｏｎとラッチ回路のラッチ信号Ｌａｔとのアンドをとり、アンド出力をＦＥＴＱ３のゲートに出力して、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの充放電を制御する。ＦＥＴＱ５のドレインには定電流源ＣＣ１の一端及びバッファ回路２９の入力が接続されている。バッファ回路２９の出力はノア回路２５１とアンド回路１９１の入力に接続される。バッファ回路２９と抵抗Ｒ１とでラッチ回路を構成している。

次に、このように構成された実施例５の直流変換装置の動作を図１０に示す動作波形を参照しながら説明する。なお、図１０では、起動時、定常時、軽負荷時（間欠発振動作）での動作波形を示し、フィードバック電流Ｉ_ＦＢ、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓ、制御信号Ｃｏｎｔ、電圧監視信号Ｍｏｎ、ラッチ信号Ｌａｔ、駆動信号Ｄｒｉ、出力電圧Ｖｏｕｔ、負荷電流Ｉｏを示している。また、ＦＥＴＱ４のドレインに流れる電流をＩ_１１とする。

まず、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ１までの動作は、図８に示すものと同じであるので、省略する。

次に、時刻Ｔ２において、負荷電流Ｉｏが減少して軽負荷時になると、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。このため、誤差検出回路１５の誤差増幅器１５１の−端子の電圧が上昇して、誤差増幅器１５１の出力が小さくなるので、フォトカプラＰＣ１のフォトダイオードの両端により大きい電圧が印加される。このため、Ｖｃｃ→Ｑ４（及びＱ５）→Ｒ_ＦＢ→ＰＣ１のフォトトランジスタの経路で、フィードバック電流Ｉ_ＦＢが増加して流れる。このフィードバック電流Ｉ_ＦＢの増加に伴って電流Ｉ_１１も増加する。電流Ｉ_１１は誤差検出信号Ｅｒｒに対応し、定電流源ＣＣ１の電流値Ｉｃｃ１以下であるので、間欠動作には至らない。

そして、時刻Ｔ３において、さらに負荷電流Ｉｏが減少すると、出力電圧Ｖｏｕｔは更に上昇し、誤差検出回路１５により電流Ｉ_１１がさらに増加して、間欠動作に移行するための電流値Ｉｃｃ１以上になる。すると、Ｖｃｃ→Ｑ５→ＣＣ１と電流が流れて、バッファ回路２９の入力がＨレベルとなり、バッファ回路２９の出力がＨレベルとなり、Ｈレベルのラッチ信号Ｌａｔがノア回路２５１とアンド回路１９１と出力される。

駆動信号オン／オフ回路２５のノア回路２５１は、バッファ回路２９からＨレベルのラッチ信号Ｌａｔを入力すると、Ｌレベルの駆動信号Ｄｒｉを主スイッチＱ１に送出するので、主スイッチＱ１がオフ状態となる。

また、ソフトスタートコンデンサ充放電回路１９ｂのアンド回路１９１は、Ｈレベルのラッチ信号ＬａｔとＨレベルの電圧監視信号Ｍｏｎとを入力して、ＦＥＴＱ３をオンさせる。このため、Ｃｓｓ→Ｒ２→Ｑ３と電流が流れるとともに、Ｖｃｃ→Ｑ４→Ｒ１→Ｑ３と電流が流れて、ソフトスタートコンデンサＣｓｓは放電を開始して、ソフトスタートコンデンサＣｓｓの電圧が減少していく。

次に、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＬに達すると、電圧監視回路２１からはＬレベルがアンド回路１９１に入力されて、ＦＥＴＱ３がオフとなる。このため、Ｖｃｃ→Ｑ４→Ｒ１→Ｒ２→Ｃｓｓと電流が流れて、ソフトスタートコンデンサＣｓｓは充電を開始する。

次に、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＨに達したとき、誤差検出回路１５による電流Ｉ_１１が電流値Ｉｃｃ１未満である場合には、ラッチは解除される。即ち、この場合には、バッファ回路２９の入力がＬレベルとなり、バッファ回路２９の出力がＬレベルとなり、Ｌレベルのラッチ信号Ｌａｔがノア回路２５１とアンド回路１９１と出力される。

駆動信号オン／オフ回路２５のノア回路２５１は、バッファ回路２９からＬレベルのラッチ信号Ｌａｔを入力すると、Ｈレベルの駆動信号Ｄｒｉを主スイッチＱ１に送出するので、主スイッチＱ１がオン状態となり、間欠動作する。図１０に示す例では、コンパルータ１７１は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点における電圧Ｖ_Ｒ４が、ＯＳＣ１７２からの三角波信号の電圧Ｖｏｓｃよりも大きいときに制御信号Ｃｏｎｔを出力するので、駆動信号Ｄｒｉは、時刻Ｔ５〜時刻Ｔ６、時刻Ｔ１０〜時刻Ｔ１１に主スイッチＱ１に出力されている。

一方、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＨに達したとき、誤差検出回路１５による電流Ｉ_１１が電流値Ｉｃｃ１以上である場合には、ラッチは継続され、再度、ソフトスタートコンデンサＣｓｓが放電する。

時刻Ｔ４においては、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが電圧監視回路２１の閾値ＶＬに達したとき、誤差検出回路１５による電流Ｉ_１１が電流値Ｉｃｃ１以上であるので、再度、ソフトスタートコンデンサＣｓｓが充電される。

時刻Ｔ７において、再度、ソフトスタートコンデンサ電圧Ｖｃｓｓが閾値ＶＨに達し、ソフトスタートコンデンサＣｓｓは再度放電され、時刻Ｔ８において、電圧監視回路２１の閾値ＶＬに達する。

時刻Ｔ５において、誤差検出回路１５による電流Ｉ_１１が電流値Ｉｃｃ１になるので、時刻Ｔ５においては、ラッチは解除され、主スイッチＱ１へ駆動信号Ｄｒｉが送出される。このため、主スイッチＱ１がオンする。即ち、主スイッチＱ１をスイッチング周波数で間欠発振させて間欠動作させる。

すると、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、誤差検出回路１５による電流Ｉ_１１が電流値Ｉｃｃ１になるので、再びラッチ状態になり、主スイッチＱ１はオフ状態になる。

従って、実施例５においても実施例２の効果と同様な効果が得られる。

図１１は実施例６の直流変換装置を示す回路構成図である。図１１に示す直流変換装置は、図１に示す直流変換装置の構成を有するとともに、アクティブクランプ方式を採用したものである。即ち、実施例６の直流変換装置は、誤差検出回路１５、制御回路１７ａ、ソフトスタートコンデンサ充放電回路１９、ソフトスタートコンデンサＣｓｓ、電圧監視回路２１、ラッチ回路２３、駆動信号オン／オフ回路２５ａを有するとともに、トランスＴａの１次巻線Ｐ１の両端に、ＭＯＳＦＥＴ等からなる補助スイッチＱ１０とコンデンサＣ２とからなる直列回路を接続している。主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ１０は、制御回路１７ａ及び駆動信号オン／オフ回路２５ａのＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。

また、実施例６では、トランスＴａの１次巻線Ｐ１に直列に接続されるリアクトルのインダクタンスの値を大きくし、主スイッチＱ１がオン時にリアクトルに蓄えられるエネルギーを２次側に還流する補助トランスを設けたことを特徴とする。

この例では、補助トランスをトランスＴａに結合したもので、トランスＴａには、１次巻線Ｐ１（巻数ｎ１、補助トランスＴａの１次巻線を兼用）と２次巻線Ｓ１（巻数ｎ２）と３次巻線Ｓ２（巻数ｎ３、補助トランスＴａの２次巻線に対応）とが巻回されている。

トランスＴａの２次巻線Ｓ１と３次巻線Ｓ２との直列回路の両端には、ダイオードＤ６とコンデンサＣ５との直列回路が接続されている。２次巻線Ｓ１と３次巻線Ｓ２との接続点とダイオードＤ６とコンデンサＣ５との接続点とには、ダイオードＤ５が接続されている。１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とは同相に巻回され、１次巻線Ｐ１と３次巻線Ｓ２とは逆相に巻回されている。

トランスＴａの２次巻線Ｓ１を１次巻線Ｐ１と疎結合させ、１次巻線Ｐ１及び２次巻線Ｓ１間のリーケージインダクタンスにより、トランスＴａに直列に接続されるリアクトル（図示せず）を代用している。トランスＴａの３次巻線Ｓ２を１次巻線Ｐ１と密結合させている。

次に、このように構成された実施例６の直流変換装置の動作を説明する。ここでは、特に、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ１０の動作及びトランスＴａの二次側回路の動作を主に説明する。

まず、主スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎで電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴａの２次巻線Ｓ１にも電圧が発生し、Ｓ１→Ｄ５→Ｃ５→Ｓ１で電流が流れる。このため、ダイオードＤ５の電流が直線的に増大する。

次に、主スイッチＱ１をオフさせた後に、補助スイッチＱ１０をオンさせると、トランスＴａのインダクタンスに蓄えられたエネルギーは、トランスＴａを介して２次側に還流される。２次側では、トランスＴａの３次巻線Ｓ２に電圧が誘起されるため、Ｓ２→Ｄ６→Ｃ５→Ｓ１→Ｓ２と電流が流れる。このため、ダイオードＤ６に電流が流れる。

また、補助スイッチＱ１０をオンさせると、トランスＴａの１次巻線Ｐ１に蓄えられたエネルギーがコンデンサＣ２に移動し、移動後も補助スイッチＱ１０がオンしているので、Ｃ２→Ｑ１０→Ｐ１→Ｃ２と電流が流れ、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴａの１次巻線Ｐ１に移動する。その後、補助スイッチＱ１０をオフさせた後に主スイッチＱ１をオンさせる。

このようにアクティブクランプ方式を採用した直流変換装置においても、誤差検出回路１５、制御回路１７ａ、ソフトスタートコンデンサ充放電回路１９、ソフトスタートコンデンサＣｓｓ、電圧監視回路２１、ラッチ回路２３、駆動信号オン／オフ回路２５ａを設けたので、実施例１と略同様に動作し、実施例１の効果と同様な効果が得られる。

また、トランスＴａの１次巻線Ｐ１に直列に接続されるインダクタンスの値を大きくし、主スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーをトランスＴａを介して２次側に還流するため、効率が良くなる。また、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６により、主スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、コンデンサＣ５のリップル電流も減少する。

次に、補助トランスをトランスＴａに結合したトランスの構成例を図１２に示す。図１２に示すトランスは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線Ｐ１と３次巻線Ｓ２とが近接して巻回されている。これにより、１次及び３次巻線間にわずかなリーケージインダクタンスを持たせ、また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線Ｓ１が巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１を疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。このリーケージインダクタンスをリアクトル（図示せず）の代替としている。

また、外周コア上で且つ１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。

このように、トランスのコアの形状と巻線の工夫により、トランスＴａとリアクトルのエネルギーを２次側に帰還する補助トランスとを一つのコア３０に結合し、パスコア３０ｃを設けることにより、大きなリーケージインダクタンスを得て、トランス部分とリアクトルとを結合したので、直流変換装置を小型化、低価格化することができる。

なお、実施例６では、トランスＴａの１次巻線Ｐ１の両端に、補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２とからなる直列回路を接続したが、この直列回路は、例えば、主スイッチＱ１の両端に接続しても良い。

また、実施例６では、主スイッチＱ１に寄生コンデンサのみを有していたが、主スイッチＱ１の両端にさらにコンデンサを接続しても良い。

図１３は実施例７の直流変換装置に設けられた制御回路の具体的な回路構成図である。図１３では、制御回路１７ｄが、軽負荷時に主スイッチ（補助スイッチＱ１０がある場合にはこれも含む。）のスイッチング周波数が低下するように制御することを特徴とする。

図１３に示す誤差検出回路１５ａは、誤差増幅器１５１からなる。誤差増幅器１５１は、出力電圧Ｖｏｕｔが−端子に入力され、基準電圧Ｖ_ｒｅｆが＋端子に入力され、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖ_ｒｅｆとの誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１７５に出力する。

制御回路１７ｄは、コンパレータ１７３、ＶＣＯ１７４、コンパレータ１７５からなる。コンパレータ１７３は、誤差増幅器１５１からのフィードバック信号ＦＢが−端子に入力され、基準電圧Ｖ_１（所定の基準値に対応）が＋端子に入力され、出力端子と電源Ｖｃｃとの間に抵抗Ｒｃが接続され、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった場合に軽負荷であると判定して、例えばＨレベルをＶＣＯ１７４に出力する。

ＶＣＯ１７４は、電圧値に応じた周波数を持つ信号を発生する電圧制御発振器であり、コンパレータ１７３からＨレベルを入力したとき、即ち、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった場合に、誤差増幅器１５１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号を生成する。

コンパレータ１７５は、誤差増幅器１５１からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、ＶＣＯ１７４からの三角波信号が−端子に入力され、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号を駆動信号オン／オフ回路２３に出力する。

次に、軽負荷時に、スイッチング周波数を低下させる動作について説明する。まず、誤差検出回路１５ａは、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖ_ｒｅｆとの誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１７３に出力する。ここで、フォワード制御方式では、軽負荷時には、図１４に示すように、フィードバック信号がＦＢ１からＦＢ２へ低下していき、パルス信号のオン／オフのディーティが小さくなる。また、コンパレータ１７３は、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった場合に、軽負荷時であると判定して、例えばＨレベルをＶＣＯ１７４に出力する。

次に、ＶＣＯ１７４は、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった場合に、即ち、軽負荷である場合に、誤差検出回路１５ａからの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号を生成する。例えば、図１５に示すように、フィードバック信号ＦＢの電圧がＶ_１，Ｖ_２のように低下していくに従って、スイッチング周波数をｆ_１，ｆ_２のように低下させていく。このことは、図１７に示すように、通常では、スイッチング周波数が例えば１００ＫＨｚであり、軽負荷時には負荷率に応じてスイッチング周波数を低下させることに相当する。

次に、コンパレータ１７５は、ＶＣＯ１７４からの三角波信号と誤差検出回路１５ａからのフィードバック信号ＦＢとを入力し、図１４に示すようにフィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号を出力する。

図１６に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がＶ_１の場合には、電圧Ｖ_１に対応する周波数ｆ_１の三角波信号により、周波数ｆ_１のパルス信号が生成され、フィードバック信号ＦＢの値が電圧Ｖ_２の場合には、電圧Ｖ_２に対応する周波数ｆ_２の三角波信号により、周波数ｆ_２のパルス信号が生成される。即ち、軽負荷時には、スイッチング周波数を低下するので、さらにスイッチング損失を低減することができる。

また、ＶＣＯ１７４において、図１７に示すように、スイッチング周波数の下限を可聴周波数よりわずかに高い周波数（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、負荷率に応じてこの周波数まで低下した場合には、ＰＷＭ変調により制御し、さらに、周波数が低下した場合には、間欠動作に移行させる。また、スイッチング周波数を、図１８に示すように制御するようにしても良い。

なお、本発明は、実施例１乃至実施例７の直流変換装置に限定されることなく、実施例１乃至実施例７の直流変換装置の２つ以上の実施例を組み合わせたものにも適用可能であるのは勿論である。例えば、本発明は、実施例５と実施例６と実施例７とを組み合わせたものであっても良い。

本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

実施例１の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例１の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。 実施例２の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例２の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。 実施例３の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例３の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。 実施例４の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例４の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。 実施例５の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例５の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。 実施例６の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例６の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。 実施例７の直流変換装置に設けられた制御回路の具体的な回路構成図である。 軽負荷時にフィードバック信号が低下したときにおけるパルス信号のデューティが小さくなる様子を示す図である。 フィードバック信号の電圧に応じて周波数を変化させる発振器の特性を示す図である。 軽負荷時に負荷率に応じて周波数を低下させたパルス信号のタイミングチャートである。 軽負荷時に負荷率に応じて周波数を変化させる特性を示す図である。 負荷率に応じてスイッチング周波数を変化させる他の例を示す図である。 従来の直流変換装置を示す回路構成図である。 従来の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。

符号の説明

Ｖｉｎ 直流電源
Ｑ１ 主スイッチ
Ｑ１０ 補助スイッチ
Ｑ２〜Ｑ８ ＦＥＴ
Ｔ，Ｔａ トランス
Ｃｓｓ ソフトスタートコンデンサ
Ｐ１ １次巻線（ｎ１）
Ｓ１ ２次巻線（ｎ２）
Ｓ２ ３次巻線（ｎ３）
１１ 整流平滑回路
１３ 負荷
１５ 誤差検出回路
１７，１７ａ，１７ｄ 制御回路
１７ｂ，１７ｃ ＰＷＭ制御回路
１９ ソフトスタートコンデンサ充放電回路
２１ 電圧監視回路
２３，２３ａ，２３ｂ ラッチ回路
２５，２５ａ 駆動信号オン／オフ回路

Claims (11)

1. 直流電源にトランスの１次巻線を介して接続された主スイッチをオン／オフさせ、トランスの２次巻線の電圧を整流平滑回路で整流平滑して直流の出力電圧を得る直流変換装置であって、
   前記出力電圧と基準電圧との誤差を誤差検出信号として検出する誤差検出手段と、
   前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づき前記主スイッチを所定のスイッチング周波数を持つ信号によりオン／オフさせる制御手段と、
   前記直流電源が起動するときに前記出力電圧を緩やかに上昇させるためのソフトスタートコンデンサ及びこのソフトスタートコンデンサの充放電を行なう充放電手段を有するソフトスタート手段と、
   前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づき前記主スイッチの間欠動作を行なうと共に前記ソフトスタートコンデンサの充電期間又は放電期間又は充放電期間を用いて前記間欠動作の間欠周期の最小周期を規定する間欠動作制御手段と、
   を有することを特徴とする直流変換装置。
2. 直流電源にトランスの１次巻線を介して接続された主スイッチとトランスの１次巻線の両端又は主スイッチの両端に接続され且つコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路の補助スイッチとを交互にオン／オフさせることによりトランスの２次巻線の電圧を整流平滑回路で整流平滑して直流の出力電圧を得る直流変換装置であって、
   前記出力電圧と基準電圧との誤差を誤差検出信号として検出する誤差検出手段と、
   前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づき前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御手段と、
   前記直流電源が起動するときに前記出力電圧を緩やかに上昇させるためのソフトスタートコンデンサ及びこのソフトスタートコンデンサの充放電を行なう充放電手段を有するソフトスタート手段と、
   前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づき前記主スイッチ及び前記補助スイッチの間欠動作を行なうと共に前記ソフトスタートコンデンサの充電期間又は放電期間又は充放電期間を用いて前記間欠動作の間欠周期の最小周期を規定する間欠動作制御手段と、
   を有することを特徴とする直流変換装置。
3. 前記間欠動作制御手段は、
   前記ソフトスタートコンデンサの電圧を第１の閾値とこの第１の閾値よりも大きい第２の閾値で監視して電圧監視信号を出力する電圧監視手段と、
   前記電圧監視手段の電圧監視信号と前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づきラッチ信号を生成するラッチ手段と、
   前記ラッチ手段のラッチ信号に基づき前記制御手段の出力をオン／オフさせるための駆動信号を生成する駆動信号オン／オフ手段とを有し、
   前記ラッチ手段は、前記ラッチ信号により前記充放電手段を制御し、前記ソフトスタートコンデンサの充電期間又は放電期間又は充放電期間を用いて前記間欠動作の間欠周期の最小周期を規定することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
4. 前記充放電手段は、前記ラッチ手段のラッチ信号により前記ソフトスタートコンデンサの放電を開始し、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第１の閾値になったときに前記ソフトスタートコンデンサの充電を開始し、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第２の閾値になったときに前記ソフトスタートコンデンサの放電を開始し、前記ソフトスタートコンデンサの充放電を繰り返すことを特徴とする請求項３記載の直流変換装置。
5. 前記ラッチ手段は、前記誤差検出手段の誤差検出信号が間欠動作に移行するための所定値以上の場合には前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力し、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第２の閾値に達したときに前記誤差検出信号が前記所定値未満である場合には前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力しないことを特徴とする請求項３又は請求項４記載の直流変換装置。
6. 前記ラッチ手段は、前記誤差検出手段の誤差検出信号が間欠動作に移行するための所定値以上の場合には前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力し、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第１の閾値に達したときに前記誤差検出信号が前記所定値未満である場合には前記第１の閾値から前記第２の閾値に達するまで前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力しないことを特徴とする請求項３又は請求項４記載の直流変換装置。
7. 前記ラッチ手段は、前記誤差検出手段の誤差検出信号が間欠動作に移行するための所定値を越える場合には前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力し、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第１の閾値に達したときに前記誤差検出信号が前記所定値である場合には前記第１の閾値から前記第２の閾値に達するまで前記ラッチ信号を前記駆動信号オン／オフ手段及び前記充放電手段に出力せず、
   前記充放電手段は、前記ソフトスタートコンデンサの電圧が前記第１の閾値になったときには、前記誤差検出手段の誤差検出信号が前記所定値になるまで前記ソフトスタートコンデンサの電圧を前記第１の閾値に維持しておくことを特徴とする請求項３又は請求項４記載の直流変換装置。
8. 前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの間に接続されたリアクトルと、
   前記トランスに直列に接続され、前記主スイッチがオン時に前記リアクトルに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に２次側に還流させる補助トランスと、
   を備えることを特徴とする請求項２乃至請求項７のいずれか１項記載の直流変換装置。
9. 前記リアクトルは、前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなり、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記補助トランスの２次巻線とが密結合させて巻回されてなることを特徴とする請求項８記載の直流変換装置。
10. 前記制御手段は、軽負荷時に前記スイッチング周波数を低下させることを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載の直流変換装置。
11. 前記制御手段は、
    前記誤差検出手段からの前記誤差検出信号の値が所定の基準値に達したときに前記誤差検出信号の値に応じて前記スイッチング周波数を低下させる周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、
    前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を低下させたパルス信号を生成するパルス幅制御手段と、
    を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載の直流変換装置。
    

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