JPH11150875A - 二次電池ユニット - Google Patents
二次電池ユニットInfo
- Publication number
- JPH11150875A JPH11150875A JP9310868A JP31086897A JPH11150875A JP H11150875 A JPH11150875 A JP H11150875A JP 9310868 A JP9310868 A JP 9310868A JP 31086897 A JP31086897 A JP 31086897A JP H11150875 A JPH11150875 A JP H11150875A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switching
- secondary battery
- electric double
- converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/34—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering
- H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01M—PROCESSES OR MEANS, e.g. BATTERIES, FOR THE DIRECT CONVERSION OF CHEMICAL ENERGY INTO ELECTRICAL ENERGY
- H01M2220/00—Batteries for particular applications
- H01M2220/30—Batteries in portable systems, e.g. mobile phone, laptop
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/10—Energy storage using batteries
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/13—Energy storage using capacitors
Abstract
(57)【要約】
【課題】 低い入力電圧でも動作し、長時間にわたり一
定電力を供給することができ、なおかつ小型軽量で携帯
機器に適した二次電池ユニットを提供する。 【解決手段】 電気二重層コンデンサ１１の入力電圧Ｖ
inが低い電圧へ移行するに従い、インダクタ切換制御部
１４は、第１，第２のスイッチングトランジスタ１５，
１６を選択的に動作させ、第１，第２のインダクタ１
７，１８のうちインダクタンス値の大きい方から小さい
方へ切り換える。第１のインダクタ１７を選択した場合
は第１のダイオード１９と平滑用コンデンサ２１によ
り、第２のインダクタ１８を選択した場合には第２のダ
イオード２０と平滑用コンデンサ２１により電流が整流
されて一定の出力電圧Ｖoutが得られる。さらに出力電
圧Ｖoutは制御回路１３の電源端子Ｖccへフィードバッ
クされるため、制御回路１３は入力電圧Ｖinが低下して
も出力電圧Ｖoutを安定化させることができる。
定電力を供給することができ、なおかつ小型軽量で携帯
機器に適した二次電池ユニットを提供する。 【解決手段】 電気二重層コンデンサ１１の入力電圧Ｖ
inが低い電圧へ移行するに従い、インダクタ切換制御部
１４は、第１，第２のスイッチングトランジスタ１５，
１６を選択的に動作させ、第１，第２のインダクタ１
７，１８のうちインダクタンス値の大きい方から小さい
方へ切り換える。第１のインダクタ１７を選択した場合
は第１のダイオード１９と平滑用コンデンサ２１によ
り、第２のインダクタ１８を選択した場合には第２のダ
イオード２０と平滑用コンデンサ２１により電流が整流
されて一定の出力電圧Ｖoutが得られる。さらに出力電
圧Ｖoutは制御回路１３の電源端子Ｖccへフィードバッ
クされるため、制御回路１３は入力電圧Ｖinが低下して
も出力電圧Ｖoutを安定化させることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電気二重層コンデ
ンサを二次電池として利用する電源装置に関するもので
あり、特に電気二重層コンデンサのエネルギ−利用効果
を高める技術に関する。
ンサを二次電池として利用する電源装置に関するもので
あり、特に電気二重層コンデンサのエネルギ−利用効果
を高める技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、電池を電源とする電気機器は、商
用電源を用いるものに比較して可搬性に優れていること
が利点である。特に二次電池を用いる場合には、電池の
再生利用が可能である点に特徴がある。しかしながら、
二次電池には充電時間が無視できない欠点があり、急速
充電であっても一般には１時間程度の時間が必要であ
る。消費電流の多い用途では使用時間よりも充電に要す
る時間の方が長い場合すらある。この充電時間短縮のた
めに急速充電を採用すると、電池の発熱量を増加させて
寿命を縮めるため、充電時間の短縮に当たっては或る限
界が存在している。
用電源を用いるものに比較して可搬性に優れていること
が利点である。特に二次電池を用いる場合には、電池の
再生利用が可能である点に特徴がある。しかしながら、
二次電池には充電時間が無視できない欠点があり、急速
充電であっても一般には１時間程度の時間が必要であ
る。消費電流の多い用途では使用時間よりも充電に要す
る時間の方が長い場合すらある。この充電時間短縮のた
めに急速充電を採用すると、電池の発熱量を増加させて
寿命を縮めるため、充電時間の短縮に当たっては或る限
界が存在している。
【０００３】このような問題に対して、近年、別の充放
電可能な電源として電気二重層コンデンサが注目を浴び
ている。電気二重層コンデンサとは、電解液に電子伝導
性物質を接触させた時に界面に形成される電気二重層に
電荷を静電荷として蓄積するもので、セラミックコンデ
ンサやアルミ電解コンデンサに比較して非常に大きな容
量、例えば１２Ｖ耐圧で２００Ｆ、体積６１００ｃｃ程
度のものが得られている。また、充放電に化学反応が伴
わないため、充放電サイクル時の寿命性能も優れてお
り、通常の使用条件ではほとんど性能劣化しない利点が
ある。充電時間も大電流で充電できることから、秒や分
オーダーで完了させることができ、二次電池より大幅に
短縮可能である。
電可能な電源として電気二重層コンデンサが注目を浴び
ている。電気二重層コンデンサとは、電解液に電子伝導
性物質を接触させた時に界面に形成される電気二重層に
電荷を静電荷として蓄積するもので、セラミックコンデ
ンサやアルミ電解コンデンサに比較して非常に大きな容
量、例えば１２Ｖ耐圧で２００Ｆ、体積６１００ｃｃ程
度のものが得られている。また、充放電に化学反応が伴
わないため、充放電サイクル時の寿命性能も優れてお
り、通常の使用条件ではほとんど性能劣化しない利点が
ある。充電時間も大電流で充電できることから、秒や分
オーダーで完了させることができ、二次電池より大幅に
短縮可能である。
【０００４】そこで、この電気二重層コンデンサとＤＣ
−ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）を組み
合わせて、二次電池と同様の動作を行うという試みがな
されている。例えば、特開平７−８７６８７号（第１の
従来例）や特開平９−９３８０９号（第２の従来例）に
は、電気二重層コンデンサとＤＣ−ＤＣコンバータ（ス
イッチングレギュレータ）を組み合わせて、二次電池の
動作を行わせるものが提案されている。また、特開平８
−１６８１８２号（第３の従来例）には、電圧変動の大
きい電池を用いた電源装置として、電気二重層コンデン
サを並列接続から直列接続に切り換える手段を有する電
源装置が提案されている。
−ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）を組み
合わせて、二次電池と同様の動作を行うという試みがな
されている。例えば、特開平７−８７６８７号（第１の
従来例）や特開平９−９３８０９号（第２の従来例）に
は、電気二重層コンデンサとＤＣ−ＤＣコンバータ（ス
イッチングレギュレータ）を組み合わせて、二次電池の
動作を行わせるものが提案されている。また、特開平８
−１６８１８２号（第３の従来例）には、電圧変動の大
きい電池を用いた電源装置として、電気二重層コンデン
サを並列接続から直列接続に切り換える手段を有する電
源装置が提案されている。
【０００５】第１の従来例（特開平７−８７６８７号参
照）を図６を用いて説明する。電源スイッチ６４がオン
状態になると、充電された電気二重層コンデンサ６１か
らスイッチングレギュレータ６２を介して負荷６３に電
力を供給する。充電端子６５は、電気二重層コンデンサ
６１を充電する際に使用される。電気二重層コンデンサ
６１の端子電圧は、コンデンサに蓄えられている電荷の
残存エネルギーの平方根に比例して降下するが、スイッ
チングレギュレータ６２は定電圧出力を備えたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとして作用するため、負荷６３には定電圧
出力が供給される。
照）を図６を用いて説明する。電源スイッチ６４がオン
状態になると、充電された電気二重層コンデンサ６１か
らスイッチングレギュレータ６２を介して負荷６３に電
力を供給する。充電端子６５は、電気二重層コンデンサ
６１を充電する際に使用される。電気二重層コンデンサ
６１の端子電圧は、コンデンサに蓄えられている電荷の
残存エネルギーの平方根に比例して降下するが、スイッ
チングレギュレータ６２は定電圧出力を備えたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとして作用するため、負荷６３には定電圧
出力が供給される。
【０００６】図７にこの時のスイッチングレギュレータ
６２の入力電圧Ｖiと出力電圧Ｖoの経時的変化を示す。
電気二重層コンデンサ６１は１０Ｖの初期電圧で充電さ
れており、時間０ｓにおいてＶiは１０Ｖであり、スイ
ッチングレギュレータ６２の出力電圧Ｖoは約５Ｖが出
力されている。負荷６３には電力を供給するため時間が
経過するにつれて出力電圧Ｖoは低下していき、約１．
４ｋｓ以降は電気二重層コンデンサ６１の電圧Ｖiが５
Ｖ以下になるため、スイッチングレギュレータ６２は入
力電圧を昇圧して出力する動作を行い、約５Ｖの一定電
圧を出力する。１．９ｋｓの時点でＶiが約１．５Ｖに
なり、これ以降は出力電圧Ｖoが低下しており、スイッ
チングレギュレータ６２に供給される電圧が最低入力電
圧より低くなったため、安定化した出力が得られなくな
ったことを示している。以上のことから電気二重層コン
デンサを二次電池として機能させることができることが
分かる。
６２の入力電圧Ｖiと出力電圧Ｖoの経時的変化を示す。
電気二重層コンデンサ６１は１０Ｖの初期電圧で充電さ
れており、時間０ｓにおいてＶiは１０Ｖであり、スイ
ッチングレギュレータ６２の出力電圧Ｖoは約５Ｖが出
力されている。負荷６３には電力を供給するため時間が
経過するにつれて出力電圧Ｖoは低下していき、約１．
４ｋｓ以降は電気二重層コンデンサ６１の電圧Ｖiが５
Ｖ以下になるため、スイッチングレギュレータ６２は入
力電圧を昇圧して出力する動作を行い、約５Ｖの一定電
圧を出力する。１．９ｋｓの時点でＶiが約１．５Ｖに
なり、これ以降は出力電圧Ｖoが低下しており、スイッ
チングレギュレータ６２に供給される電圧が最低入力電
圧より低くなったため、安定化した出力が得られなくな
ったことを示している。以上のことから電気二重層コン
デンサを二次電池として機能させることができることが
分かる。
【０００７】次に、第２の従来例（特開平９−９３８０
９号参照）について図８を用いて説明する。この例で
は、電気二重層コンデンサからＤＣ−ＤＣコンバータを
介して電力を供給する点は前述の第１の従来例と同じで
あるが、電気二重層コンデンサと二次電池を組み合わ
せ、短時間に大きなパワーを負荷に出力可能とした点が
異なっている。この図に示したハイブリッド型の電源装
置は、電気自動車のモータを起動する場合のように、短
時間のうちに大きなパワーを必要とする場合に、まずパ
ワー密度の高い電気二重層コンデンサ８１に蓄えられた
電荷を、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路８７を介して一定電
圧に変換し、負荷Ｌ（モータ）に十分な起動電力を供給
し、起動後には主に二次電池８８から所要の駆動電力を
供給するよう構成されたものである。ここで、電気二重
層コンデンサ８１からＤＣ−ＤＣコンバータ回路８７を
介して負荷Ｌに電力を供給している間はスイッチＳＷを
オフとし、二次電池８８から負荷Ｌに電力を供給する場
合にはスイッチＳＷをオンとする。こうすることによ
り、スイッチＳＷの切り替えで、二次電池８８の電圧の
影響を受けることなく、電気二重層コンデンサ８１から
ＤＣ−ＤＣコンバータ８７を介して負荷Ｌに電力を十分
に供給することができる。なお、逆流防止用ダイオード
８９は負荷Ｌとして用いたモータが回生運転した場合、
モータの起動電流が逆流するのを防止するためである。
この例では、スイッチＳＷがオフである間については、
第１の従来例のように、電気二重層コンデンサ８１に蓄
えられた電荷をＤＣ−ＤＣコンバータ回路８７によって
一定電圧に変換して負荷Ｌに供給する動作を行っている
ことが分かる。
９号参照）について図８を用いて説明する。この例で
は、電気二重層コンデンサからＤＣ−ＤＣコンバータを
介して電力を供給する点は前述の第１の従来例と同じで
あるが、電気二重層コンデンサと二次電池を組み合わ
せ、短時間に大きなパワーを負荷に出力可能とした点が
異なっている。この図に示したハイブリッド型の電源装
置は、電気自動車のモータを起動する場合のように、短
時間のうちに大きなパワーを必要とする場合に、まずパ
ワー密度の高い電気二重層コンデンサ８１に蓄えられた
電荷を、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路８７を介して一定電
圧に変換し、負荷Ｌ（モータ）に十分な起動電力を供給
し、起動後には主に二次電池８８から所要の駆動電力を
供給するよう構成されたものである。ここで、電気二重
層コンデンサ８１からＤＣ−ＤＣコンバータ回路８７を
介して負荷Ｌに電力を供給している間はスイッチＳＷを
オフとし、二次電池８８から負荷Ｌに電力を供給する場
合にはスイッチＳＷをオンとする。こうすることによ
り、スイッチＳＷの切り替えで、二次電池８８の電圧の
影響を受けることなく、電気二重層コンデンサ８１から
ＤＣ−ＤＣコンバータ８７を介して負荷Ｌに電力を十分
に供給することができる。なお、逆流防止用ダイオード
８９は負荷Ｌとして用いたモータが回生運転した場合、
モータの起動電流が逆流するのを防止するためである。
この例では、スイッチＳＷがオフである間については、
第１の従来例のように、電気二重層コンデンサ８１に蓄
えられた電荷をＤＣ−ＤＣコンバータ回路８７によって
一定電圧に変換して負荷Ｌに供給する動作を行っている
ことが分かる。
【０００８】第３の従来例（特開平８−１６８１８２号
参照）を図９を用いて説明する。電気二重層コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２は予め所定の位置に充電されている。出力変
換・調整回路９１は、パルス信号により断続制御される
スイッチング手段を備え、降圧型コンバータにより負荷
９２に供給する電圧を安定化する回路であり、降圧比が
１／２から１／１まで変化させることができる。スイッ
チＳ１〜Ｓ３は、スイッチＳ２とＳ３が連動し、これら
とスイッチＳ１が相補的に動作して、電気二重層コンデ
ンサＣ１，Ｃ２に蓄えられた電圧の低下に応じてオン／
オフ制御されるものであり、電気二重層コンデンサＣ
１，Ｃ２が満充電状態では、スイッチＳ１をオフ、スイ
ッチＳ２，Ｓ３をオンにして両者を並列接続し、満充電
状態から１／２の電圧まで低下するとスイッチＳ１をオ
ン、スイッチＳ２，Ｓ３をオフにして両者を直列接続す
る。図１０に出力変換・調整回路９１の入力電圧と出力
電圧の経時的変化を示す。この図より、電気二重層コン
デンサＣ１，Ｃ２の満充電電圧から、その１／４の電圧
に低下するまで、負荷９２に一定の出力電圧を供給して
いることが分かる。
参照）を図９を用いて説明する。電気二重層コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２は予め所定の位置に充電されている。出力変
換・調整回路９１は、パルス信号により断続制御される
スイッチング手段を備え、降圧型コンバータにより負荷
９２に供給する電圧を安定化する回路であり、降圧比が
１／２から１／１まで変化させることができる。スイッ
チＳ１〜Ｓ３は、スイッチＳ２とＳ３が連動し、これら
とスイッチＳ１が相補的に動作して、電気二重層コンデ
ンサＣ１，Ｃ２に蓄えられた電圧の低下に応じてオン／
オフ制御されるものであり、電気二重層コンデンサＣ
１，Ｃ２が満充電状態では、スイッチＳ１をオフ、スイ
ッチＳ２，Ｓ３をオンにして両者を並列接続し、満充電
状態から１／２の電圧まで低下するとスイッチＳ１をオ
ン、スイッチＳ２，Ｓ３をオフにして両者を直列接続す
る。図１０に出力変換・調整回路９１の入力電圧と出力
電圧の経時的変化を示す。この図より、電気二重層コン
デンサＣ１，Ｃ２の満充電電圧から、その１／４の電圧
に低下するまで、負荷９２に一定の出力電圧を供給して
いることが分かる。
【０００９】具体的には、例えば負荷の定格電圧を１２
Ｖとし、出力変換・調整回路９１に降圧コンバータを用
いて、電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２からエネルギー
を取り出すためには、電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２
の満充電電圧として２４Ｖのものが選定される。そこ
で、まず電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２を満充電にし
てスイッチＳ１をオフ、スイッチＳ２，Ｓ３をオンにす
ることにより、電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２を並列
接続する。出力変換・調整回路９１では、２４Ｖの入力
に対して１／２に降圧して１２Ｖの定格電圧で負荷９２
に給電する。そして、負荷９２でエネルギーが消費され
電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧が１２Ｖ
に低下するまで、出力変換・調整回路９１では降圧比を
１／２から１／１まで変化させて負荷９２に安定した１
２Ｖの定格電圧で給電する。
Ｖとし、出力変換・調整回路９１に降圧コンバータを用
いて、電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２からエネルギー
を取り出すためには、電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２
の満充電電圧として２４Ｖのものが選定される。そこ
で、まず電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２を満充電にし
てスイッチＳ１をオフ、スイッチＳ２，Ｓ３をオンにす
ることにより、電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２を並列
接続する。出力変換・調整回路９１では、２４Ｖの入力
に対して１／２に降圧して１２Ｖの定格電圧で負荷９２
に給電する。そして、負荷９２でエネルギーが消費され
電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧が１２Ｖ
に低下するまで、出力変換・調整回路９１では降圧比を
１／２から１／１まで変化させて負荷９２に安定した１
２Ｖの定格電圧で給電する。
【００１０】電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２からほぼ
７５％のエネルギーが取り出されると、電気二重層コン
デンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧が１２Ｖに低下するの
で、この電圧を検出しスイッチＳ２，Ｓ３をオフにして
からスイッチＳ１をオンにすることによって、電気二重
層コンデンサＣ１，Ｃ２を直列接続にする。これによ
り、出力変換・調整回路９１には、再び２４Ｖが入力さ
れるので、満充電の時と同様に１／２に降圧して１２Ｖ
の定格電圧で負荷９２に給電し、さらにほぼ２０％のエ
ネルギーが取り出され、電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ
２の端子間電圧が６Ｖ、出力変換・調整回路９１の入力
電圧が１２Ｖに低下するまで降圧比を１／２から１／１
まで変化させて負荷９２に安定した１２Ｖの定格電圧で
給電可能となる。以上の構成によって、降圧比が１／２
から１／１までの範囲しか動作できない出力変換・調整
回路であっても、スイッチＳ１，Ｓ２，及びＳ３を切り
換えることによって、電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２
の満充電電圧からその１／４の電圧に低下するまで負荷
９２に一定の電圧を供給でき、エネルギーを効率よく取
り出している。
７５％のエネルギーが取り出されると、電気二重層コン
デンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧が１２Ｖに低下するの
で、この電圧を検出しスイッチＳ２，Ｓ３をオフにして
からスイッチＳ１をオンにすることによって、電気二重
層コンデンサＣ１，Ｃ２を直列接続にする。これによ
り、出力変換・調整回路９１には、再び２４Ｖが入力さ
れるので、満充電の時と同様に１／２に降圧して１２Ｖ
の定格電圧で負荷９２に給電し、さらにほぼ２０％のエ
ネルギーが取り出され、電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ
２の端子間電圧が６Ｖ、出力変換・調整回路９１の入力
電圧が１２Ｖに低下するまで降圧比を１／２から１／１
まで変化させて負荷９２に安定した１２Ｖの定格電圧で
給電可能となる。以上の構成によって、降圧比が１／２
から１／１までの範囲しか動作できない出力変換・調整
回路であっても、スイッチＳ１，Ｓ２，及びＳ３を切り
換えることによって、電気二重層コンデンサＣ１，Ｃ２
の満充電電圧からその１／４の電圧に低下するまで負荷
９２に一定の電圧を供給でき、エネルギーを効率よく取
り出している。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、第１の
問題点は、各従来技術では電気二重層コンデンサに蓄え
られたエネルギーを有効に利用しておらず、二次電池と
して機器を動作可能な時間が短いことである。その理由
は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧範囲をその内部の
制御回路（第３の従来例では出力変換・調整回路９１）
の制御範囲以上に広くしたり、制御回路の最低動作電圧
以下の低い入力電圧まで動作させることができないこと
である。
問題点は、各従来技術では電気二重層コンデンサに蓄え
られたエネルギーを有効に利用しておらず、二次電池と
して機器を動作可能な時間が短いことである。その理由
は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧範囲をその内部の
制御回路（第３の従来例では出力変換・調整回路９１）
の制御範囲以上に広くしたり、制御回路の最低動作電圧
以下の低い入力電圧まで動作させることができないこと
である。
【００１２】そこで、理解を容易にするために、本発明
によって解決された課題を説明する前にＤＣ−ＤＣコン
バータの基本動作について説明を行う。図１１は最も簡
単な構成の、従来の非絶縁型昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの構成例を示す図であり、説明を簡略化するために以
下この構成例に基づいて説明する。直流電源１０１から
供給される電流ＩLは、スイッチ１０３がオンの時イン
ダクタ１０２に蓄えられ、スイッチ１０３がオフの時、
インダクタ１０２から流れ出すと共に静電容量Ｃと共振
して直流電源の入力電圧Ｖinより大きなピーク電圧を持
つ電圧共振波形Ｖdとなる。そして、この電圧共振波形
Ｖdをダイオード１０４と電解コンデンサ１０５で整流
した電圧が出力電圧Ｖoutとなる。ダイオード１０４が
非導通の間は無負荷状態であるが、ダイオード１０４が
導通した場合は、負荷１０６を並列にしたＬＣの共振回
路になるので、この波形は厳密にはシミュレーションで
求めなければならないが、説明を煩雑にしないため、こ
こではまず負荷１０６が無視できる範囲のものとして定
性的に説明する。
によって解決された課題を説明する前にＤＣ−ＤＣコン
バータの基本動作について説明を行う。図１１は最も簡
単な構成の、従来の非絶縁型昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの構成例を示す図であり、説明を簡略化するために以
下この構成例に基づいて説明する。直流電源１０１から
供給される電流ＩLは、スイッチ１０３がオンの時イン
ダクタ１０２に蓄えられ、スイッチ１０３がオフの時、
インダクタ１０２から流れ出すと共に静電容量Ｃと共振
して直流電源の入力電圧Ｖinより大きなピーク電圧を持
つ電圧共振波形Ｖdとなる。そして、この電圧共振波形
Ｖdをダイオード１０４と電解コンデンサ１０５で整流
した電圧が出力電圧Ｖoutとなる。ダイオード１０４が
非導通の間は無負荷状態であるが、ダイオード１０４が
導通した場合は、負荷１０６を並列にしたＬＣの共振回
路になるので、この波形は厳密にはシミュレーションで
求めなければならないが、説明を煩雑にしないため、こ
こではまず負荷１０６が無視できる範囲のものとして定
性的に説明する。
【００１３】負荷１０６が一定の場合、この電圧共振波
形Ｖdのピーク電圧は、スイッチ１０３がオンの時間に
インダクタ１０２に流れる電流ＩLのピーク値に比例す
る。そこでスイッチ１０３のオン時間を一定とした場
合、図１２（ａ）のようにＤＣ−ＤＣコンバータの入力
電圧Ｖinが変化するとＩLのピーク値も変化するので、
図１２（ｂ）のように電圧共振波形Ｖdのピーク電圧も
Ｖinに比例して変化する。一方、Ｖinを一定に保った状
態で、スイッチ１０３のオン時間を変化させると、図１
２（ｃ）のようにインダクタ１０２に流れる電流ＩL
は、スイッチ１０３のオン時間に比例して増加するの
で、図１２（ｄ）のように電圧共振波形Ｖdのピーク電
圧はスイッチ１０３のオン時間に比例して増加する。
形Ｖdのピーク電圧は、スイッチ１０３がオンの時間に
インダクタ１０２に流れる電流ＩLのピーク値に比例す
る。そこでスイッチ１０３のオン時間を一定とした場
合、図１２（ａ）のようにＤＣ−ＤＣコンバータの入力
電圧Ｖinが変化するとＩLのピーク値も変化するので、
図１２（ｂ）のように電圧共振波形Ｖdのピーク電圧も
Ｖinに比例して変化する。一方、Ｖinを一定に保った状
態で、スイッチ１０３のオン時間を変化させると、図１
２（ｃ）のようにインダクタ１０２に流れる電流ＩL
は、スイッチ１０３のオン時間に比例して増加するの
で、図１２（ｄ）のように電圧共振波形Ｖdのピーク電
圧はスイッチ１０３のオン時間に比例して増加する。
【００１４】この性質を利用すると、図１３（ａ）のよ
うに、ＩLのピーク値を一定値Ｉ１になるようにスイッ
チ１０３のオン時間を制御すれば、直流電源１０１の電
圧Ｖinが変化しても、図１３（ｂ）のようにＶdのピー
ク値も一定電圧Ｖ１に制御することができる。Ｖdをダ
イオード１０４と電解コンデンサ１０５で整流した電圧
が出力電圧ＶoutになるのでＤＣ−ＤＣコンバータは入
力電圧Ｖinが変化しても常に一定の出力電圧Ｖoutを供
給することが可能になる。
うに、ＩLのピーク値を一定値Ｉ１になるようにスイッ
チ１０３のオン時間を制御すれば、直流電源１０１の電
圧Ｖinが変化しても、図１３（ｂ）のようにＶdのピー
ク値も一定電圧Ｖ１に制御することができる。Ｖdをダ
イオード１０４と電解コンデンサ１０５で整流した電圧
が出力電圧ＶoutになるのでＤＣ−ＤＣコンバータは入
力電圧Ｖinが変化しても常に一定の出力電圧Ｖoutを供
給することが可能になる。
【００１５】次に負荷１０６が変化して、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力電流が変化した場合の動作を説明する。
前述のように電圧共振波形Ｖdは、ダイオード１０４が
非導通の場合と導通の場合では負荷１０６の影響によっ
て波形が異なるが、負荷変動の傾向を説明するため、ダ
イオード１０４が常に導通した状態（則ち電解コンデン
サ１０５の電荷がない状態）の電圧波形について説明を
行う。図１２（ｅ）にＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧
Ｖinを一定として負荷１０６の値を変化させた場合の電
圧共振波形Ｖdの変化を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電流が大きくなることは、出力電圧Ｖoutが一定で
あれば負荷１０６の抵抗値が小さくなることに相当す
る。そこで負荷１０６が無限大から次第に小さくなるに
従い、Ｖdのピーク電圧が低下すると共にＬＣ共振回路
はダンピングされるために、より早く一定値Ｖinに収束
する減衰振動波形になる。
ンバータの出力電流が変化した場合の動作を説明する。
前述のように電圧共振波形Ｖdは、ダイオード１０４が
非導通の場合と導通の場合では負荷１０６の影響によっ
て波形が異なるが、負荷変動の傾向を説明するため、ダ
イオード１０４が常に導通した状態（則ち電解コンデン
サ１０５の電荷がない状態）の電圧波形について説明を
行う。図１２（ｅ）にＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧
Ｖinを一定として負荷１０６の値を変化させた場合の電
圧共振波形Ｖdの変化を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電流が大きくなることは、出力電圧Ｖoutが一定で
あれば負荷１０６の抵抗値が小さくなることに相当す
る。そこで負荷１０６が無限大から次第に小さくなるに
従い、Ｖdのピーク電圧が低下すると共にＬＣ共振回路
はダンピングされるために、より早く一定値Ｖinに収束
する減衰振動波形になる。
【００１６】従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路
は、スイッチ１０３のオン時間を変化させることで（一
般的にはＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御が使用
される場合が多い）、電圧共振波形Ｖdのピーク電圧が
一定になるように制御して、負荷１０６の変動によって
出力電流値が変化しても、常に一定の出力電圧Ｖoutを
供給することが可能になる。以上が、非絶縁型の昇圧型
ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な動作原理の説明であ
る。
は、スイッチ１０３のオン時間を変化させることで（一
般的にはＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御が使用
される場合が多い）、電圧共振波形Ｖdのピーク電圧が
一定になるように制御して、負荷１０６の変動によって
出力電流値が変化しても、常に一定の出力電圧Ｖoutを
供給することが可能になる。以上が、非絶縁型の昇圧型
ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な動作原理の説明であ
る。
【００１７】次に、制御回路についての詳細を図１４を
用いて説明する。前述のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧Ｖoutをフィードバック入力端子ＦＢに入力すると、
エラーアンプ１０９で、基準電圧Ｖrefと出力電圧Ｖout
との誤差が増幅され、コンパレータ１０８で三角波発振
器１０７で作られる三角波と比較される。その結果、出
力電圧Ｖoutが基準電圧Ｖrefと等しくなるようにスイッ
チングパルス出力のデューティ（パルス幅の１周期に対
する比率）が制御される。例えば、出力電圧Ｖoutが基
準電圧Ｖrefより高い場合には、スイッチングパルス出
力のオン期間が短くなって出力電圧Ｖoutが下がる方向
に動作し、逆に出力電圧Ｖoutが基準電圧Ｖrefより低い
場合には、スイッチングパルス出力のオン期間が長くな
って出力電圧Ｖoutが上がる方向に動作する。
用いて説明する。前述のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧Ｖoutをフィードバック入力端子ＦＢに入力すると、
エラーアンプ１０９で、基準電圧Ｖrefと出力電圧Ｖout
との誤差が増幅され、コンパレータ１０８で三角波発振
器１０７で作られる三角波と比較される。その結果、出
力電圧Ｖoutが基準電圧Ｖrefと等しくなるようにスイッ
チングパルス出力のデューティ（パルス幅の１周期に対
する比率）が制御される。例えば、出力電圧Ｖoutが基
準電圧Ｖrefより高い場合には、スイッチングパルス出
力のオン期間が短くなって出力電圧Ｖoutが下がる方向
に動作し、逆に出力電圧Ｖoutが基準電圧Ｖrefより低い
場合には、スイッチングパルス出力のオン期間が長くな
って出力電圧Ｖoutが上がる方向に動作する。
【００１８】なお、この制御回路の三角波発振器１０７
で作られる三角波の周波数は、一定の周波数を使用する
場合が多い。その理由は、ＤＣ−ＤＣコンバータで使用
するインダクタやコンデンサの発生する音が、ＰＷＭ制
御を行っても可聴範囲に入らないように固定した周波数
を使用するためである。そこで、一般的に周波数は１０
０ｋＨｚ以上で、上限はスイッチング損失の増加やイン
ダクタやコンデンサの周波数特性が悪化しない数ＭＨｚ
以下が用いられている。また、スイッチングトランジス
タのオン時間は、インダクタの電流放出時間が必要にな
るため負荷条件にもよるが、９０％以上にすることは困
難である。よって、これより短い時間の中で負荷変動
と、入力電圧変動によるインダクタの電圧共振波形のピ
ーク電圧を制御しなければならない。設計時にはＤＣ−
ＤＣコンバータの最低動作電圧で負荷電流が最大の場合
にスイッチングトランジスタのオン時間が最大になるよ
うに設定するため、入力電圧が増加するに従って、また
負荷電流が減少するに従ってスイッチングトランジスタ
のオン時間を減少させて制御する。
で作られる三角波の周波数は、一定の周波数を使用する
場合が多い。その理由は、ＤＣ−ＤＣコンバータで使用
するインダクタやコンデンサの発生する音が、ＰＷＭ制
御を行っても可聴範囲に入らないように固定した周波数
を使用するためである。そこで、一般的に周波数は１０
０ｋＨｚ以上で、上限はスイッチング損失の増加やイン
ダクタやコンデンサの周波数特性が悪化しない数ＭＨｚ
以下が用いられている。また、スイッチングトランジス
タのオン時間は、インダクタの電流放出時間が必要にな
るため負荷条件にもよるが、９０％以上にすることは困
難である。よって、これより短い時間の中で負荷変動
と、入力電圧変動によるインダクタの電圧共振波形のピ
ーク電圧を制御しなければならない。設計時にはＤＣ−
ＤＣコンバータの最低動作電圧で負荷電流が最大の場合
にスイッチングトランジスタのオン時間が最大になるよ
うに設定するため、入力電圧が増加するに従って、また
負荷電流が減少するに従ってスイッチングトランジスタ
のオン時間を減少させて制御する。
【００１９】最近のように電子化が進んだ機器において
は、省エネルギーのため未使用時にはスタンバイ状態と
なって殆ど電力を消費しないものが多い。これはＤＣ−
ＤＣコンバータにとっては、負荷が殆どない状態から最
大出力まで大きく変動することを意味する。このような
用途では、スイッチングトランジスタのオン時間は負荷
変動に割り当てられ、入力電圧範囲を吸収する余地が少
なくなる。本発明のような電気二重層コンデンサに蓄え
られたエネルギーを使うような場合では、例えば、ＤＣ
−ＤＣコンバータの入力電圧範囲が２倍であれば、蓄え
られたエネルギーは７５％しか使用することができな
い。これはコンデンサの充電エネルギーは電圧の２乗に
比例するため、充電電圧が半分になればコンデンサに残
ったエネルギーは４分の１になるからである。この入力
電圧範囲が２倍のＤＣ−ＤＣコンバータではコンデンサ
に２５％のエネルギーを利用できないので、装置の動作
時間が減少すると共に負荷変動電圧が狭い用途にしか使
用できない。以上のようにＤＣ−ＤＣコンバータは、入
力されたエネルギーを一度インダクタによって電流エネ
ルギーに変換してパワー制御を行うことから、追従でき
る入力電圧範囲と負荷変動範囲に制限がある。
は、省エネルギーのため未使用時にはスタンバイ状態と
なって殆ど電力を消費しないものが多い。これはＤＣ−
ＤＣコンバータにとっては、負荷が殆どない状態から最
大出力まで大きく変動することを意味する。このような
用途では、スイッチングトランジスタのオン時間は負荷
変動に割り当てられ、入力電圧範囲を吸収する余地が少
なくなる。本発明のような電気二重層コンデンサに蓄え
られたエネルギーを使うような場合では、例えば、ＤＣ
−ＤＣコンバータの入力電圧範囲が２倍であれば、蓄え
られたエネルギーは７５％しか使用することができな
い。これはコンデンサの充電エネルギーは電圧の２乗に
比例するため、充電電圧が半分になればコンデンサに残
ったエネルギーは４分の１になるからである。この入力
電圧範囲が２倍のＤＣ−ＤＣコンバータではコンデンサ
に２５％のエネルギーを利用できないので、装置の動作
時間が減少すると共に負荷変動電圧が狭い用途にしか使
用できない。以上のようにＤＣ−ＤＣコンバータは、入
力されたエネルギーを一度インダクタによって電流エネ
ルギーに変換してパワー制御を行うことから、追従でき
る入力電圧範囲と負荷変動範囲に制限がある。
【００２０】また、電気二重層コンデンサに蓄えられた
電荷を有効に利用して、できるだけ長い時間にわたって
二次電池ユニットを動作させるためにはＤＣ−ＤＣコン
バータを低い入力電圧で動作させる必要があるが、ＤＣ
−ＤＣコンバータの動作を制御する制御回路には、正常
な動作ができる入力電圧範囲の制限がある。よく使用さ
れるバイポーラトランジスタを使用した回路であれば、
ベース−エミッタ間電圧が約０．７Ｖ必要であり、ま
た、回路が温度特性を持たないようにバンドギャップリ
ファレンス回路を用いることが一般的であるが、この電
圧は約１．２６Ｖになるため、制御回路を構成すると最
低２〜３Ｖ程度の入力電圧が必要になる。ＭＯＳトラン
ジスタを用いた場合でも同様に最低入力電圧の制限があ
る。そこで、制御回路を何らかの補助電源で動作させな
い限り、ＤＣ−ＤＣコンバータをこれ以下の入力電圧で
は動作させることはできない。よって、電気二重層コン
デンサに蓄えられる電圧のうちで、放電終了に近い下限
側ではＤＣ−ＤＣコンバータを動作させることができな
い。また、電気二重層コンデンサに蓄える初期電圧を大
きくして充電エネルギーの利用率を大きくしようとして
も、前述のＰＷＭ制御範囲の制限によって負荷変動の追
従範囲を大きくすると入力電圧範囲がとれない。さらに
制御回路が最低電圧付近で動作する場合、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの効率が低下することがある。この理由は、ス
イッチには一般的にＭＯＳトランジスタが使用される
が、このゲート電圧が数ボルトに低下すると、ゲート電
圧の２乗がドレイン電流に比例するため、ドレイン−ソ
ース間のオン抵抗が増加し、インダクタに流す電流で損
失が発生するためである。
電荷を有効に利用して、できるだけ長い時間にわたって
二次電池ユニットを動作させるためにはＤＣ−ＤＣコン
バータを低い入力電圧で動作させる必要があるが、ＤＣ
−ＤＣコンバータの動作を制御する制御回路には、正常
な動作ができる入力電圧範囲の制限がある。よく使用さ
れるバイポーラトランジスタを使用した回路であれば、
ベース−エミッタ間電圧が約０．７Ｖ必要であり、ま
た、回路が温度特性を持たないようにバンドギャップリ
ファレンス回路を用いることが一般的であるが、この電
圧は約１．２６Ｖになるため、制御回路を構成すると最
低２〜３Ｖ程度の入力電圧が必要になる。ＭＯＳトラン
ジスタを用いた場合でも同様に最低入力電圧の制限があ
る。そこで、制御回路を何らかの補助電源で動作させな
い限り、ＤＣ−ＤＣコンバータをこれ以下の入力電圧で
は動作させることはできない。よって、電気二重層コン
デンサに蓄えられる電圧のうちで、放電終了に近い下限
側ではＤＣ−ＤＣコンバータを動作させることができな
い。また、電気二重層コンデンサに蓄える初期電圧を大
きくして充電エネルギーの利用率を大きくしようとして
も、前述のＰＷＭ制御範囲の制限によって負荷変動の追
従範囲を大きくすると入力電圧範囲がとれない。さらに
制御回路が最低電圧付近で動作する場合、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの効率が低下することがある。この理由は、ス
イッチには一般的にＭＯＳトランジスタが使用される
が、このゲート電圧が数ボルトに低下すると、ゲート電
圧の２乗がドレイン電流に比例するため、ドレイン−ソ
ース間のオン抵抗が増加し、インダクタに流す電流で損
失が発生するためである。
【００２１】また、第３の従来例では、コンデンサを並
列接続から直列接続に切り換えて、コンデンサに蓄えら
れた電荷を利用するようにしているが、切り換え動作を
行うスイッチＳ１〜Ｓ３にＭＯＳトランジスタを使用し
た場合には、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗による損失
があり、特に第３の従来例のように電源ラインを切り換
える場合には、大電流が流れて損失が大きくなるという
欠点がある。以上から従来技術によれば、電気二重層コ
ンデンサに蓄えられたエネルギーを有効に利用しておら
ず、二次電池として機器を動作可能な時間が短いという
問題点がある。
列接続から直列接続に切り換えて、コンデンサに蓄えら
れた電荷を利用するようにしているが、切り換え動作を
行うスイッチＳ１〜Ｓ３にＭＯＳトランジスタを使用し
た場合には、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗による損失
があり、特に第３の従来例のように電源ラインを切り換
える場合には、大電流が流れて損失が大きくなるという
欠点がある。以上から従来技術によれば、電気二重層コ
ンデンサに蓄えられたエネルギーを有効に利用しておら
ず、二次電池として機器を動作可能な時間が短いという
問題点がある。
【００２２】第２の問題点は、従来技術が小型化に適さ
ないことである。その理由は、第３の従来技術によれ
ば、２個の電気二重層コンデンサと３個のスイッチが必
要で物理形状が大きくなることである。電気二重層コン
デンサは最も物理形状が大きい部品であると共に、スイ
ッチには大電流が流れるので大きなパワートランジスタ
が必要になる。そこで二次電池の代替して使用できる用
途が限定されるからである。
ないことである。その理由は、第３の従来技術によれ
ば、２個の電気二重層コンデンサと３個のスイッチが必
要で物理形状が大きくなることである。電気二重層コン
デンサは最も物理形状が大きい部品であると共に、スイ
ッチには大電流が流れるので大きなパワートランジスタ
が必要になる。そこで二次電池の代替して使用できる用
途が限定されるからである。
【００２３】本発明はこのような点を考慮してなされた
もので、予め充電された電気二重層コンデンサからＤＣ
−ＤＣコンバータを通して一定電力を出力する二次電池
ユニットにおいて、用いられるＤＣ−ＤＣコンバータの
入力電圧範囲と負荷変動許容範囲を広くし、制御回路の
最低動作電圧以下の低い電圧まで動作させることによ
り、長時間にわたって一定電力を供給することができ、
なおかつ小型軽量で携帯機器に適した二次電池ユニット
を提供することを目的とする。
もので、予め充電された電気二重層コンデンサからＤＣ
−ＤＣコンバータを通して一定電力を出力する二次電池
ユニットにおいて、用いられるＤＣ−ＤＣコンバータの
入力電圧範囲と負荷変動許容範囲を広くし、制御回路の
最低動作電圧以下の低い電圧まで動作させることによ
り、長時間にわたって一定電力を供給することができ、
なおかつ小型軽量で携帯機器に適した二次電池ユニット
を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
着脱可能な充電回路によって予め所定の電圧に充電され
た電気二重層コンデンサの端子電圧である第１の電圧
を、第２の電圧に変換して出力端子から出力する二次電
池ユニットにおいて、互いに異なるインダクタンス値を
有し、前記第１の電圧が入力される複数のインダクタ
と、前記複数のインダクタと前記出力端子の間に挿入さ
れた整流手段と、前記複数のインダクタに流れる電流を
切り換える複数のスイッチング手段と、前記複数のスイ
ッチング手段の１つを前記第１の電圧の変化に応じ選択
的に動作させる切換制御手段と、前記複数のスイッチン
グ手段のスイッチング時間を制御して前記出力端子の電
圧を前記第２の電圧に安定化させる制御回路とを具備し
てなる二次電池ユニットである。請求項２記載の発明
は、請求項１に記載の二次電池ユニットにおいて、前記
切換制御手段が、前記第１の電圧が高い電圧から低い電
圧に移行するに従って、前記複数のインダクタをそのイ
ンダクタンス値の大きいものから小さいものへ切り換え
ることを特徴とする。
着脱可能な充電回路によって予め所定の電圧に充電され
た電気二重層コンデンサの端子電圧である第１の電圧
を、第２の電圧に変換して出力端子から出力する二次電
池ユニットにおいて、互いに異なるインダクタンス値を
有し、前記第１の電圧が入力される複数のインダクタ
と、前記複数のインダクタと前記出力端子の間に挿入さ
れた整流手段と、前記複数のインダクタに流れる電流を
切り換える複数のスイッチング手段と、前記複数のスイ
ッチング手段の１つを前記第１の電圧の変化に応じ選択
的に動作させる切換制御手段と、前記複数のスイッチン
グ手段のスイッチング時間を制御して前記出力端子の電
圧を前記第２の電圧に安定化させる制御回路とを具備し
てなる二次電池ユニットである。請求項２記載の発明
は、請求項１に記載の二次電池ユニットにおいて、前記
切換制御手段が、前記第１の電圧が高い電圧から低い電
圧に移行するに従って、前記複数のインダクタをそのイ
ンダクタンス値の大きいものから小さいものへ切り換え
ることを特徴とする。
【００２５】請求項３記載の発明は、着脱可能な充電回
路によって予め所定の電圧に充電された電気二重層コン
デンサの端子電圧である第１の電圧を、第２の電圧に変
換して出力端子から出力する二次電池ユニットにおい
て、前記第１の電圧が１次巻線に入力されるトランス
と、前記トランスの２次巻線と前記出力端子の間に挿入
された整流手段と、前記トランスの１次巻線に流れる電
流を切り換える複数のスイッチング手段であって、前記
１次巻線の各々異なるタップに接続されたスイッチング
手段と、前記複数のスイッチング手段の１つを前記第１
の電圧の変化に応じ選択的に動作させる切換制御手段
と、前記複数のスイッチング手段のスイッチング時間を
制御して前記出力端子の電圧を前記第２の電圧に安定化
させる制御回路とを具備してなる二次電池ユニットであ
る。請求項４記載の発明は、請求項４に記載の二次電池
ユニットにおいて、前記切換制御手段が、前記第１の電
圧が高い電圧から低い電圧に移行するに従って、前記１
次巻線数の大きいタップから小さいタップへ切り換える
ことを特徴とする。請求項５記載の発明は、請求項１〜
請求項４に記載の二次電池ユニットにおいて、前記制御
回路が、前記第２の電圧を電源電圧として動作すること
を特徴とする。
路によって予め所定の電圧に充電された電気二重層コン
デンサの端子電圧である第１の電圧を、第２の電圧に変
換して出力端子から出力する二次電池ユニットにおい
て、前記第１の電圧が１次巻線に入力されるトランス
と、前記トランスの２次巻線と前記出力端子の間に挿入
された整流手段と、前記トランスの１次巻線に流れる電
流を切り換える複数のスイッチング手段であって、前記
１次巻線の各々異なるタップに接続されたスイッチング
手段と、前記複数のスイッチング手段の１つを前記第１
の電圧の変化に応じ選択的に動作させる切換制御手段
と、前記複数のスイッチング手段のスイッチング時間を
制御して前記出力端子の電圧を前記第２の電圧に安定化
させる制御回路とを具備してなる二次電池ユニットであ
る。請求項４記載の発明は、請求項４に記載の二次電池
ユニットにおいて、前記切換制御手段が、前記第１の電
圧が高い電圧から低い電圧に移行するに従って、前記１
次巻線数の大きいタップから小さいタップへ切り換える
ことを特徴とする。請求項５記載の発明は、請求項１〜
請求項４に記載の二次電池ユニットにおいて、前記制御
回路が、前記第２の電圧を電源電圧として動作すること
を特徴とする。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の一
実施形態について説明する。図１は本発明の一実施形態
による二次電池ユニットの構成を示すブロック図であ
る。この図において、充電回路１０は着脱可能な形で、
電気二重層コンデンサ１１と共に、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１２に接続されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ１
２は昇圧型と呼ばれるもので、入力電圧をより高電圧に
昇圧して出力する働きを持つ。制御回路１３は、昇圧型
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２を制御するためのものであ
り、第１のスイッチングトランジスタ１５または第２の
スイッチングトランジスタ１６を動作させ、第１のイン
ダクタ１７または第２のインダクタ１８に流れる電流を
制御する。そして、この電流は第１のダイオード１９ま
たは第２のダイオード２０と平滑用コンデンサ２１によ
り整流されて、その結果、一定の直流出力電圧Ｖoutが
出力される。インダクタ切換制御部１４は、入力電圧Ｖ
inの値に応じて第１のスイッチングトランジスタ１５ま
たは第２のスイッチングトランジスタ１６のうちいずれ
かを選択することにより、第１のインダクタ１７と第２
のインダクタ１８を切り換えるもので、電気二重層コン
デンサ１１が放電して入力電圧Ｖinが高い側の電圧から
所定の電圧まで下がった場合に、インダクタンス値の大
きい一方のインダクタからインダクタンス値の小さい他
方のインダクタへ切り換える動作を行う。その他、符号
２２は逆流防止用ダイオード、２３はフィードバックラ
イン、そして２４は分圧器である。
実施形態について説明する。図１は本発明の一実施形態
による二次電池ユニットの構成を示すブロック図であ
る。この図において、充電回路１０は着脱可能な形で、
電気二重層コンデンサ１１と共に、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１２に接続されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ１
２は昇圧型と呼ばれるもので、入力電圧をより高電圧に
昇圧して出力する働きを持つ。制御回路１３は、昇圧型
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２を制御するためのものであ
り、第１のスイッチングトランジスタ１５または第２の
スイッチングトランジスタ１６を動作させ、第１のイン
ダクタ１７または第２のインダクタ１８に流れる電流を
制御する。そして、この電流は第１のダイオード１９ま
たは第２のダイオード２０と平滑用コンデンサ２１によ
り整流されて、その結果、一定の直流出力電圧Ｖoutが
出力される。インダクタ切換制御部１４は、入力電圧Ｖ
inの値に応じて第１のスイッチングトランジスタ１５ま
たは第２のスイッチングトランジスタ１６のうちいずれ
かを選択することにより、第１のインダクタ１７と第２
のインダクタ１８を切り換えるもので、電気二重層コン
デンサ１１が放電して入力電圧Ｖinが高い側の電圧から
所定の電圧まで下がった場合に、インダクタンス値の大
きい一方のインダクタからインダクタンス値の小さい他
方のインダクタへ切り換える動作を行う。その他、符号
２２は逆流防止用ダイオード、２３はフィードバックラ
イン、そして２４は分圧器である。
【００２７】次に、上記の構成による二次電池ユニット
の動作について説明する。まず、充電回路１０により電
気二重層コンデンサ１１を充電した後、充電回路１０を
切り離すと、電気二重層コンデンサ１１に蓄えられた電
荷がＤＣ−ＤＣコンバータ１２に供給される。電気二重
層コンデンサ１１からの入力電圧Ｖinは、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１２内部のインダクタ切換制御部１４で検出さ
れる。図２にインダクタ切換制御部１４の内部構成図を
示す。インダクタ切換制御部１４は、電気二重層コンデ
ンサ１１からの入力電圧Ｖinをコンパレータ３１に入力
して、インダクタを切り換える電圧Ｖaと比較し、その
比較結果をスイッチ３２へ出力する。スイッチ３２に
は、コンパレータ３１からの比較結果と制御回路１３か
らのパルス駆動波形が入力され、第１のスイッチングト
ランジスタ１５または第２のスイッチングトランジスタ
１６のうちいずれかを選択する。第１のスイッチングト
ランジスタ１５を選択した場合には、第１のインダクタ
１７、第１のダイオード１９、平滑用コンデンサ２１に
より、また第２のスイッチングトランジスタ１６を選択
した場合には、第２のインダクタ１８、第２のダイオー
ド２０、平滑用コンデンサ２１により、昇圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１２が形成される。すなわち、入力電圧Ｖ
inの値に応じて２種類の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが
切り換わる。
の動作について説明する。まず、充電回路１０により電
気二重層コンデンサ１１を充電した後、充電回路１０を
切り離すと、電気二重層コンデンサ１１に蓄えられた電
荷がＤＣ−ＤＣコンバータ１２に供給される。電気二重
層コンデンサ１１からの入力電圧Ｖinは、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１２内部のインダクタ切換制御部１４で検出さ
れる。図２にインダクタ切換制御部１４の内部構成図を
示す。インダクタ切換制御部１４は、電気二重層コンデ
ンサ１１からの入力電圧Ｖinをコンパレータ３１に入力
して、インダクタを切り換える電圧Ｖaと比較し、その
比較結果をスイッチ３２へ出力する。スイッチ３２に
は、コンパレータ３１からの比較結果と制御回路１３か
らのパルス駆動波形が入力され、第１のスイッチングト
ランジスタ１５または第２のスイッチングトランジスタ
１６のうちいずれかを選択する。第１のスイッチングト
ランジスタ１５を選択した場合には、第１のインダクタ
１７、第１のダイオード１９、平滑用コンデンサ２１に
より、また第２のスイッチングトランジスタ１６を選択
した場合には、第２のインダクタ１８、第２のダイオー
ド２０、平滑用コンデンサ２１により、昇圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１２が形成される。すなわち、入力電圧Ｖ
inの値に応じて２種類の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが
切り換わる。
【００２８】図３にこの二次電池ユニットにおける入力
電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutの経時的変化を示す。この図
において、出力電圧Ｖoutは一定の電圧になり、電気二
重層コンデンサ１１とＤＣ−ＤＣコンバータ１２の組み
合わせによって等価的に二次電池が構成されている。一
方、入力電圧Ｖinは時間が経過すると共に徐々に減少し
ている。本発明の実施形態による二次電池ユニットにお
いては、入力電圧Ｖinが、前述の切り換え電圧Ｖaより
高い間はインダクタンス値の大きいインダクタを用い、
入力電圧ＶinがＶaより低くなるとインダクタンス値の
低いインダクタに切り換えている。その理由は以下に述
べる通りである。
電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutの経時的変化を示す。この図
において、出力電圧Ｖoutは一定の電圧になり、電気二
重層コンデンサ１１とＤＣ−ＤＣコンバータ１２の組み
合わせによって等価的に二次電池が構成されている。一
方、入力電圧Ｖinは時間が経過すると共に徐々に減少し
ている。本発明の実施形態による二次電池ユニットにお
いては、入力電圧Ｖinが、前述の切り換え電圧Ｖaより
高い間はインダクタンス値の大きいインダクタを用い、
入力電圧ＶinがＶaより低くなるとインダクタンス値の
低いインダクタに切り換えている。その理由は以下に述
べる通りである。
【００２９】インダクタンス値がＬであるインダクタに
電流Ｉを流した時に蓄えられる電磁エネルギーＰは、以
下の（数１）で表される。
電流Ｉを流した時に蓄えられる電磁エネルギーＰは、以
下の（数１）で表される。
【数１】 また、インダクタに時間ｔの間だけ直流電圧Ｖを印加す
ると、インダクタに流れる電流Ｉは、以下の（数２）で
表される。
ると、インダクタに流れる電流Ｉは、以下の（数２）で
表される。
【数２】 さらに、（数２）を（数１）に代入すると、以下の（数
３）が得られる。
３）が得られる。
【数３】 つまり、インダクタに蓄えられる電磁エネルギーＰは、
印加電圧Ｖと時間ｔの２乗に比例する。ところが、前述
のようにＤＣ−ＤＣコンバータ１２のスイッチング周波
数はある固定された周波数を使用するため、時間ｔがあ
る一定値以上にできない。そこで（数３）においてｔを
固定値と考えると、電圧Ｖが半分に低下した場合は、イ
ンダクタンスＬを４分の１に下げなければ、インダクタ
に蓄えられる電磁エネルギーＰが減少してしまい、その
結果ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖoutが低下
してしまう。このため、入力電圧Ｖinに応じてインダク
タを切り換えることが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の制
御回路１３の制御範囲を越えるような負荷変動や広範囲
の入力電圧Ｖinでの動作の実現には有効な手段となる。
印加電圧Ｖと時間ｔの２乗に比例する。ところが、前述
のようにＤＣ−ＤＣコンバータ１２のスイッチング周波
数はある固定された周波数を使用するため、時間ｔがあ
る一定値以上にできない。そこで（数３）においてｔを
固定値と考えると、電圧Ｖが半分に低下した場合は、イ
ンダクタンスＬを４分の１に下げなければ、インダクタ
に蓄えられる電磁エネルギーＰが減少してしまい、その
結果ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖoutが低下
してしまう。このため、入力電圧Ｖinに応じてインダク
タを切り換えることが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の制
御回路１３の制御範囲を越えるような負荷変動や広範囲
の入力電圧Ｖinでの動作の実現には有効な手段となる。
【００３０】具体的なインダクタの切り換えの例とし
て、充電回路１０により電気二重層コンデンサ１１が５
Ｖに充電され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２により５Ｖ一
定の出力電圧を得るとする。ここで、第１のインダクタ
１７のインダクタンス値が第２のインダクタ１８のイン
ダクタンス値より大きいものとすると、電気二重層コン
デンサ１１からの入力電圧Ｖinが５Ｖから所定の切り換
え電圧Ｖaに下がるまでは、インダクタ切換制御部１４
の働きにより、第１のインダクタ１７、第１のダイオー
ド１９、第１のスイッチングトランジスタ１５、平滑用
コンデンサ２１及び制御回路１３で形成される昇圧型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１２として動作し、５Ｖの出力電圧
Ｖoutを出力する。一方、電気二重層コンデンサ１１の
出力電圧Ｖinが所定の電圧Ｖaよりも下がった場合に
は、インダクタ切換制御部１４の働きにより、第２のイ
ンダクタ１８、第２のダイオード２０、第２のスイッチ
ングトランジスタ１６、平滑用コンデンサ２１及び制御
回路１３で形成される昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２
として動作し、以後、電気二重層コンデンサ１１の端子
電圧Ｖinが下がり続け、制御回路１３が電源入力電圧不
足になって動作不能になるまで、同様に５Ｖの出力電圧
Ｖoutを出力する。
て、充電回路１０により電気二重層コンデンサ１１が５
Ｖに充電され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２により５Ｖ一
定の出力電圧を得るとする。ここで、第１のインダクタ
１７のインダクタンス値が第２のインダクタ１８のイン
ダクタンス値より大きいものとすると、電気二重層コン
デンサ１１からの入力電圧Ｖinが５Ｖから所定の切り換
え電圧Ｖaに下がるまでは、インダクタ切換制御部１４
の働きにより、第１のインダクタ１７、第１のダイオー
ド１９、第１のスイッチングトランジスタ１５、平滑用
コンデンサ２１及び制御回路１３で形成される昇圧型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１２として動作し、５Ｖの出力電圧
Ｖoutを出力する。一方、電気二重層コンデンサ１１の
出力電圧Ｖinが所定の電圧Ｖaよりも下がった場合に
は、インダクタ切換制御部１４の働きにより、第２のイ
ンダクタ１８、第２のダイオード２０、第２のスイッチ
ングトランジスタ１６、平滑用コンデンサ２１及び制御
回路１３で形成される昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２
として動作し、以後、電気二重層コンデンサ１１の端子
電圧Ｖinが下がり続け、制御回路１３が電源入力電圧不
足になって動作不能になるまで、同様に５Ｖの出力電圧
Ｖoutを出力する。
【００３１】さらに、出力電圧Ｖoutは、フィードバッ
クライン２３を介して制御回路１３の電源端子Ｖccに入
力される。制御回路１３の内部構成については、先に図
１４を用いて説明した制御回路と同様であるが、制御回
路１３のフィードバック入力端子ＦＢに出力電圧Ｖout
が入力されると、エラーアンプ１０９で、基準電圧Ｖre
fと出力電圧Ｖoutとの誤差が増幅され、コンパレータ１
０８で三角波発振器１０７で作られる三角波と比較され
る。その結果、出力電圧Ｖoutが基準電圧Ｖrefと等しく
なるようにスイッチングパルス出力のデューティ（パル
ス幅の１周期に対する比率）が制御される。例えば、出
力電圧Ｖoutが基準電圧Ｖrefより高い場合には、スイッ
チングパルス出力のオン期間が短くなって出力電圧Ｖou
tが下がる方向に動作し、逆に出力電圧Ｖoutが基準電圧
Ｖrefより低い場合には、スイッチングパルス出力のオ
ン期間が長くなって出力電圧Ｖoutが上がる方向に動作
する。 これにより、入力電圧Ｖinが下降しても制御回
路１３には昇圧された一定の電源電圧Ｖccが供給される
ので、スイッチングトランジスタ１５，１６に十分大き
なスイッチングパルスを供給することができ、低電圧で
もスイッチングトランジスタ１５，１６のオン抵抗が低
下せず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２を効率よく動作させ
ることができる。
クライン２３を介して制御回路１３の電源端子Ｖccに入
力される。制御回路１３の内部構成については、先に図
１４を用いて説明した制御回路と同様であるが、制御回
路１３のフィードバック入力端子ＦＢに出力電圧Ｖout
が入力されると、エラーアンプ１０９で、基準電圧Ｖre
fと出力電圧Ｖoutとの誤差が増幅され、コンパレータ１
０８で三角波発振器１０７で作られる三角波と比較され
る。その結果、出力電圧Ｖoutが基準電圧Ｖrefと等しく
なるようにスイッチングパルス出力のデューティ（パル
ス幅の１周期に対する比率）が制御される。例えば、出
力電圧Ｖoutが基準電圧Ｖrefより高い場合には、スイッ
チングパルス出力のオン期間が短くなって出力電圧Ｖou
tが下がる方向に動作し、逆に出力電圧Ｖoutが基準電圧
Ｖrefより低い場合には、スイッチングパルス出力のオ
ン期間が長くなって出力電圧Ｖoutが上がる方向に動作
する。 これにより、入力電圧Ｖinが下降しても制御回
路１３には昇圧された一定の電源電圧Ｖccが供給される
ので、スイッチングトランジスタ１５，１６に十分大き
なスイッチングパルスを供給することができ、低電圧で
もスイッチングトランジスタ１５，１６のオン抵抗が低
下せず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２を効率よく動作させ
ることができる。
【００３２】ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoutの
安定化のため、負荷変動と入力電圧変動によって変化さ
せることのできるスイッチングパルスのオン時間には限
度があるため、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧範囲と
負荷変動の追従範囲を広く動作させることには限界があ
る。そこで本発明の二次電池ユニットでは、入力電圧が
所定の電圧まで下がると、ＤＣ−ＤＣコンバータに使用
されているインダクタをインダクタンス値の大きいもの
から小さいものへ切り換えるため、より広い入力電圧範
囲と負荷変動範囲に対応でき、簡単な構成で長時間にわ
たって一定電圧を出力することができる。また、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧によって制御回路を動作させ
る手段を備えている。これは、本発明のような二次電池
としての応用で、ＤＣ−ＤＣコンバータを高電圧側から
動作スタートさせればよい場合のみ有効な方法である。
このように、簡単な構成でありながら入力電圧が下がっ
ても制御回路を一定電圧Ｖoutで動作させることができ
るので、スイッチングトランジスタのオン抵抗が増加せ
ず、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率低下を防止でき、電気
二重層コンデンサの電荷を極力利用できるという効果が
ある。
安定化のため、負荷変動と入力電圧変動によって変化さ
せることのできるスイッチングパルスのオン時間には限
度があるため、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧範囲と
負荷変動の追従範囲を広く動作させることには限界があ
る。そこで本発明の二次電池ユニットでは、入力電圧が
所定の電圧まで下がると、ＤＣ−ＤＣコンバータに使用
されているインダクタをインダクタンス値の大きいもの
から小さいものへ切り換えるため、より広い入力電圧範
囲と負荷変動範囲に対応でき、簡単な構成で長時間にわ
たって一定電圧を出力することができる。また、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧によって制御回路を動作させ
る手段を備えている。これは、本発明のような二次電池
としての応用で、ＤＣ−ＤＣコンバータを高電圧側から
動作スタートさせればよい場合のみ有効な方法である。
このように、簡単な構成でありながら入力電圧が下がっ
ても制御回路を一定電圧Ｖoutで動作させることができ
るので、スイッチングトランジスタのオン抵抗が増加せ
ず、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率低下を防止でき、電気
二重層コンデンサの電荷を極力利用できるという効果が
ある。
【００３３】また、図４は本発明の他の実施形態による
二次電池ユニットの構成を示すブロック図である。これ
は、本発明の実施形態をフライバック型ＤＣ−ＤＣコン
バータに適用したもので、トランス４０の１次側巻線の
インダクタにより発生させたパルスを２次側巻線から取
り出す構成としたものである。この図において、トラン
ス４０の１次側巻線の一方には、入力電圧Ｖinが入力さ
れる。インダクタ切換制御部１４は、前述の実施形態と
同様に、入力電圧Ｖinに応じて第１，第２のスイッチン
グトランジスタ１５，１６を切り換えるよう接続されて
いる。つまり、第１のスイッチングトランジスタ１５を
選択した場合には、トランス４０の中間タップａが使用
されて、ダイオード４１、平滑用コンデンサ２１と共に
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２が形成され、第２のス
イッチングトランジスタ１６を選択した場合には、トラ
ンス４０の外側のタップｂが使用されて、ダイオード４
１、平滑用コンデンサ２１と共に昇圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータ１２が形成される。トランス４０の中間タップａ
は巻数が外側のタップｂより少ないので、昇圧比が高く
なるように構成されている。また、巻数が異なるので中
間タップａを使用する場合と外側のタップｂを使用する
場合とでは、１次側のインダクタンス値も異なる。
二次電池ユニットの構成を示すブロック図である。これ
は、本発明の実施形態をフライバック型ＤＣ−ＤＣコン
バータに適用したもので、トランス４０の１次側巻線の
インダクタにより発生させたパルスを２次側巻線から取
り出す構成としたものである。この図において、トラン
ス４０の１次側巻線の一方には、入力電圧Ｖinが入力さ
れる。インダクタ切換制御部１４は、前述の実施形態と
同様に、入力電圧Ｖinに応じて第１，第２のスイッチン
グトランジスタ１５，１６を切り換えるよう接続されて
いる。つまり、第１のスイッチングトランジスタ１５を
選択した場合には、トランス４０の中間タップａが使用
されて、ダイオード４１、平滑用コンデンサ２１と共に
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２が形成され、第２のス
イッチングトランジスタ１６を選択した場合には、トラ
ンス４０の外側のタップｂが使用されて、ダイオード４
１、平滑用コンデンサ２１と共に昇圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータ１２が形成される。トランス４０の中間タップａ
は巻数が外側のタップｂより少ないので、昇圧比が高く
なるように構成されている。また、巻数が異なるので中
間タップａを使用する場合と外側のタップｂを使用する
場合とでは、１次側のインダクタンス値も異なる。
【００３４】トランス４０の中間タップａを選択した場
合は、入力電圧Ｖinが直流１Ｖ程度の低い値であっても
昇圧比が高くなるので、所定の出力を取り出すことがで
きる。また、外側のタップｂを選択した場合は昇圧比は
低くなるが、損失が少なくなり効率は中間タップａを使
用する場合に比べて高くなる。図５に、昇圧比が高い場
合（１：１５）と、低い場合（１：３）との入力電圧に
対する効率のグラフを示す。この図より、昇圧比が低い
場合は、効率が全体的に高いが低電圧（２Ｖ未満）では
出力がされなくなっており、昇圧比が高い場合は、効率
は低いが低電圧でも動作することが分かる。従って、こ
の図において、入力電圧が２Ｖより高い場合は昇圧比を
低くし、２Ｖより低い場合は昇圧比を高くすれば、低い
入力電圧まで動作させることができ、結果として電気二
重層コンデンサ１１に蓄えられたエネルギーを最大限有
効に利用することができる。
合は、入力電圧Ｖinが直流１Ｖ程度の低い値であっても
昇圧比が高くなるので、所定の出力を取り出すことがで
きる。また、外側のタップｂを選択した場合は昇圧比は
低くなるが、損失が少なくなり効率は中間タップａを使
用する場合に比べて高くなる。図５に、昇圧比が高い場
合（１：１５）と、低い場合（１：３）との入力電圧に
対する効率のグラフを示す。この図より、昇圧比が低い
場合は、効率が全体的に高いが低電圧（２Ｖ未満）では
出力がされなくなっており、昇圧比が高い場合は、効率
は低いが低電圧でも動作することが分かる。従って、こ
の図において、入力電圧が２Ｖより高い場合は昇圧比を
低くし、２Ｖより低い場合は昇圧比を高くすれば、低い
入力電圧まで動作させることができ、結果として電気二
重層コンデンサ１１に蓄えられたエネルギーを最大限有
効に利用することができる。
【００３５】なお、上述の実施形態の場合においても、
出力電圧Ｖoutはフィードバックライン２３を介して制
御回路１３の電源端子Ｖccに入力される。これにより、
入力電圧Ｖinが下がっても制御回路１３には昇圧された
電圧が供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧
Ｖoutが一定である期間は、低電圧になってもスイッチ
ングトランジスタのパルス振幅が確保できるので、スイ
ッチングトランジスタのオン抵抗が高くならず、ＤＣ−
ＤＣコンバータ１２の効率低下が少なくて済み、電気二
重層コンデンサ１１に蓄えられたエネルギーを有効に利
用することができる。
出力電圧Ｖoutはフィードバックライン２３を介して制
御回路１３の電源端子Ｖccに入力される。これにより、
入力電圧Ｖinが下がっても制御回路１３には昇圧された
電圧が供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧
Ｖoutが一定である期間は、低電圧になってもスイッチ
ングトランジスタのパルス振幅が確保できるので、スイ
ッチングトランジスタのオン抵抗が高くならず、ＤＣ−
ＤＣコンバータ１２の効率低下が少なくて済み、電気二
重層コンデンサ１１に蓄えられたエネルギーを有効に利
用することができる。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電気二重層コンデンサの端子電圧変動の許容範囲が従来
のものより広く、この結果、従来のものより長時間にわ
たって一定電圧を出力できるという効果が得られる。ま
た、本発明によれば、形状を小型化することができると
いう効果も得られる。
電気二重層コンデンサの端子電圧変動の許容範囲が従来
のものより広く、この結果、従来のものより長時間にわ
たって一定電圧を出力できるという効果が得られる。ま
た、本発明によれば、形状を小型化することができると
いう効果も得られる。
【図１】 本発明の一実施形態による二次電池ユニット
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１の二次電池ユニットにおける、インダク
タ切換制御部の構成を示す回路図である。
タ切換制御部の構成を示す回路図である。
【図３】 図１の二次電池ユニットにおける、入力電圧
及び出力電圧の時間変化を示す図である。
及び出力電圧の時間変化を示す図である。
【図４】 本発明の他の実施形態による二次電池ユニッ
トの構成を示すブロック図である。
トの構成を示すブロック図である。
【図５】 図４の二次電池ユニットにおける、入力電圧
と効率との関係を示すグラフである。
と効率との関係を示すグラフである。
【図６】 第１の従来例による二次電池ユニットの構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図７】 図６の二次電池ユニットにおける、入力電圧
及び出力電圧の時間変化を示す図である。
及び出力電圧の時間変化を示す図である。
【図８】 第２の従来例による二次電池ユニットの構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図９】 第３の従来例による二次電池ユニットの構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１０】 図９の二次電池ユニットにおける、入力電
圧及び出力電圧の時間変化を示す図である。
圧及び出力電圧の時間変化を示す図である。
【図１１】 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示
す図である。
す図である。
【図１２】 従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける、イ
ンダクタに流れる電流及び電圧共振波形と時間との関係
を示す図である。
ンダクタに流れる電流及び電圧共振波形と時間との関係
を示す図である。
【図１３】 従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、イ
ンダクタに流れる電流及び電圧共振波形のピーク値を一
定とした場合の図である。
ンダクタに流れる電流及び電圧共振波形のピーク値を一
定とした場合の図である。
【図１４】 制御回路の構成を示すブロック図である。
１０．充電回路 １１．電気二重層コンデンサ １３．制御回路 １４．インダクタ切換制御部 １５．第１のスイッチングトランジスタ １６．第２のスイッチングトランジスタ １７．第１のインダクタ １８．第２のインダクタ １９．第１のダイオード ２０．第２のダイオード ４０．トランス
Claims (5)
- 【請求項１】 着脱可能な充電回路によって予め所定の
電圧に充電された電気二重層コンデンサの端子電圧であ
る第１の電圧を、第２の電圧に変換して出力端子から出
力する二次電池ユニットにおいて、 互いに異なるインダクタンス値を有し、前記第１の電圧
が入力される複数のインダクタと、 前記複数のインダクタと前記出力端子の間に挿入された
整流手段と、 前記複数のインダクタに流れる電流を切り換える複数の
スイッチング手段と、前記複数のスイッチング手段の１
つを前記第１の電圧の変化に応じ選択的に動作させる切
換制御手段と、 前記複数のスイッチング手段のスイッチング時間を制御
して前記出力端子の電圧を前記第２の電圧に安定化させ
る制御回路と、 を具備してなる二次電池ユニット。 - 【請求項２】 前記切換制御手段は、前記第１の電圧が
高い電圧から低い電圧に移行するに従って、前記複数の
インダクタをそのインダクタンス値の大きいものから小
さいものへ切り換えることを特徴とする請求項１に記載
の二次電池ユニット。 - 【請求項３】 着脱可能な充電回路によって予め所定の
電圧に充電された電気二重層コンデンサの端子電圧であ
る第１の電圧を、第２の電圧に変換して出力端子から出
力する二次電池ユニットにおいて、 前記第１の電圧が１次巻線に入力されるトランスと、 前記トランスの２次巻線と前記出力端子の間に挿入され
た整流手段と、 前記トランスの１次巻線に流れる電流を切り換える複数
のスイッチング手段であって、前記１次巻線の各々異な
るタップに接続されたスイッチング手段と、 前記複数のスイッチング手段の１つを前記第１の電圧の
変化に応じ選択的に動作させる切換制御手段と、 前記複数のスイッチング手段のスイッチング時間を制御
して前記出力端子の電圧を前記第２の電圧に安定化させ
る制御回路と、 を具備してなる二次電池ユニット。 - 【請求項４】 前記切換制御手段は、前記第１の電圧が
高い電圧から低い電圧に移行するに従って、前記１次巻
線数の大きいタップから小さいタップへ切り換えること
を特徴とする請求項４に記載の二次電池ユニット。 - 【請求項５】 前記制御回路は、前記第２の電圧を電源
電圧として動作することを特徴とする請求項１〜請求項
４に記載の二次電池ユニット。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31086897A JP3156657B2 (ja) | 1997-11-12 | 1997-11-12 | 二次電池ユニット |
| TW087117270A TW406462B (en) | 1997-11-12 | 1998-10-19 | Secondary battery unit using double layer capacitor |
| US09/189,272 US6020719A (en) | 1997-11-12 | 1998-11-06 | Secondary battery unit using electric double layer condenser |
| KR1019980048257A KR100281862B1 (ko) | 1997-11-12 | 1998-11-11 | 전기 2중층 콘덴서를 사용하는 이차 전지 유니트 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31086897A JP3156657B2 (ja) | 1997-11-12 | 1997-11-12 | 二次電池ユニット |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11150875A true JPH11150875A (ja) | 1999-06-02 |
| JP3156657B2 JP3156657B2 (ja) | 2001-04-16 |
Family
ID=18010365
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31086897A Expired - Fee Related JP3156657B2 (ja) | 1997-11-12 | 1997-11-12 | 二次電池ユニット |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6020719A (ja) |
| JP (1) | JP3156657B2 (ja) |
| KR (1) | KR100281862B1 (ja) |
| TW (1) | TW406462B (ja) |
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003507998A (ja) * | 1999-08-15 | 2003-02-25 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | スイッチングパワーコンバータ |
| US6919713B2 (en) | 2002-10-11 | 2005-07-19 | Rohm Co., Ltd. | Switching power supply unit |
| JP2006109617A (ja) * | 2004-10-05 | 2006-04-20 | Sony Corp | 電源装置及び触覚入力機能付きの携帯端末装置 |
| US7091705B2 (en) | 2003-10-09 | 2006-08-15 | Rohm Co., Ltd. | Switching power supply unit and electronic apparatus having display |
| JP2007209162A (ja) * | 2006-02-03 | 2007-08-16 | Seiko Instruments Inc | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2009303459A (ja) * | 2008-06-17 | 2009-12-24 | Nec Electronics Corp | 電源回路、及びその制御方法 |
| JP2010130708A (ja) * | 2008-11-25 | 2010-06-10 | Mitsubishi Electric Corp | スイッチング電源装置 |
| JP2011055574A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Kyocera Mita Corp | 電源回路 |
| JP2011255212A (ja) * | 2011-08-30 | 2011-12-22 | Canon Inc | Ｘ線撮像装置及びこれらの通信方法 |
| WO2012001811A1 (ja) * | 2010-07-01 | 2012-01-05 | 日本シリコン・エレクトロニクス・テクノロジー株式会社 | 薄膜キャパシタ放電装置 |
| JP2016158359A (ja) * | 2015-02-24 | 2016-09-01 | セイコーエプソン株式会社 | 回路装置及び電子機器 |
| WO2017175443A1 (ja) * | 2016-04-05 | 2017-10-12 | 株式会社デンソー | 電源装置 |
| JP2018057212A (ja) * | 2016-09-30 | 2018-04-05 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置 |
| US10398170B2 (en) | 2008-03-14 | 2019-09-03 | Philip Morris Usa Inc. | Electrically heated aerosol generating system and method |
| JP2020065439A (ja) * | 2014-09-02 | 2020-04-23 | アップル インコーポレイテッドＡｐｐｌｅ Ｉｎｃ． | 昇圧バイパスを用いる多相バッテリ充電 |
| JP2021520769A (ja) * | 2018-04-06 | 2021-08-19 | シグニファイ ホールディング ビー ヴィＳｉｇｎｉｆｙ Ｈｏｌｄｉｎｇ Ｂ．Ｖ． | バッテリを有するシステム、及びこのようなシステムを制御する方法 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010092094A (ko) * | 2000-03-20 | 2001-10-24 | 황의식 | 전원용 커패시터의 전력사용효율을 증대시키기 위한 장치 |
| JP2002281370A (ja) * | 2001-03-16 | 2002-09-27 | Asahi Optical Co Ltd | デジタルカメラ |
| DE20112871U1 (de) * | 2001-08-02 | 2002-02-07 | Gutmann Max | Elektrische Verbrauchseinheit |
| DE10312549B3 (de) * | 2003-03-21 | 2004-08-26 | Hüttinger Elektronik Gmbh + Co. Kg | Gasentladungsprozess-Spannungsversorgungseinheit |
| US20040264085A1 (en) * | 2003-06-27 | 2004-12-30 | Maxwell Technologies, Inc. | Energy storage system |
| JP2007526731A (ja) * | 2003-06-27 | 2007-09-13 | マックスウェル テクノロジーズ， インク | エネルギー蓄積システム |
| JP4855743B2 (ja) * | 2004-09-30 | 2012-01-18 | 株式会社日立製作所 | 燃料電池を用いた電源装置およびその制御方法 |
| US20060068239A1 (en) * | 2004-09-30 | 2006-03-30 | Yasuaki Norimatsu | Electric power source apparatus using fuel cell and method of controlling the same |
| NL1027162C2 (nl) * | 2004-10-01 | 2006-04-04 | In Lite Design B V | Oplaadbare objectverlichting. |
| US9153994B2 (en) | 2011-10-14 | 2015-10-06 | Welch Allyn, Inc. | Motion sensitive and capacitor powered handheld device |
| EP3180832B1 (en) | 2014-08-14 | 2020-09-30 | Schumacher Electric Corporation | Battery charger status control system and method |
| US9397513B2 (en) | 2014-08-14 | 2016-07-19 | Schumacher Electric Corporation | Compact multifunctional battery booster |
| US11674490B2 (en) | 2018-08-30 | 2023-06-13 | Schumacher Electric Corporation | Multifunctional battery booster |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4904923A (en) * | 1981-11-06 | 1990-02-27 | Energy Compression Research Corp. | Current amplifying device |
| JPH0787687A (ja) * | 1993-06-30 | 1995-03-31 | Okamura Kenkyusho:Kk | 定電力消費型電気機器 |
| US5723913A (en) * | 1994-12-06 | 1998-03-03 | Performance Controls, Inc. | High-voltage electronic switching circuit |
| JPH08168182A (ja) * | 1994-12-16 | 1996-06-25 | Okamura Kenkyusho:Kk | 電圧変動の大きい電池を用いた電源装置 |
| JPH0993809A (ja) * | 1995-09-29 | 1997-04-04 | Shin Kobe Electric Mach Co Ltd | 電源装置 |
-
1997
- 1997-11-12 JP JP31086897A patent/JP3156657B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-10-19 TW TW087117270A patent/TW406462B/zh not_active IP Right Cessation
- 1998-11-06 US US09/189,272 patent/US6020719A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-11-11 KR KR1019980048257A patent/KR100281862B1/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003507998A (ja) * | 1999-08-15 | 2003-02-25 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | スイッチングパワーコンバータ |
| US6919713B2 (en) | 2002-10-11 | 2005-07-19 | Rohm Co., Ltd. | Switching power supply unit |
| US7091705B2 (en) | 2003-10-09 | 2006-08-15 | Rohm Co., Ltd. | Switching power supply unit and electronic apparatus having display |
| JP2006109617A (ja) * | 2004-10-05 | 2006-04-20 | Sony Corp | 電源装置及び触覚入力機能付きの携帯端末装置 |
| JP2007209162A (ja) * | 2006-02-03 | 2007-08-16 | Seiko Instruments Inc | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US10398170B2 (en) | 2008-03-14 | 2019-09-03 | Philip Morris Usa Inc. | Electrically heated aerosol generating system and method |
| US11832654B2 (en) | 2008-03-14 | 2023-12-05 | Philip Morris Usa Inc. | Electrically heated aerosol generating system and method |
| US11224255B2 (en) | 2008-03-14 | 2022-01-18 | Philip Morris Usa Inc. | Electrically heated aerosol generating system and method |
| JP2009303459A (ja) * | 2008-06-17 | 2009-12-24 | Nec Electronics Corp | 電源回路、及びその制御方法 |
| JP2010130708A (ja) * | 2008-11-25 | 2010-06-10 | Mitsubishi Electric Corp | スイッチング電源装置 |
| JP2011055574A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Kyocera Mita Corp | 電源回路 |
| JPWO2012001811A1 (ja) * | 2010-07-01 | 2013-08-22 | 清水 幹治 | 薄膜キャパシタ放電装置 |
| WO2012001811A1 (ja) * | 2010-07-01 | 2012-01-05 | 日本シリコン・エレクトロニクス・テクノロジー株式会社 | 薄膜キャパシタ放電装置 |
| JP2011255212A (ja) * | 2011-08-30 | 2011-12-22 | Canon Inc | Ｘ線撮像装置及びこれらの通信方法 |
| JP2020065439A (ja) * | 2014-09-02 | 2020-04-23 | アップル インコーポレイテッドＡｐｐｌｅ Ｉｎｃ． | 昇圧バイパスを用いる多相バッテリ充電 |
| US11152808B2 (en) | 2014-09-02 | 2021-10-19 | Apple Inc. | Multi-phase battery charging with boost bypass |
| JP2016158359A (ja) * | 2015-02-24 | 2016-09-01 | セイコーエプソン株式会社 | 回路装置及び電子機器 |
| WO2017175443A1 (ja) * | 2016-04-05 | 2017-10-12 | 株式会社デンソー | 電源装置 |
| JP2018057212A (ja) * | 2016-09-30 | 2018-04-05 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2021520769A (ja) * | 2018-04-06 | 2021-08-19 | シグニファイ ホールディング ビー ヴィＳｉｇｎｉｆｙ Ｈｏｌｄｉｎｇ Ｂ．Ｖ． | バッテリを有するシステム、及びこのようなシステムを制御する方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100281862B1 (ko) | 2001-11-02 |
| US6020719A (en) | 2000-02-01 |
| TW406462B (en) | 2000-09-21 |
| KR19990045201A (ko) | 1999-06-25 |
| JP3156657B2 (ja) | 2001-04-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3156657B2 (ja) | 二次電池ユニット | |
| TWI290414B (en) | DC to DC converter, voltage converting device, method for controlling a converter and boost DC to DC converter | |
| US8004253B2 (en) | Duty cycle dependent non-linear slope compensation for improved dynamic response | |
| US8773099B2 (en) | Methods to reduce output voltage ripple in constant on-time DC-DC converters | |
| US7804282B2 (en) | Buck converter with inductor pre-energizing | |
| US8058859B2 (en) | Pulse frequency modulation methods and circuits | |
| JP5504685B2 (ja) | スイッチングレギュレータ及びその動作制御方法 | |
| US8488340B2 (en) | Power converter with boost-buck-buck configuration utilizing an intermediate power regulating circuit | |
| US6232752B1 (en) | DC/DC converter with synchronous switching regulation | |
| US7304463B2 (en) | DC-DC converter | |
| JP4924659B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US20070262760A1 (en) | Multiple-output dc-dc converter | |
| WO2009139249A1 (en) | Current-mode control switching regulator and operations control method thereof | |
| US11588406B2 (en) | Battery charging circuit and battery charging method | |
| JP2008079378A (ja) | 電子機器 | |
| JP3699082B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| US5822198A (en) | Single stage power converter and method of operation thereof | |
| US11245338B2 (en) | Alternating current-direct current conversion circuit, alternating current-direct current conversion method and charger | |
| JP4039362B2 (ja) | 直流変換装置 | |
| JP2006230167A (ja) | 電源装置 | |
| US8421436B2 (en) | Step-down converter maintaining stable operation at start up | |
| JP2001309646A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US6798674B2 (en) | Half-bridge converter with high power factor | |
| JP4093116B2 (ja) | 力率改善コンバータ | |
| JP2002159176A (ja) | 電源装置及び放電灯点灯装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20000815 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20010109 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |