KR19990045201A - 전기 2중층 콘덴서를 사용하는 이차 전지 유니트 - Google Patents

Abstract

저 입력 전압으로도 장시간 일정 전압을 공급할 수 있으며 작고, 가볍고, 휴대용으로 적당한 이차 전지가 제공된다. 이차 전지 유니트는 서로 다른 인덕턴스를 가지며 제 1 전압이 입력되는 복수의 인덕터, 복수의 인덕터와 출력 단자의 사이에 삽입된 정류기, 각각 복수의 인덕터에 접속되며 동작 중에 제 1 전압에 따라 접속된 인덕터를 통하여 전류를 흐르게 하는 복수의 스위치, 복수의 스위치중 하나를 제 1 전압의 변화에 따라 선택적으로 동작시키는 스위칭 제어기, 및 복수의 스위치 사이의 스위칭 타이밍을 제어하여 출력 단자의 전압을 소정의 제 2 전압에 안정화시키는 제어 회로를 포함한다.

Description

전기 2중층 콘덴서를 사용하는 이차 전지 유니트

본 발명은 전기 2중층 콘덴서를 이차 전지로 이용하는 전원 장치에 관한 것이고, 특히 전기 2중층 콘덴서와 관련된 에너지 이용 효율을 높이는 기술에 관한 것이다.

본 출원은 일본국 특원평 9-310868호에 기초를 두며, 이의 내용은 참조로 포함되어 있다.

전지형 전원을 사용하는 종래의 전기 디바이스는 상용 전원을 이용하는 디바이스에 비하여 휴대성이 우수한 것이 장점이다. 특히 이차 전지의 이용은 전지의 재생 이용에 현저한 효과가 있다.

그렇지만 이런 이차 전지는 상당한 충전 시간이 필요하다는 결점이 있다. 예를 들어 급속 충전이더라도 일반적으로는 1시간 정도의 시간이 필요하다. 많은 전류를 소비하는 용도에 있어 디바이스의 사용 시간보다도 충전에 필요한 시간이 길 수도 있다. 이 충전 시간 단축을 위하여 급속 충전을 채용하면, 전지의 발열량이 증가되어 수명을 단축시킨다. 그러므로 충전시간의 단축은 제한된다.

이러한 문제에 대하여, 대체의 충전 가능한 전원으로서 전기 2중층 콘덴서가 최근 주목을 받고 있다. 전기 2중층 콘덴서는 전자 전도성 물질이 전해액에 접촉될 때 전기 2중층은 계면에 형성되고 전하는 정전하로서 2중층에 축적되는 특징을 가진다. 전기 2중층 콘덴서에 의하면, 세라믹 콘덴서나 알루미늄 전해콘덴서에 의하여 얻어지는 용량보다 현저히 큰 용량이 얻어질 수 있다. 예를 들면 12 V (내압) 에서 20O F 의 용량과 약 6100 cc 의 부피를 구비하는 전기 2중층 콘덴서는 공지되어 있다. 또한, 충방전시에 화학반응이 발생하지 않음으로써, 충방전 사이클에 관한 수명 성능이 우수하고, 통상의 사용 조건하에서 전지의 성능은 거의 악화되지 않는다. 더구나 충전 작동은 큰 전류로 수행될 수 있음으로써 단지 수초 나 수분 정도의 충전 시간이 필요하다. 그러므로 일반적인 이차 전지와 비교했을 때, 전기 2중층 콘덴서는 충전 시간을 대폭 단축시킬 수 있다.

그럼으로써, 이차 전지와 유사한 작동을 수행하는 전기 2중층 콘덴서와 DC-DC 컨버터(예를 들어,스위칭 조정기)와의 조합은 실험적으로 제조되어 왔다. 예를 들면, 일본국 특개평 7-87687호(제 1 종래예)와 일본국 특개평 9-93809호 (제 2 종래예)에는 이차 전지로 작동하는 전기 2중층 콘덴서와 DC-DC 컨버터 (스위칭 조정기)의 조합이 제안되어 있다. 한편, 일본국 특개평 8-168182호 (제 3 종래예)에는, 큰 전압 변동을 구비하는 전지를 이용하여 전원 장치로서, 전기 2중층 콘덴서를 병렬 접속에서 직렬 접속으로 스위칭 하는 수단을 포함하는 전원장치가 제안되어 있다.

제 1 종래예는 도 6 을 참조하여 설명될 것이다. 전원 스위치 (64)가 온 상태로 설정되면, 전력은 충전된 전기 2중층 콘덴서 (61)로부터 스위칭 조정기 (62)를 통해 부하 (63)에 공급된다. 충전 단자 (65)는, 전기 2중층 콘덴서 (61)를 충전할 때에 사용된다. 전기 2중층 콘덴서 (61)의 단자 전압은 콘덴서에 저장되어 있는 전하의 잔류 에너지의 제곱근에 비례하여 강하한다. 스위칭 조정기 (62)는 정전압을 출력하는 DC-DC 컨버터로 작용함으로써, 부하 (63)에는 정전압이 출력되고 공급된다.

도 7 은 스위칭 조정기 (62)의 입력 전압 (Vi)과 출력 전압 (Vo)의 시간적 변화를 도시한다. 전기 2중층 콘덴서 (61)는 10 V의 초기 전압으로 충전되어 있음으로써 시간 0 s(sec) 에서 Vi는 10 V 이다. 스위칭 조정기 (62)의 출력 전압 (Vo)으로서, 약 5 V 가 출력된다. 전력이 부하 (63)에 공급됨으로써 시간이 경과하면서 출력 전압 (Vo)은 강하한다. 약 1.4 ks 후에 전기 2중층 콘덴서 (61)의 전압 (Vi)이 5 V 이하가 됨으로써, 스위칭 조정기 (62)는 입력 전압의 승압과 승압된 전력의 출력을 수행하여, 조정기는 약 5 V의 일정 전압을 출력한다. 1.9 ks의 시점에서 Vi가 약 1.5 V 가 되고, 이후에는 출력전압 (Vo)이 강하한다. 이는 스위칭 조정기 (62)에 공급되는 전압이 최저 입력 전압보다 낮음으로써, 더 이상 안정화된 출력을 얻을 수 없다는 것을 의미한다. 상술된 것과 같이 전기 2중층 콘덴서는 이차 전지의 역할을 할 수 있다.

다음, 상기 제 2 종래예 (일본국 특개평 9-93809호 참조)는 도 8 을 참조하여 설명될 것이다. 이 예에서도, 전력은 제 1 종래예에서처럼 전기 2중층 콘덴서로부터 DC-DC 컨버터를 통해 공급된다. 다른 점은 전기 2중층 콘덴서와 이차전지는 조합되어 단시간에 큰 파워를 부하에 출력할 수 있다는 것이다.

도 8 에 나타난 혼합형의 전원장치는 예를 들어 전기 자동차 모터의 기동 시와 같이 단 기간에 큰 전력을 필요로 하는 경우에 사용된다. 전력 공급 시에, 전력 밀도가 높은 전기 2중층 콘덴서 (81)에 충전된 전하는, DC-DC 컨버터 (87)를 통해 일정 전압으로 변환되고, 부하 (L) (모터)에 충분한 기동 전력이 공급된다. 기동 후에는 필요한 기동 전력은 주로 이차전지 (88)로부터 공급된다. 전력이 전기 2중층 콘덴서 (81)로부터 DC-DC 컨버터 (87)를 통해 부하 (L)에 전력이 공급되는 동안에는 스위치 (SW)는 오프 상태로 유지되고, 이차전지 (88)로부터 부하 (L)에 전력이 공급되는 동안에는 스위치 (SW)는 온 상태로 유지된다. 이런 식으로, 충분한 전력은 스위치 (SW)의 상태 전환으로써 이차 전지(88)의 전압의 영향을 받지 않고 전기 2중층 콘덴서 (81)로부터 DC-DC 컨버터 (87)를 통해 부하 (L)에 공급될 수 있다. 더욱이, 다이오드 (89)는 모터 (부하 (L)로 구동된)의 기동 전류가 모터의 재기동과 재구동시에 역류하는 것을 방지하기 위하여 제공된다.

추가적으로 이 예에서는, 제 1 종래예에서와 같이 스위치 (SW)가 오프 상태인 동안 전기 2중층 콘덴서 (81)에 충전된 전하는 DC-DC 컨버터 (87)를 통하여 일정 전압으로 변환되어 부하 (L)에 공급된다.

제 3 종래예 (일본국 특개평 8-168182호 참조)는 도 9 를 참조하여 설명될 것이다. 전기 2중층 콘덴서 (C1, C2)는 미리 충전되어 소정의 전하 레벨을 구비한다. 출력 변환 조정 회로 (91)는 펄스 신호에 따라 간헐적으로 제어되는 스위칭 디바이스를 포함하고, 강압형 컨버터를 사용하여 부하 (92)에 공급되는 전압을 안정화한다. 이 회로에서 강압비는 1/2 로부터 1/1까지 선택될 수 있다. 스위치 (S1 내지 S3)에 있어, 스위치 (S2)와 (S3) 는 연동되고, 이들 스위치와 스위치 (S1)는 상보적으로 작동하여 전기 2중층 콘덴서 (C1, C2)에 저장된 전하의 강압 레벨에 따라 이들 스위치의 온/오프 상태를 제어한다. 전기 2중층 콘덴서 (C1, C2)가 완전히 충전될 때에는, 스위치 (S2, S3)가 온으로 설정된 상태에서 스위치 (S1)는 오프로 설정됨으로써 전기 2중층 콘덴서 (C1, C2)는 병렬로 접속된다. 전압이 완전 충전 레벨로부터 그의 1/2 까지 강압할 때, 스위치 (S2, S3)가 오프로 설정된 상태에서 스위치 (S1)는 온으로 설정됨으로써, 콘덴서 (C1, C2)는 직렬로 접속된다.

도 10에 출력 변환 조정 회로 (91)의 입력 전압 (Vi)과 출력 전압(Vo)의 시간적 변화를 도시한다. 이 도면에서 도시된 것과 같이, 일정 전압은 전기 2중층 콘덴서 (C1,C2)의 완전 충전 전압으로부터 그의 1/4 로 강하할 때까지 부하 (92)에 공급된다.

구체적으로 부하의 정격 전압 12 V 이면, 강압 컨버터를 포함하는 출력 변환 조정회로 (91)를 이용하여 전기 2중층 콘덴서 (C1, C2)로부터 에너지를 얻기 위하여 전기 2중층 콘덴서 (C1, C2)로 24 V 의 완전 충전 전압을 구비하는 것이 선택된다. 우선 전기 2중층 콘덴서 (C1, C2)는 완전 충전되고 스위치 (S1)는 오프, 스위치 (S2, S3)는 온으로 설정되어 전기 2중층 콘덴서 (C1, C2)를 병렬 접속한다. 출력 변환 조정 회로 (91)는 24 V로부터 12 V로 (입력 레벨의 1/2) 강압하고 12 V의 정격 전압을 부하 (92)에 공급한다. 부하 (92)는 에너지를 소비하고, 전기 2중층 콘덴서 (C1, C2)의 단자 전압이 12 V 로 강하할 때까지, 출력 변환 조정 회로 (91)는 점차적으로 강압비를 1/2 로부터 1/1 까지 변화시켜 부하 (92)에 12 V의 안정화된 정격 전압의 전력을 공급한다.

전기 2중층 콘덴서 (C1,C2)로부터 약 75%의 저장된 에너지가 출력되면, 전기 2중층 콘덴서 (C1,C2)의 단자 전압은 12 V 까지 강하한다. 이 전압 (12 V)이 검출된 후에, 스위치 (S2,S3)는 오프로 설정되고 스위치 (S1)는 온으로 설정된다. 이런 식으로 전기 2중층 콘덴서 (C1,C2)는 직렬 접속한다. 이런 동작 후에, 24 V 의 전압은 다시 출력 변환 조정 회로 (91)에 입력되어, 완전 충전된 상태와 같이 회로 (91)는 입력 전압을 1/2로 강압하고 12 V 의 정격 전압을 부하 (92)에 공급한다. 약 20%의 에너지가 출력되고, 전기 2중층 콘덴서 (C1, C2)의 단자 전압이 6 V 로 강하하고, 출력 변환 조정 회로 (91)의 입력 전압이 12 V로 강하할 때까지, 회로 (91)는 점차적으로 강압비를 1/2 로부터 1/1까지 변화시켜 부하 (92)에 12 V 의 안정화된 정격 전압의 전력을 공급한다.

상기 구조에 따라, 강압비가 1/2 로부터 1/1 까지의 범위 안에서만 작동할 수 있는 출력 변환 조정 회로로도, 부하 (92)는 전기 2중층 콘덴서 (C1,C2)의 완전 충전 레벨로부터 1/4 로 저하할 때까지 일정 전압을 공급받을 수 있다. 그러므로 에너지는 효율적으로 추출될 수 있다.

그렇지만, 제 1 문제점은 각 종래 기술에서는 전기 2중층 콘덴서에 충전된 에너지가 효율적으로 이용되지 않고, 이차 전지에 의해 관련 기기를 동작할 수 있는 시간이 짧다는 것이다. 그 이유는 DC-DC 컨버터의 입력 전압 범위가 내부 제어 회로 (제 3 종래예의 출력 변환 조정회로 (91))의 제어 범위보다 넓을 수 없고, 입력 전압은 제어 회로의 최저 동작 전압보다 낮을 수 없기 때문이다.

이해를 돕기 위하여, 본 발명에 의해서 해결된 문제를 설명하기 전에 DC-DC 컨버터의 기본 동작이 설명될 것이다. 도 11 은 가장 간단한 구조를 구비하는 종래의 비절연형 승압형 DC-DC 컨버터의 구조를 도시한다. 이하에서 이 예가 설명의 편의를 위하여 설명될 것이다.

직류 전원 (101)으로부터 공급되는 전류 (IL)는, 스위치 (103)가 온 상태일 때 인덕터 (102)에 충전되고, 스위치 (103)가 오프 상태일 때 전하는 인덕터 (102)로부터 흐르고 동시에 정전 커패시터 (C)와 공진함으로써, 직류 전원의 입력 전압 (Vin)보다 큰 피크 전압을 가지는 전압 공진 파형을 구비하는 전압 (Vd)이 출력된다. 이 전압 (Vd)은 다이오드 (104)와 전해 콘덴서 (105)를 통하여 정류되고, 출력 전압 (Vout)으로 변환된다.

다이오드 (104)가 비도통 상태일 때 회로는 무부하 상태이고, 다이오드 (104)가 도통 상태일 때 병렬로 연결된 부하 (106)의 LC의 공진회로가 구성된다. 이 경우에 전압 (Vd)의 파형은 엄밀하게는 시뮬레이션으로 결정되어야 하지만 설명의 편의를 위하여 부하 (106)의 저항이 무시될 수 있다는 가정 아래 정성적으로 설명될 것이다.

만약 부하의 저항 (106)이 일정하면, 전압 공진 파형 (Vd)의 피크는 스위치 (103)가 온일 때 인덕터 (102)에 흐르는 전류 (IL)의 피크 값에 비례한다. 그러므로 스위치 (103)가 온인 기간 (온 상태 기간)이 일정하면, 도 12a와 같이 DC-DC 컨버터의 입력 전압 (Vin)이 변화할 때 전류 (IL)의 피크 값도 변화한다. 그러므로 도 12b와 같이 전압 공진 파형 (Vd)의 피크도 Vin 에 비례하여 변화한다. 한편, Vin이 일정한 상태로 유지되며 스위치 (103)의 온 상태 기간이 변화되면, 도 12c 와 같이 인덕터 (102)에 흐르는 전류 (IL)는 스위치 (103)의 온 상태 기간에 비례하여 증가한다. 그러므로 도 12d 와 같이 전압 공진 파형 (Vd)의 피크는 스위치 (103)의 온 상태 기간에 비례하여 증가한다.

상기 특징에 있어, 도 13a와 같이, 전류 (IL)의 피크가 일정 값 (I1)이 되도록 스위치 (103)의 온 상태 기간이 제어되면, 직류 전원 (101)의 전압 (Vin)이 변화하더라도, 전압(Vd)의 피크는 제어되어 일정한 값 (V1)이 될 수가 있다. 출력 전압 (Vout)은 다이오드(104)와 전해 콘덴서 (105)로 전압 (Vd)을 정류하여 얻어짐으로써, DC-DC 컨버터는 입력 전압 (Vin)이 변화하더라도 항상 일정한 출력 전압 (Vout)을 공급할 수 있다.

다음에 부하 (106)의 저항이 변화하고 DC-DC 컨버터의 출력 전류 역시 변화되었을 때 수행되는 다른 동작이 설명될 것이다. 상술된 것과 같이 전압 공진 파형 (Vd)은 다이오드 (104)가 도통이거나 비도통 상태이기 때문에 부하 (106)의 영향하에서 변화된다. 그렇지만 부하 변동의 경향을 설명하기 위해서, 다이오드 (104)가 항상 도통 상태(즉, 전해콘덴서 (105)에 전하가 저장되어 있지 않은 상태)에서의 전압 파형이 설명될 것이다. 도 12e는 DC-DC 컨버터의 입력 전압 (Vin)이 일정하고 부하 (106)의 값이 변화될 때의 전압 공진 파형 (Vd)의 변화를 도시한다. DC-DC 컨버터의 출력 전류의 증가는 출력 전압 (Vout)이 일정하면 부하 (106)의 저항의 감소와 대응한다. 그러므로 부하 (106)의 저항이 무한대로부터 점차적으로 작아짐으로써, 파형 (Vd)의 피크 전압은 강하되며 동시에 LC 공진회로는 댐핑됨으로써, 파형은 보다 일찍이 일정 값 (Vin)에 수렴하는 감쇠 진동 파형이 된다.

따라서, DC-DC 컨버터의 제어 회로는 스위치 (103)의 온 상태 기간을 변화시키는 것으로 (일반적으로 대부분의 경우 PWM (Pulse Width Modulation)제어를 사용하여), 전압공진 파형 (Vd)의 피크 전압을 일정하게 유지함으로써, 부하 (106)의 변동에 의해서 출력 전류치가 변화하더라도, 항상 일정한 출력 전압 (Vout)이 공급될 수 있다.

이상이, 종래의 비절연 승압형 DC-DC 컨버터의 기본적인 동작 원리의 설명이다.

이하에는 관련 제어 회로가 도 14 를 참조하여 상세히 설명될 것이다.

상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압 (Vout)이 피드백 입력 단자 (FB)에 입력되면, 오차 앰프 (109) 에서 기준 전압 (Vref)과 출력 전압 (Vout) 사이의 오차가 증폭되고, 증폭된 신호는 비교기 (108)에서 삼각파 발진기 (107) 에서 생성되는 삼각파와 비교된다. 그 결과, 출력 전압 (Vout)이 기준 전압 (Vref)과 같도록 스위칭 펄스 출력의 듀티비 (펄스 폭과 주기의 비율)가 제어된다. 출력 전압 (Vout)이 기준 전압 (Vref)보다 높으면, 상기 제어에 의하여 스위칭 펄스 출력의 온 상태 기간이 줄어들며 출력전압 (Vout)이 강하되고, 출력 전압 (Vout)이 기준 전압 (Vref) 보다 낮은 상태에서는, 스위칭 펄스 출력의 온 상태 기간이 길어지며 출력 전압 (Vout)은 증가된다.

일반적으로 이 제어 회로의 삼각파 발진기 (107)에서 생성되는 삼각파의 주파수는 일정하다. 고정 주파수를 사용하는 이유는 DC-DC 컨버터에서 사용되는 인덕터나 콘덴서가 생성하는 음파가 PWM 제어가 수행될 때 가청 범위 내에 들어가지 않도록 하기 위한 것이다. 일반적으로 선택 가능 주파수의 범위는 100 kHz 이상과 수 MHz 이하이다. 이 상한에서는 스위칭 손실은 증가되지 않으며 인덕터나 콘덴서의 주파수 특성은 악화되지 않는다.

또한, 스위칭 트랜지스터의 온 상태 기간은 비록 온 상태 기간이 부하 조건에 의하여 영향을 받더라도, 인덕터의 전류 방출 기간은 고려되어야 하기 때문에 90% 이상으로 하는 것은 곤란하다. 그러므로 90% 이하의 온 상태 기간 내에서 부하변동과 입력 전압의 변동에 의한 인덕터의 전압 공진 파형의 피크 전압은 제어되어야만 한다. 통상적인 설계 조건에 따르면 DC-DC 컨버터의 최저 동작 전압에서 부하 전류가 최대일 때, 스위칭 트랜지스터의 온 상태 기간은 최대가 된다. 그러므로 제어에 따라서 입력 전압이 증가하며 부하전류가 감소함에 따라서, 스위칭 트랜지스터의 온 상태 기간은 감소된다.

전자적으로 향상된 특성을 가지는 최근 다수의 디바이스는 에너지 절약을 위하여 미사용 시와 스탠바이 상태에서는 거의 전력을 소비하지 않는다. 이는 DC-DC 컨버터의 상태는 부하가 거의 없는 상태로부터 최대 출력 공급까지 크게 변동하는 것을 의미한다. 이러한 용도에서는 스위칭 트랜지스터의 온 상태 기간은 부하 변동에 할당되고, 그러므로 입력 전압 범위를 흡수하는데 사용될 수 없다.

본 발명과 같이 전기 2중층 콘덴서에 저장된 에너지가 사용되는 경우에, DC-DC 컨버터의 입력 전압 범위가 2 배가 되면, 저장된 에너지의 75% 만이 사용될 수가 있다. 이는 콘덴서의 충전에 필요한 에너지는 전압의 제곱에 비례하기 때문에, 충전된 전압이 반이 되면 콘덴서의 잔류 에너지는 4 분의 1이 된다. 2배의 입력 전압 범위를 가지는 DC-DC 컨버터에서는 콘덴서에 저장된 에너지의 25%는 사용될 수 없으므로, 관련 디바이스의 동작 시간은 감소하며, 부하 변동 범위가 좁은 바람직하지 않은 상태에서 용도는 제한된다.

이상과 같이 DC-DC 컨버터는 입력 에너지를 인덕터에 통해서 전류 에너지로 변환하여 전력 제어를 수행하고, 그러므로 추종될 수 있는 입력 전압과 부하의 변동의 가능 범위는 제한된다.

또한 전기 2중층 콘덴서에 저장된 전하를 효율적으로 이용하여 될 수 있는 한 긴 시간에 걸쳐 이차 전지 유니트를 동작시키기 위해서는 DC-DC 컨버터는 낮은 입력 전압으로 구동되어야 한다. 그렇지만 DC-DC 컨버터의 동작 제어용 제어회로는 정상적인 동작에 필요한 입력 전압 범위에 제한이 있다. 바이폴러 트랜지스터를 사용하는 일반적인 회로에는 약 0.7 V 가 베이스와 이미터 사이에 필요하다. 한편 제어 회로가 온도 (가변) 특성을 가지지 않도록, 밴드갭 레퍼런스 회로가 일반적으로 이용된다. 그렇지만 약 1.26 V 가 이 회로에 필요하므로 적어도 2 내지 3 V 정도의 입력 전압이 제어 회로를 구성하는데 필요하다. M0S 트랜지스터를 사용하는 회로도 최저 필요 입력을 가진다. 그러므로, 제어회로가 보조 전원을 사용하여 작동되지 않은 한, DC-DC 컨버터는 상기 입력 전압 이하에서는 동작될 수 없다.

따라서 전기 2중층 콘덴서에 충전된 전압의 낮은 측 전압 즉 방전 종료 근접 시에서 얻어지는 전압은 DC-DC 컨버터를 동작시키기에는 불충분하다. 한편, 충전 에너지의 이용률을 향상시키기 위하여 전기 2중층 콘덴서에 충전된 초기 전압이 증가될 때, 부하 변동 추종 가능 범위가 커지면 상기 PWM 제어 범위의 제한에 의해서 입력 전압 범위는 실현될 수 없다.

더욱이 제어 회로가 최저 전압에 가까운 전압에서 동작하는 경우, DC-DC 컨버터의 효율은 저하될 수도 있다. 이 이유는 다음과 같다. 제어 회로에는 M0S 트랜지스터형의 스위치가 통상적으로 사용되며, 트랜지스터의 게이트 전압이 수 볼트로 강하하면, 게이트 전압의 제곱이 드레인 전류에 비례하기 때문에 드레인과 소스사이의 온 상태 저항은 증가되어, 인덕터에 흐르는 전류에 의하여 손실이 발생한다.

상기 제 3 종래예에서, 콘덴서의 전하가 사용될 때 콘덴서의 접속은 병렬에서 직렬로 스위칭 된다. MOS 트랜지스터가 스위칭 동작용 스위치 (S1 내지 S3) 로 사용되면, 손실은 MOS 트랜지스터의 온 상태 저항에 의하여 발생된다. 특히 제 3 종래예에서와 같이 소스 라인이 스위칭 되면 다량의 전류에 의하여 손실이 증가하는 결점이 있다.

상술된 것과 같이 종래 기술에 의하면, 전기 2중층 콘덴서에 저장된 에너지는 효율적으로 사용되지 않고, 이차 전지로 전기 2중층 콘덴서를 사용하여 디바이스를 동작할 수 있는 가능 기간은 짧다.

제 2 문제점은 제 3 종래예에 의하면 2개의 전기 2중층 콘덴서와 3개의 스위치가 필요하고 물리 형상이 큼으로써 종래 기술은 소형화에 알맞지 않다는 것이다. 전기 2중층 콘덴서는 가장 물리 형상이 큰 부품을 가지는 부분이고, 스위치에 있어서는 다량의 전류가 스위치를 흐르기 때문에 파워 트랜지스터가 필요하다. 그래서 이차 전지로서의 용도는 한정되어 있다.

상기 환경을 고려하여, 본 발명은 미리 충전된 전기 2중층 콘덴서로부터 전하를 입력받아 DC-DC 컨버터를 통해서 일정 전력을 출력하는 이차전지 유니트에 관한 것이고, 본 발명의 목적은 DC-DC 컨버터가 넓은 입력 전압 범위를 가지고, 넓은 부하 변동 범위를 허용하고, 제어회로의 최저 동작 전압 이하의 낮은 전압에서도 제어 회로를 동작시킴으로써 장 시간에 걸쳐 일정 전력을 공급할 수 있고, 소형 경량으로 휴대용으로 알맞은 이차 전지 유니트를 제공하는 것이다.

본 발명은 착탈식 충전 회로를 사용하여 미리 소정의 충전된 전압을 가지도록 충전된 전기 2중층 콘덴서의 단자 전압인 제 1 전압을, 소정의 제 2 전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하며 서로 다른 인덕턴스를 갖고 제 1 전압이 입력되는 복수의 인덕터와, 복수의 인덕터와 출력 단자의 사이에 삽입된 정류 수단과, 복수의 인덕터에 각각 접속되고 스위칭 수단이 동작될 때 제 1 전압에 따라 연결된 인덕터를 통하여 전류를 흐르게 스위칭 수단, 복수의 스위칭 수단중 1개를 제 1 전압의 변화에 따라 선택적으로 동작시키는 스위칭 제어 수단과, 복수의 스위칭 수단 사이의 스위칭의 타이밍을 제어하여 출력 단자의 전압을 소정의 제 2 전압으로 안정화시키는 제어 회로를 포함하는 이차 전지 유니트를 제공한다.

이차 전지 유니트에서, 제 1 전압이 높은 전압으로부터 점차적으로 강하함에 따라 스위칭 제어 수단은 일반적으로 복수의 인덕터를 제어하여 복수의 인덕터중 큰 인덕턴스를 가지는 인덕터를 작은 인덕턴스를 가지는 다른 인덕터로 스위칭 한다.

본 발명은 1차 권선과 2차 권선을 구비하며 1차 권선은 1차 권선의 권선수 변환용 복수의 탭을 구비하며 제 1 전압이 1차 권선에 입력되는 변압기, 변압기의 2차 권선과 출력 단자의 사이에 삽입된 정류수단, 스위칭 수단이 동작될 때 전류를 제 1 전압에 따라 연결된 탭에 의하여 결정된 권선수를 가지는 1차 권선을 통하여 흐르게 하는 각각 복수의 탭에 연결된 복수의 스위칭 수단, 복수의 스위칭 수단중 하나를 제 1 전압의 변화에 따라 선택적으로 동작시키는 스위칭 제어 수단, 및 복수의 스위칭 수단 사이의 스위칭의 타이밍을 제어하여 출력 단자로부터의 전압을 소정의 제 2 전압으로 안정시키는 제어회로를 구비하는 유사한 이차 전지 유니트도 제공한다.

이차 전지 유니트에 있어서, 제 1 전압이 높은 전압으로부터 점차적으로 강하함에 따라서, 스위칭 제어 수단은 일반적으로 복수의 스위칭 수단을 제어하여 큰 권선수에 대응하는 복수의 탭중 하나를 작은 권선수에 대응하는 다른 탭으로 스위칭한다.

상기 이차 전지 유니트에 있어서, 제어 회로는 통상적으로 전원 전압으로서 제 2 전압에 의해 동작된다.

본 발명에 의하면, 전기 2중층 콘덴서 단자 전압의 변동에 대한 허용 범위는 종래의 경우보다 넓을 수 있으므로 종래의 경우보다 일정 전압을 긴 시간동안 출력하는 것이 가능하다.

더욱이, 본 발명에 따라 유니트 역시 소형화도 실현될 수 있다.

도 1 은 본 발명의 실시예의 이차전지 유니트의 구성을 나타내는 블록도.

도 2 는 도 1 의 이차 전지 유니트의 인덕터-스위칭 제어부의 구성을 나타내는 회로도.

도 3 은 도 1 의 이차 전지 유니트의 입력 전압 및 출력 전압의 시간 변화를 나타내는 도면.

도 4 는 본 발명의 다른 실시예의 이차 전지 유니트의 구성을 나타내는 블록도.

도 5 는 도 4 의 이차전지 유니트에 대한 입력 전압과 효율과의 관계를 나타내는 그래프.

도 6 은 제 1 종래예의 이차 전지 유니트의 구성을 나타내는 블록도.

도 7 은 도 6 의 이차전지 유니트의 입력 전압 및 출력 전압의 시간 변화를 나타내는 도면.

도 8 은 제 2 종래예의 이차 전지 유니트의 구성을 나타내는 블록도.

도 9 는 제 3 종래예의 이차 전지 유니트의 구성을 나타내는 블록도.

도 10 은 도 9 의 이차 전지 유니트의 입력 전압 및 출력 전압의 시간 변화를 나타내는 도면.

도 11 은 종래의 DC-DC 컨버터의 구성을 나타내는 블럭도이다.

도 12a 와 도 12c 는 종래의 DC-DC 컨버터에 있어서 인덕터에 흐르는 전류와 시간과의 관계를 나타내는 도면이고, 도 12b, 도 12d, 및 도 12e 는 종래의 DC-DC 컨버터에 있어서 전압 공진 파형과 시간과의 관계를 나타내는 도면.

도 13a 는 종래의 DC-DC 컨버터에 있어서 피크 값이 일정할 때 인덕터에 흐르는 전류를 나타내는 도면이고, 도 13b 는 종래의 DC-DC 컨버터에 있어서 피크 값이 일정할 때 전압 공진 파형을 나타내는 도면.

도 14 는 종래 제어 회로의 구성을 나타내는 블록도.

*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명*

10 : 충전 회로 11 : 전기 2중층 콘덴서

13 : 제어 회로 14 : 인덕터-스위칭 제어부

15 : 제 1 스위칭 트랜지스터 16 : 제 2 스위칭 트랜지스터

17 : 제 1 인덕터 18 : 제 2 인덕터

19 : 제 1 다이오드 20 : 제 2 다이오드

40 : 변압기

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 관해서 설명한다. 도 1 은 본 발명의 실시예의 이차 전지 유니트의 구성을 나타내는 블럭도이다. 이 도면에 있어서 충전회로 (10)는 착탈식이고 전기 2중층 콘덴서 (11)와 함께 DC-DC 컨버터 (12)에 접속되어 있다. 이 DC-DC 컨버터 (12)는 승압형이라 불리고 입력 전압을 승압하여 고전압을 출력하는 기능을 가진다. 제어회로 (13)는 승압형 DC-DC 컨버터 (12)를 제어한다. 이 제어 회로에서 제 1 스위칭 트랜지스터 (15) 또는 제 2 스위칭 트랜지스터 (16)는 제 1 인덕터 (17) 또는 제 2 인덕터 (18)에 흐르는 전류를 제어하도록 구동된다. 그리고, 이 전류는 제 1 다이오드 (19) 또는 제 2 다이오드 (20)와 평활용 콘덴서 (21)에 의해 정류되어, 그 결과, 일정한 직류 출력 전압 (Vout)이 출력된다. 인덕터-스위칭 제어부 (14)는 입력 전압 (Vin)의 레벨에 따라서 제 1 스위칭 트랜지스터 (15) 또는 제 2 스위칭 트랜지스터(16)중 하나를 선택함에 의해 제 1 인덕터 (17)와 제 2 인덕터 (18)사이의 스위칭 동작을 수행한다. 특히 전기 2중층 콘덴서 (11)가 방전되어 입력 전압 (Vin)이 높은 측의 전압으로부터 소정의 전압까지 강하되면, 인덕터중 큰 인덕턴스를 구비하는 인덕터는 인덕턴스가 작은 다른 인덕터로 스위칭 된다.

추가적으로 참조 부호 22는 역류 방지용 다이오드, 참조 부호 23은 피드백 라인, 그리고 참조 부호 24 는 분압기를 나타낸다.

다음에 상기의 구조를 가지는 이차 전지 유니트의 동작에 관해서 설명한다. 우선 충전 회로 (10)에 의해 전기 2중층 콘덴서 (11)가 충전된 후, 충전 회로 (10)는 분리되고, 전기 2중층 콘덴서 (11)의 전하는 DC-DC 컨버터 (12)에 공급된다. 전기 2중층 콘덴서 (11)로부터의 입력 전압 (Vin)은 DC-DC 컨버터 (12) 내부의 인덕터-스위칭 제어부 (14)에 의하여 검출된다.

도 2 는 인덕터-스위칭 제어부 (14)의 내부 구조를 나타낸다. 스위칭 제어부 (14)는 전기 2중층 콘덴서 (11)로부터의 입력 전압 (Vin)을 비교기 (31)에 입력하여, 인덕터 스위칭 전압 (Va)과 비교하여, 그 비교 결과를 스위치 (32)로 출력한다. 스위치 (32)에는 비교기 (31)로부터의 비교 결과와 제어회로 (13)로부터의 펄스 구동 파형이 입력되어, 제 1 스위칭 트랜지스터 (15) 와 제 2 스위칭 트랜지스터 (16) 중 하나가 선택된다. 만약 제 1 스위칭 트랜지스터 (15)가 선택된 경우에는, 제 1 인덕터 (17), 제 1 다이오드 (19), 및 평활용 콘덴서 (21)에 의해 승압형 DC-DC 컨버터 (12)가 형성되고, 제 2 스위칭 트랜지스터 (16)가 선택된 경우에는, 제 2 인덕터 (18), 제 2 다이오드 (20), 및 평활용 콘덴서 (21)에 의해 승압형 DC-DC 컨버터 (12)가 형성된다. 즉 입력 전압 (Vin)의 레벨에 따라서 두 가지의 승압형 DC-DC 컨버터중 하나가 스위칭에 의해 동작된다.

도 3 은 상기 이차 전지 유니트의 입력 전압 (Vin)과 출력 전압 (Vout)의 시간적 변화를 나타낸다. 이 도면에 있어서, 출력 전압 (Vout)은 일정한 값을 가지며, 전기 2중층 콘덴서 (11)와 DC-DC 컨버터 (12)의 조합으로 이차 전지는 등가적으로 구성되어 있다. 한편, 입력 전압 (Vin)은 점차적으로 감소한다. 본 발명의 실시예의 이차 전지 유니트에 있어서, 입력 전압 (Vin)이 상기의 스위칭 전압 (Va)보다 높은 경우에는 인덕턴스가 큰 인덕터가 사용되고, 입력 전압 (Vin)이 Va 보다 낮은 경우에는 인덕터는 인덕턴스가 낮은 인덕터로 스위칭 된다. 그 이유는 이하에서 설명된다.

인덕턴스 (L) 인 인덕터에 전류 (I) 가 통과할 때 저장되는 자기 에너지 (P) 는 이하의 수식 (1)으로 나타낸다.

P = 1/2·LI²(1)

또, 인덕터에 시간 (t) 동안 직류 전압 (V) 이 전압이 인가되면, 인덕터에 흐르는 전류 (I) 는 이하의 수식으로 나타낸다.

I = t·V/L (2)

또한 수식 (2)을 수식 (1)에 대입하면, 이하의 수식 (3)을 얻을 수 있다.

P= t²V²/2L (3)

요컨대, 인덕터에 저장되는 자기 에너지 (P) 는, 인가 전압 (V) 과 시간 (t) 의 제곱에 비례한다.

그런데 상술된 것처럼 DC-DC 컨버터 (12)의 스위칭 주파수는 일정함으로써, 시간 (t) 은 제한되므로 일정값 이상이 될 수 없다. 그래서 수식 (3)에 있어서 t 가 고정되어 있다고 가정하면, 전압 (V) 이 반으로 강하한 경우 인덕턴스 (L) 가 1/4 로 저하되지 않으면, 인덕터에 저장되는 전자 에너지 P 는 감소하여 DC-DC 컨버터 (12)의 출력 전압 (Vout)도 강하된다.

그러므로, 입력 전압 (Vin)에 따라서 인덕터를 스위칭 하는 동작은 DC-DC 컨버터 (12)의 제어회로 (13)에 의하여 제어되지 않는 큰 부하 변동 또는 광범위한 입력 전압 (Vin) 하에서의 동작의 실현에 유효하다.

인덕터 스위칭의 구체예로서, 충전 회로 (10)에 의해 전기 2중층 콘덴서 (11)가 5 V로 충전되고, DC-DC 컨버터 (12)를 통하여 5 V의 일정한 출력 전압을 얻을 수 있다고 가정된다. 제 1 인덕터 (17)의 인덕턴스는 제 2 인덕터 (18)의 인덕턴스보다 크다고 역시 가정된다. 전기 2중층 콘덴서 (11)로부터의 입력 전압 (Vin)이 5 V에서 소정의 스위칭 전압 (Va)으로 강하될 때까지는, 인덕터-스위칭 제어부 (14)의 동작에 의해 제 1 인덕터 (17), 제 1 다이오드 (19), 제 1 스위칭 트랜지스터 (15), 평활용 콘덴서 (21), 및 제어 회로 (13)로 형성되는 DC-DC 컨버터 (12)가 작동되고, 5 V의 출력 전압 (Vout)이 출력된다.

한편, 전기 2중층 콘덴서 (11)의 입력 전압 (Vin)이 소정의 전압 (Va)보다 낮은 경우에는, 인덕터-스위칭 제어부 (14)의 동작에 의해 제 2 인덕터 (18), 제 2 다이오드 (20), 제 2 스위칭 트랜지스터 (16), 평활용 콘덴서 (21), 및 제어회로 (13)로 형성되는 DC-DC 컨버터 (12)가 작동된다. 이후, 전기 2중층 콘덴서 (11)의 단자 전압 (Vin)은 점차적으로 감소하고, 제어회로 (13)가 입력 전원 전압의 부족으로 동작 불능 상태가 될 때까지 5 V의 출력 전압 (Vout)을 출력한다.

출력 전압 (Vout)은 피드백 라인 (23)을 통해 제어 회로 (13)의 전원 단자 (Vcc)에 입력된다. 제어 회로 (13)의 내부 구조는 상기 도 14 를 참조하여 설명한 제어 회로의 구조와 유사하다. 제어회로 (13)의 피드백 단자 (FB)에 출력전압 (Vout)이 입력되면, 오차 증폭기 (109)에 의하여 기준 전압 (Vref)과 출력 전압 (Vout)과의 오차는 증폭되고, 오차는 비교기 (108)로 삼각파 발진기 (107)에서 생성되는 삼각파와 비교된다. 그 결과, 출력 전압 (Vout)과 기준 전압 (Vref)이 같도록 스위칭 펄스 출력의 듀티비 (펄스 주기에 대한 폭의 비율)이 제어된다. 만약 출력 전압 (Vout)이 기준 전압 (Vref)보다 높으면, 스위칭 펄스 출력의 온 상태 기간이 줄어들어 출력 전압 (Vout)은 동작중에 강하한다. 반대로 출력 전압 (Vout)이 기준 전압 (Vref)보다 낮으면, 스위칭 펄스 출력의 온상태 기간은 길어져 출력 전압 (Vout)은 동작중에 상승한다. 이 동작에 있어서, 입력 전압 (Vin)이 강하되더라도 제어회로 (13)에는 승압된 일정한 전원 전압 (Vcc)이 공급됨으로써, 스위칭 트랜지스터 (15,16)에 충분한 진폭을 가진 스위칭 펄스가 공급될 수 있다. 그러므로 저전압이라도 스위칭 트랜지스터 (15,16)의 온 상태 저항은 저하되지 않으므로, DC-DC 컨버터 (12)는 효율적으로 동작될 수 있다.

스위칭 펄스의 온 상태 기간은 부하 변동과 입력 전압 변동에 의해서 변화될 수 있지만 DC-DC 컨버터의 출력 전압 (Vout)의 안정화를 위해 그 변화 범위는 제한된다. 그러므로 추종될 수 있는 DC-DC 컨버터의 입력 전압의 범위를 확대하는 것이 제한되며, 추종될 수 있는 부하 변동의 가능 범위의 확대가 역시 제한된다. 본 발명의 이차 전지 유니트로서, 입력 전압이 소정의 전압까지 강하되면, DC-DC 컨버터에 사용되는 인덕터는 인덕턴스가 큰 인덕터로부터 인덕턴스가 작은 인덕터로 스위칭된다. 이 방법은 보다 입력 전압과 부하의 넓은 변동 범위를 실현할 수 있음으로써, 간단한 구조로도 장시간에 걸쳐 일정 전압은 출력될 수가 있다. 또한, 본 이차 전지 유니트는 DC-DC 컨버터의 출력 전압에 의해서 제어 회로를 동작시키는 수단을 포함하고 있다. 이 방법은 본 발명과 같이 이차 전지와 같은 응용 분야, 및 DC-DC 컨버터의 동작이 고전압 측에서 기동되는 경우에만 효율적인 방법이다.

상술된 것처럼, 간단한 구조로도 입력 전압이 강하해도 제어 회로는 일정 전압 (Vout)에서 동작될 수 있다. 그러므로 스위칭 트랜지스터의 온 상태 저항이 증가하지 않음으로, DC-DC 컨버터의 효율 저하는 방지될 수 있고 전기 2중층 콘덴서의 전하는 최대로 사용될 수 있다.

도 4 는 본 발명의 다른 실시예의 이차 전지 유니트의 구조를 나타내는 블럭도이다. 이 구조는 본 발명을 플라이백형 DC-DC 컨버터에 적용함으로써 구현된다. 이 구조에서는 변압기 (40)의 1차 권선의 인덕터를 통하여 생성되는 펄스는 2차 권선으로부터 추출된다. 도 4 에서는 변압기 (40)의 1차 권선의 단자에 입력 전압 (Vin)이 입력된다. 인덕터-스위칭 제어부 (14)는, 상기의 실시예에서와 같이, 입력 전압 (Vin)에 따라서 제 1, 제 2 스위칭 트랜지스터 (15,16) 사이의 스위칭 동작을 수행하도록 제공되고 접속되어 있다. 즉, 만약 제 1 스위칭 트랜지스터 (15)가 선택되면, 변압기 (40)의 중앙탭 (a)이 사용됨으로써, 승압형 DC-DC 컨버터 (12)의 구성은 이 스위칭 트랜지스터 (15), 다이오드(41), 및 평활용 콘덴서 (21)를 포함한다. 만약 제 2 스위칭 트랜지스터 (16)가 선택되면, 변압기 (40)의 외측의 탭 (b)이 사용되고, 이 경우에는 승압형 DC-DC 컨버터(12)의 구성은 스위칭 트랜지스터 (16), 다이오드 (41), 및 평활용 콘덴서 (21)를 포함한다.

변압기 (40)의 중앙탭 (a)에 대한 권선수는 외측의 탭 (b)보다 적기 때문에, 높은 승압비는 중앙탭 (a) 을 선택함으로써 얻을 수 있다. 두 탭 사이의 권선수가 다르기 때문에 선택되는 탭에 따라 1차 권선측의 인덕턴스 역시 다르다.

만약 중앙탭 (a)이 선택되면, 직류 1 V 정도의 낮은 입력 전압 (Vin)으로도 높은 승압비가 얻어짐으로 소정의 출력을 얻을 수 있다. 외측의 탭 (b)이 선택되면 승압비는 낮다. 그렇지만 이 경우에는 오차 역시 저하되어 중앙탭 (a)을 사용하는 것보다 높은 효율은 실현될 수 있다.

도 5 는 승압비가 높은 경우(1:15)와 낮은 경우(1:3)에 효율과 입력 전압의 관계를 나타내는 그래프이다. 그래프에 의하면, 승압비가 낮은 경우에는 효율이 전체적으로 높지만, 저전압 (2 V 미만)에서는 출력이 되지 않는다. 승압비가 높은 경우에는 효율은 낮지만, 유니트는 저전압에서도 동작한다.

따라서 이 도면에 있어, 입력 전압이 2 V 보다 높은 경우는 승압비를 낮추는 것이 바람직하고, 2 V 보다 낮은 경우는 승압비를 높게 하여 저 입력 전압에서도 이차 전지 유니트를 동작시키는 것이 바람직하다. 결과적으로 전기 2중층 콘덴서 (11)에 저장된 에너지는 최대한 효율적으로 이용될 수 있다.

본 실시예에 있어서, 출력 전압 (Vout)은 피드백 라인 (23)을 통해 제어 회로 (13)의 전원 단자 (Vcc)에 입력된다. 이에 따라, 입력 전압 (Vin)이 강하하더라도 제어 회로 (13)에는 승압된 전압이 공급되어 DC-DC 컨버터 (12)의 출력 전압 (Vout)은 일정한 레벨을 유지하고, 저 입력 전압으로도 원하는 스위칭 트랜지스터의 펄스 진폭은 확보될 수 있다. 그러므로 스위칭 트랜지스터의 온 상태 저항은 증가되지 되지 않고, DC-DC 컨버터(12)의 효율은 크게 저하하지 않음으로써 전기 2중층 콘덴서 (11)에 저장된 에너지는 효율적으로 사용될 수가 있다.

상술된 바와 같이, 본 발명에 의하면 전기 2중층 콘덴서의 단자 전압 변동의 허용범위가 종래 보다 넓어짐으로써, 이 결과, 종래 보다 장시간에 걸쳐 일정 전압을 출력할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.

또한, 본 발명에 의하면, 형상을 소형화할 수 있는 효과도 얻을 수 있다.

Claims (6)

1. 착탈식 충전 회로를 사용하여 미리 소정의 전압으로 충전된 전기 2중층 콘덴서의 단자 전압인 제 1 전압을 소정의 제 2 전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 이차전지 유니트에 있어서,

   서로 다른 인덕턴스를 가지며 상기 제 1 전압이 입력되는 복수의 인덕터,

   상기 복수의 인덕터와 상기 출력 단자의 사이에 삽입된 정류수단,

   각각 상기 복수의 인덕터에 접속되며 동작중에 상기 제 1 전압에 따라 접속된 상기 인덕터를 통하여 전류를 흐르게 하는 복수의 스위칭 수단,

   상기 복수의 스위칭 수단중 하나를 상기 제 1 전압의 변화에 따라 선택적으로 동작시키는 스위칭 제어 수단, 및

   상기 복수의 스위칭 수단 사이의 스위칭의 타이밍을 제어하여 상기 출력 단자의 전압을 상기 소정의 제 2 전압으로 안정시키는 제어 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 이차 전지 유니트.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 1 전압이 높은 전압으로부터 점차적으로 강하함에 따라 상기 스위칭 제어 수단은 상기 복수의 인덕터를 제어하여 상기 복수의 인덕터중 큰 인덕턴스를 가지는 것으로부터 작은 인덕턴스를 가지는 다른 인덕터로 스위칭하는 것을 특징으로 하는 이차 전지 유니트.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 제어 회로는 전원 전압으로서 상기 제 2 전압에 의하여 동작되는 것을 특징으로 하는 이차 전지 유니트.
4. 착탈식 충전 회로를 사용하여 미리 소정의 전압으로 충전된 전기 2중층 콘덴서의 단자 전압인 제 1 전압을 소정의 제 2 전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 이차전지 유니트에 있어서,

   1차 권선과 2차 권선을 가지며 상기 1차 권선의 권선수 변환용 복수의 탭을 가지며 상기 제 1 전압이 상기 1차 권선에 입력되는 변압기,

   상기 변압기의 2차 권선과 상기 출력 단자의 사이에 삽입된 정류수단,

   각각 상기 복수의 탭에 접속되며 동작중에 상기 제 1 전압에 따라 상기 접속된 탭에 의하여 결정된 권선수를 가지는 상기 1차 권선을 통하여 전류를 흐르게 하는 복수의 스위칭 수단,

   상기 복수의 스위칭 수단중 하나를 상기 제 1 전압의 변화에 따라 선택적으로 동작시키는 스위칭 제어 수단, 및

   상기 복수의 스위칭 수단 사이의 스위칭의 타이밍을 제어하여 상기 출력 단자의 전압을 상기 소정의 제 2 전압으로 안정시키는 제어 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 이차 전지 유니트.
5. 제 4 항에 있어서,

   상기 제 1 전압이 높은 전압으로부터 점차적으로 강하함에 따라 상기 스위칭 제어 수단은 상기 복수의 스위칭 수단을 제어하여 복수의 탭중 큰 권선수에 대응하는 탭을 작은 권선수에 대응하는 다른 탭으로 스위칭하는 것을 특징으로 하는 이차 전지 유니트.
6. 제 4 항에 있어서,

   상기 제어 회로는 전원 전압으로서 상기 제 2 전압에 의하여 동작되는 것을 특징으로 하는 이차 전지 유니트.