JPH07177731A - 不連続モードで動作するｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
不連続モードで動作するｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH07177731A JPH07177731A JP6284243A JP28424394A JPH07177731A JP H07177731 A JPH07177731 A JP H07177731A JP 6284243 A JP6284243 A JP 6284243A JP 28424394 A JP28424394 A JP 28424394A JP H07177731 A JPH07177731 A JP H07177731A
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- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/1563—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/613—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in parallel with the load as final control devices
- G05F1/614—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in parallel with the load as final control devices including two stages of regulation, at least one of which is output level responsive
Abstract
(57)【要約】
【目的】 専用ピンやリード数を最小に抑えながら、コ
ンバータの動作に固有の非常に安定な不連続モードを確
保できる比較的簡単な回路から成るコンバータを提供す
ることを目的とする。 【構成】 参照電圧（ＶREF1、ＶREF2）より低いか高い
にか応じて開閉するスイッチ（Ｍ１）のスイッチングを
コントロールするための手段を含むＤＣ−ＤＣコンバー
タの前記手段が、電圧が予備設定値を越えて上昇したと
きにターンオフシグナルを発生する第２のコンパレータ
（Ｃ２）、前記スイッチのオフ状態の確認シグナルを発
生する第３のコンパレータ（Ｃ３）及び前記ターンオフ
シグナルをマスクする手段を含むコンバータ。
ンバータの動作に固有の非常に安定な不連続モードを確
保できる比較的簡単な回路から成るコンバータを提供す
ることを目的とする。 【構成】 参照電圧（ＶREF1、ＶREF2）より低いか高い
にか応じて開閉するスイッチ（Ｍ１）のスイッチングを
コントロールするための手段を含むＤＣ−ＤＣコンバー
タの前記手段が、電圧が予備設定値を越えて上昇したと
きにターンオフシグナルを発生する第２のコンパレータ
（Ｃ２）、前記スイッチのオフ状態の確認シグナルを発
生する第３のコンパレータ（Ｃ３）及び前記ターンオフ
シグナルをマスクする手段を含むコンバータ。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、不連続モードで動作す
るＤＣ−ＤＣスタチックコンバータに関し、特にマルチ
システムチップに好適に集積されるコンバータに関す
る。
るＤＣ−ＤＣスタチックコンバータに関し、特にマルチ
システムチップに好適に集積されるコンバータに関す
る。
【０００２】
【従来技術及びその問題点】電子システムでは、安定化
されあるいはされていないサプライバスのＤＣ電圧（Ｖ
ＣＣ）より高い値の安定化したＤＣ電圧を利用できるよ
うにすることがしばしば必要となる。この目的のために
は、特別な電圧ブーストコンバータ回路を使用し、この
パワー回路は、ＤＣサプライバスに接続されかつ充電す
るためにローサイドドライバ（スイッチ）により駆動さ
れるインダクタ、スイッチを通しての巡回する接地の間
にインダクタ中に貯蔵されるエネルギを放電するための
再循環ダイオード、及び出力ノードとグラウンド間に接
続されたフィルタキャパシタを含んで成っている。出力
ノードの電圧のコントロール及び調節は、スイッチのタ
ーンオン及びターンオフをコントロールするコントロー
ル回路により行なわれる。
されあるいはされていないサプライバスのＤＣ電圧（Ｖ
ＣＣ）より高い値の安定化したＤＣ電圧を利用できるよ
うにすることがしばしば必要となる。この目的のために
は、特別な電圧ブーストコンバータ回路を使用し、この
パワー回路は、ＤＣサプライバスに接続されかつ充電す
るためにローサイドドライバ（スイッチ）により駆動さ
れるインダクタ、スイッチを通しての巡回する接地の間
にインダクタ中に貯蔵されるエネルギを放電するための
再循環ダイオード、及び出力ノードとグラウンド間に接
続されたフィルタキャパシタを含んで成っている。出力
ノードの電圧のコントロール及び調節は、スイッチのタ
ーンオン及びターンオフをコントロールするコントロー
ル回路により行なわれる。
【０００３】他の用途では、パワーサプライラインに存
在する安定化した又は安定化していないＤＣ電圧より小
さい安定化したＤＣ電圧の利用が必要になることがあ
る。この場合、例えば所謂バックコンバータであるステ
ップダウンＤＣ−ＤＣコンバータが使用される。これら
のコンバータ回路に関する文献が多くかつ周知である。
ケイス・ビリング著「スイッチ・モード・パワー・サプ
ライ・ハンドブック」は「ＤＣ−ＤＣスイッチング・レ
ギュレータ」と題する20章にこれらの回路の幅広い概説
を含んでいる。
在する安定化した又は安定化していないＤＣ電圧より小
さい安定化したＤＣ電圧の利用が必要になることがあ
る。この場合、例えば所謂バックコンバータであるステ
ップダウンＤＣ−ＤＣコンバータが使用される。これら
のコンバータ回路に関する文献が多くかつ周知である。
ケイス・ビリング著「スイッチ・モード・パワー・サプ
ライ・ハンドブック」は「ＤＣ−ＤＣスイッチング・レ
ギュレータ」と題する20章にこれらの回路の幅広い概説
を含んでいる。
【０００４】これらのコンバータ回路のコントロールシ
ステムは、ローカルオシレータにより確立され又は一般
的なシステムのクロック周波数から誘導され（ＰＷＭコ
ントロールシステムである）又は出力電圧の関数である
タイミング周波数で駆動されるパワースイッチのスイッ
チングのデューティサイクルの調節に基礎を置いてい
る。コンバータの動作のモードは連続でも不連続でも良
い。動作の連続モードでは、インダクタは常に電流と交
差し、つまりスイッチが、放電（再循環）ダイオードを
通してのユーザー回路へのインダクタンスの放電電流が
零になる前に、電流の方向を変える。逆に動作の不連続
モードでは、スイッチはインダクタンスの放電電流が零
になった後のみに再度作動する。
ステムは、ローカルオシレータにより確立され又は一般
的なシステムのクロック周波数から誘導され（ＰＷＭコ
ントロールシステムである）又は出力電圧の関数である
タイミング周波数で駆動されるパワースイッチのスイッ
チングのデューティサイクルの調節に基礎を置いてい
る。コンバータの動作のモードは連続でも不連続でも良
い。動作の連続モードでは、インダクタは常に電流と交
差し、つまりスイッチが、放電（再循環）ダイオードを
通してのユーザー回路へのインダクタンスの放電電流が
零になる前に、電流の方向を変える。逆に動作の不連続
モードでは、スイッチはインダクタンスの放電電流が零
になった後のみに再度作動する。
【０００５】一般に動作の連続モードは、比較的高いパ
ワーシステムの場合、又は安定化した出力電圧の残留
「リプル」を最小にすること及びスイッチングにより生
ずる電磁気的乱れの強度を可能な限り低く維持すること
が重要な場合に、好ましい。動作の不連続モードは、そ
れが遙かに簡単なコントロール回路のみを必要とするた
め、比較的低いパワーシステムでしばしば好ましい。
ワーシステムの場合、又は安定化した出力電圧の残留
「リプル」を最小にすること及びスイッチングにより生
ずる電磁気的乱れの強度を可能な限り低く維持すること
が重要な場合に、好ましい。動作の不連続モードは、そ
れが遙かに簡単なコントロール回路のみを必要とするた
め、比較的低いパワーシステムでしばしば好ましい。
【０００６】不連続モードで使用されるこの最後のタイ
プのコンバータは複雑な電子システムを含む「マクロチ
ップ」中に又はシステムとともに集積されるようになっ
ている。これらの重要な用途の分野では、例えばインダ
クタ、出力バッファ（フィルタ）キャパシタ及びコント
ロールループの最終的な安定化ネットワークのような集
積回路に対して必然的に外部素子となる素子間の接続用
のコンバータ回路で要求される集積デバイスのピン又は
リードを最小とする必要がある。更に比較的高いパラス
チックな直列抵抗及び低飽和電流を有する「チップ−イ
ンダクタ」の形態のミニチュア外部インダクタの使用
は、比較的低いサプライ電圧で機能する回路の場合に、
電流ピークの不十分な制限のため、擬似スタートアップ
及び／又は危険な状態を生じさせることがある。
プのコンバータは複雑な電子システムを含む「マクロチ
ップ」中に又はシステムとともに集積されるようになっ
ている。これらの重要な用途の分野では、例えばインダ
クタ、出力バッファ（フィルタ）キャパシタ及びコント
ロールループの最終的な安定化ネットワークのような集
積回路に対して必然的に外部素子となる素子間の接続用
のコンバータ回路で要求される集積デバイスのピン又は
リードを最小とする必要がある。更に比較的高いパラス
チックな直列抵抗及び低飽和電流を有する「チップ−イ
ンダクタ」の形態のミニチュア外部インダクタの使用
は、比較的低いサプライ電圧で機能する回路の場合に、
電流ピークの不十分な制限のため、擬似スタートアップ
及び／又は危険な状態を生じさせることがある。
【０００７】一般に、これらのコンバータのコントロー
ル及び調節回路は、出力ノードに存在する電圧を参照電
圧と比較し、かつコンバータの出力パワートランジスタ
のターンオン及びターンオフをコントロールする（イン
ダクタをグラウンドに間歇的に接続するためにスイッチ
の開閉を行なう）コンパレータの入力である増幅された
エラーシグナルを発生させられるエラー増幅器（Ｅ／
Ａ）を含んで成る。エラー増幅器のつまり調節ループ中
の高いゲイン段の使用は、安定化ネットワークを使用す
る必要性を決定し、これは集積回路の専用ピン又はリー
ドを通してエラー増幅器の出力ノードへのアクセスを必
要とすることがある。複雑なマクロチップでは、必要と
されるピンの数はピンの制限された全体的利用性とコン
パチブルでない。他方、外部素子の使用の代替手段のの
集積安定化ネットワークの実現は、かなりの集積エリア
を必要とする複雑な回路の集積を要求する。
ル及び調節回路は、出力ノードに存在する電圧を参照電
圧と比較し、かつコンバータの出力パワートランジスタ
のターンオン及びターンオフをコントロールする（イン
ダクタをグラウンドに間歇的に接続するためにスイッチ
の開閉を行なう）コンパレータの入力である増幅された
エラーシグナルを発生させられるエラー増幅器（Ｅ／
Ａ）を含んで成る。エラー増幅器のつまり調節ループ中
の高いゲイン段の使用は、安定化ネットワークを使用す
る必要性を決定し、これは集積回路の専用ピン又はリー
ドを通してエラー増幅器の出力ノードへのアクセスを必
要とすることがある。複雑なマクロチップでは、必要と
されるピンの数はピンの制限された全体的利用性とコン
パチブルでない。他方、外部素子の使用の代替手段のの
集積安定化ネットワークの実現は、かなりの集積エリア
を必要とする複雑な回路の集積を要求する。
【０００８】モトローラ社の集積デバイスＭＣ３４０６
３では異なったアプローチが使用される。この既知の市
販デバイスによると、コンバータのコントロール回路は
エラー増幅器を使用しない。勿論スイッチングトランジ
スタのターンオフフェーズ（インダクタの充電フェー
ズ）の間の不連続モードで動作するコンバータでは、出
力キャパシタが放電するという事実の観点から、スイッ
チングトランジスタのターンオフが、回路の出力電圧を
モニタするコンパレータによりコントロールされること
ができない。実際、コンパレータは、出力トランジスタ
のターンオフを独占的にコントロールし、一方そのター
ンオフは他の手段によりコントロールされなければなら
ない。ＭＣ３４０６３集積回路では、出力スイッチング
トランジスタは、この目的専用の発振器を使用すること
により、ターンオフする。
３では異なったアプローチが使用される。この既知の市
販デバイスによると、コンバータのコントロール回路は
エラー増幅器を使用しない。勿論スイッチングトランジ
スタのターンオフフェーズ（インダクタの充電フェー
ズ）の間の不連続モードで動作するコンバータでは、出
力キャパシタが放電するという事実の観点から、スイッ
チングトランジスタのターンオフが、回路の出力電圧を
モニタするコンパレータによりコントロールされること
ができない。実際、コンパレータは、出力トランジスタ
のターンオフを独占的にコントロールし、一方そのター
ンオフは他の手段によりコントロールされなければなら
ない。ＭＣ３４０６３集積回路では、出力スイッチング
トランジスタは、この目的専用の発振器を使用すること
により、ターンオフする。
【０００９】ＭＣ３４０６３で適用したアプローチは動
作の不連続モードを保証しない、つまり出力スイッチン
グトランジスタへのターンオンの（出力パワースイッチ
が閉じる）前に、インダクタの放電電流が零になること
がある。その結果、不規則な電流波がインダクタ中に生
じ、安定化した出力電圧の乱れに対する過度の鋭敏さ、
そしてより一般的にはインダクタを流れる電流及び安定
化した出力電圧での決まられるリプルが起こる。
作の不連続モードを保証しない、つまり出力スイッチン
グトランジスタへのターンオンの（出力パワースイッチ
が閉じる）前に、インダクタの放電電流が零になること
がある。その結果、不規則な電流波がインダクタ中に生
じ、安定化した出力電圧の乱れに対する過度の鋭敏さ、
そしてより一般的にはインダクタを流れる電流及び安定
化した出力電圧での決まられるリプルが起こる。
【００１０】
【発明の構成】不連続モードで機能し、専用ピンの数を
最小にすることによりチップ上へのその集積を簡略化
し、かつローカルオシレータの（又はチップ内で使用で
きるクロック周波数の周波数ディバイダ回路の）使用を
要求することなく、かつ比較的低いサプライ電圧及で及
び比較的高い直列抵抗を有する外部インダクタとコンパ
チブルであり、変換効率を最適化するために電界効果タ
イプの出力スイッチングトランジスタの使用を許容する
コンバータは必要又は有用である。
最小にすることによりチップ上へのその集積を簡略化
し、かつローカルオシレータの（又はチップ内で使用で
きるクロック周波数の周波数ディバイダ回路の）使用を
要求することなく、かつ比較的低いサプライ電圧及で及
び比較的高い直列抵抗を有する外部インダクタとコンパ
チブルであり、変換効率を最適化するために電界効果タ
イプの出力スイッチングトランジスタの使用を許容する
コンバータは必要又は有用である。
【００１１】これらの全ての目的は、予めセットされ実
質的に一定の導電インターバルのスイッチング出力トラ
ンジスタを中心とするコンバータにより満足され、該ト
ランジスタは、スイッチングパワートランジスタを通る
電流（つまりインダクタの充電電流）及びインダクタの
放電電流の両者をモニタできる回路、及びコンバータの
不連続モード動作を保証する論理回路を使用する。これ
らの基準は、ローカルオシレータ又はシステムのクロッ
ク周波数の周波数ディバイダの必要性だけでなく、コン
トロールループの必要な安定化を実現するためにその出
力にアクセスすることが必要となるエラー増幅器の必要
性を回避する。
質的に一定の導電インターバルのスイッチング出力トラ
ンジスタを中心とするコンバータにより満足され、該ト
ランジスタは、スイッチングパワートランジスタを通る
電流（つまりインダクタの充電電流）及びインダクタの
放電電流の両者をモニタできる回路、及びコンバータの
不連続モード動作を保証する論理回路を使用する。これ
らの基準は、ローカルオシレータ又はシステムのクロッ
ク周波数の周波数ディバイダの必要性だけでなく、コン
トロールループの必要な安定化を実現するためにその出
力にアクセスすることが必要となるエラー増幅器の必要
性を回避する。
【００１２】本発明の第１の態様によると、ターンオフ
シグナルが、出力パワースイッチに存在する電圧のコン
パレータを使用することにより発生する。これは、出力
パワートランジスタと直列の感知抵抗の使用を回避す
る。出力スイッチングトランジスタの駆動フリップフロ
ップの出力及び論理コントロール回路の入力間で遅れネ
ットワーク、あるいはＯＦＦフェーズの間に出力スイッ
チングトランジスタの電圧をマスクするための異なった
配置を使用すると、以下の本明細書の説明で明らかにな
るように、その電流ターミナルを通る電圧が参照電圧を
越えていなくても出力スイッチングトランジスタが新た
にターンオンする。本発明の他の態様によると、出力パ
ワートランジスタと意図的に直列接続した感知抵抗の電
圧をモニタするコンパレータを使用することにより、出
力スイッチのターンオフシグナルが得られる。
シグナルが、出力パワースイッチに存在する電圧のコン
パレータを使用することにより発生する。これは、出力
パワートランジスタと直列の感知抵抗の使用を回避す
る。出力スイッチングトランジスタの駆動フリップフロ
ップの出力及び論理コントロール回路の入力間で遅れネ
ットワーク、あるいはＯＦＦフェーズの間に出力スイッ
チングトランジスタの電圧をマスクするための異なった
配置を使用すると、以下の本明細書の説明で明らかにな
るように、その電流ターミナルを通る電圧が参照電圧を
越えていなくても出力スイッチングトランジスタが新た
にターンオンする。本発明の他の態様によると、出力パ
ワートランジスタと意図的に直列接続した感知抵抗の電
圧をモニタするコンパレータを使用することにより、出
力スイッチのターンオフシグナルが得られる。
【００１３】実際には、１種類の又は他の態様の選択
は、コンバータを使用する特定の条件により決定され
る。例えば、類似の電流取扱い能力のバイポーラトラン
ジスタと比較してＭＯＳトランジスタの固有のより低い
ＲON抵抗を実現し更に飽和せずより短いターンオン及び
ターンオフ時間を許容することによりエネルギロスを減
少させるために、出力パワースイッチが、バイポーラト
ランジスタの形態ではなくむしろＭＯＳトランジスタの
形態で実現される場合には、特別に低いサプライ電圧Ｖ
ＣＣ（例えば３Ｖ前後）の存在は、不安定なスタートア
ップ条件を生じさせる。これらの場合には、出力ＭＯＳ
トランジスタのソースと直列の感知抵抗が存在しない
と、比較的低いサプライ電圧でもスタートアップ条件が
大きく改良される。いずれの場合でも、本発明の回路は
実質的に、それらの出力シグナルが駆動フリップフロッ
プをコントロールする論理回路により取り扱われる３個
のコンパレータを使用する。実質的に本発明のコンパレ
ータで要求されるピンはインダクタと出力フィルタキャ
パシタを接続するために必要なピンのみである。
は、コンバータを使用する特定の条件により決定され
る。例えば、類似の電流取扱い能力のバイポーラトラン
ジスタと比較してＭＯＳトランジスタの固有のより低い
ＲON抵抗を実現し更に飽和せずより短いターンオン及び
ターンオフ時間を許容することによりエネルギロスを減
少させるために、出力パワースイッチが、バイポーラト
ランジスタの形態ではなくむしろＭＯＳトランジスタの
形態で実現される場合には、特別に低いサプライ電圧Ｖ
ＣＣ（例えば３Ｖ前後）の存在は、不安定なスタートア
ップ条件を生じさせる。これらの場合には、出力ＭＯＳ
トランジスタのソースと直列の感知抵抗が存在しない
と、比較的低いサプライ電圧でもスタートアップ条件が
大きく改良される。いずれの場合でも、本発明の回路は
実質的に、それらの出力シグナルが駆動フリップフロッ
プをコントロールする論理回路により取り扱われる３個
のコンパレータを使用する。実質的に本発明のコンパレ
ータで要求されるピンはインダクタと出力フィルタキャ
パシタを接続するために必要なピンのみである。
【００１４】添付図面を参照しながら行う引き続く本発
明の重要な態様の説明により本発明異なった態様及び利
点は更に良好に理解されるであろう。図１は第１の態様
による本発明のコンバータの基本的なダイアグラムを示
す。図２は代替態様によるコンバータのダイアグラムを
示す。図３は更に他の態様によるコンバータのダイアグ
ラムを示す。図４は図３の基本的ダイアグラムにより形
成されたコンバータの電気的ダイアグラムを示す。図５
は本発明により形成されたステップダウン（バック）コ
ンバータの基本的なダイアグラムを示す。
明の重要な態様の説明により本発明異なった態様及び利
点は更に良好に理解されるであろう。図１は第１の態様
による本発明のコンバータの基本的なダイアグラムを示
す。図２は代替態様によるコンバータのダイアグラムを
示す。図３は更に他の態様によるコンバータのダイアグ
ラムを示す。図４は図３の基本的ダイアグラムにより形
成されたコンバータの電気的ダイアグラムを示す。図５
は本発明により形成されたステップダウン（バック）コ
ンバータの基本的なダイアグラムを示す。
【００１５】全ての図面で、コンバータのパワー回路は
対応する電気的経路を実線で示すことにより明瞭にして
ある。図に示した殆どの態様は電圧ブーストコンバータ
を示している。しかし当業者には明らかなように、動作
の不連続モード用の本発明の調節及びコントロール回路
は、例えばバックコンバータのようなステップダウンコ
ンバータでも使用できる。本発明のコントロール回路の
このような異なった応用例は図５に概略的に示してあ
る。
対応する電気的経路を実線で示すことにより明瞭にして
ある。図に示した殆どの態様は電圧ブーストコンバータ
を示している。しかし当業者には明らかなように、動作
の不連続モード用の本発明の調節及びコントロール回路
は、例えばバックコンバータのようなステップダウンコ
ンバータでも使用できる。本発明のコントロール回路の
このような異なった応用例は図５に概略的に示してあ
る。
【００１６】回路のスタートアップ後である図１を参照
すると、出力パワートランジスタＭ1 （機能的コンバー
タ回路の出力パワースイッチ）が導電し、インダクタＬ
EXTが充電し、前記トランジスタＭ1 のドレーンノード
の電圧ＶD は次の式で与えられる。 ＶD ＝ＲONＩL この電圧ＶD はコンパレータＣ２の非反転入力で感知さ
れる。
すると、出力パワートランジスタＭ1 （機能的コンバー
タ回路の出力パワースイッチ）が導電し、インダクタＬ
EXTが充電し、前記トランジスタＭ1 のドレーンノード
の電圧ＶD は次の式で与えられる。 ＶD ＝ＲONＩL この電圧ＶD はコンパレータＣ２の非反転入力で感知さ
れる。
【００１７】Ｍ1 を通る電流が増加すると、電圧ＶD が
増加し、該電圧が電圧ＶREF2に達するとコンパレータＣ
２はその出力を「０」から「１」に切替え、これにより
論理コントロール回路（ＬＯＧＩＣ）のそれぞれの入力
を「１」にする。ＡＮＤゲート（その入力Ａも論理
「１」である）の入力Ｂの論理「１」の存在は、論理回
路の出力コンフィギュレーションを決定し、駆動フリッ
プフロップ（ＦＦ）のセット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）
入力をそれぞれ「０」及び「１」にする。これはＦＦの
入力Ｑの「０」へのスイッチングを生じさせ、Ｍ1 をタ
ーンオフにする。このダイアグラムには駆動バッファ段
（Ｂ）も示されている。
増加し、該電圧が電圧ＶREF2に達するとコンパレータＣ
２はその出力を「０」から「１」に切替え、これにより
論理コントロール回路（ＬＯＧＩＣ）のそれぞれの入力
を「１」にする。ＡＮＤゲート（その入力Ａも論理
「１」である）の入力Ｂの論理「１」の存在は、論理回
路の出力コンフィギュレーションを決定し、駆動フリッ
プフロップ（ＦＦ）のセット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）
入力をそれぞれ「０」及び「１」にする。これはＦＦの
入力Ｑの「０」へのスイッチングを生じさせ、Ｍ1 をタ
ーンオフにする。このダイアグラムには駆動バッファ段
（Ｂ）も示されている。
【００１８】この時点で、インダクタＬEXT の電圧はそ
の符号を反転させ、インダクダンスに蓄えられたエネル
ギが、放電ダイオードＤを通して、出力キャパシタＣ
EXT 及び最終的な負荷（図示略）に放電する。Ｒ2 での
電圧降下の形態としてＲ1 、Ｔ2 及びＲ2 によりモニタ
される放電ダイオードＤを通る電流の経路は、第３のコ
ンパレータＣ３で感知され、該コンパレータの出力は
「１」にスイッチングすることにより電流経路を明らか
にし、これによりコントロール論理回路の入力Ｃを通し
て駆動フリップフロップＦＦのセット（Ｓ）入力の」
０」を確認し、かつインダクタの放電電流が持続される
限りＭ1 のターンオンを防止する。
の符号を反転させ、インダクダンスに蓄えられたエネル
ギが、放電ダイオードＤを通して、出力キャパシタＣ
EXT 及び最終的な負荷（図示略）に放電する。Ｒ2 での
電圧降下の形態としてＲ1 、Ｔ2 及びＲ2 によりモニタ
される放電ダイオードＤを通る電流の経路は、第３のコ
ンパレータＣ３で感知され、該コンパレータの出力は
「１」にスイッチングすることにより電流経路を明らか
にし、これによりコントロール論理回路の入力Ｃを通し
て駆動フリップフロップＦＦのセット（Ｓ）入力の」
０」を確認し、かつインダクタの放電電流が持続される
限りＭ1 のターンオンを防止する。
【００１９】Ｍ1 のターンオフ後にパワースイッチと直
列接続した感知抵抗がないことを特徴とするこの態様に
よると、ＶD の電圧は参照電圧ＶREF2より高く維持さ
れ、従ってコンパレータＣ２の出力は高く（「１」に）
維持される。Ｍ1 の再度のターンオンは、コンパレータ
Ｃ２によりコマンドされコンパレータＣ３により確認さ
れる、Ｍ1 のＯＦＦフェーズの間に比較的高いＶD のＭ
1 の持続を「マスク」することにより可能になる。
列接続した感知抵抗がないことを特徴とするこの態様に
よると、ＶD の電圧は参照電圧ＶREF2より高く維持さ
れ、従ってコンパレータＣ２の出力は高く（「１」に）
維持される。Ｍ1 の再度のターンオンは、コンパレータ
Ｃ２によりコマンドされコンパレータＣ３により確認さ
れる、Ｍ1 のＯＦＦフェーズの間に比較的高いＶD のＭ
1 の持続を「マスク」することにより可能になる。
【００２０】Ｍ1 のＯＦＦフェーズの間のコンパレータ
Ｃ２の出力で持続している論理「１」（コントロール論
理回路のＡＮＤゲートの入力Ｂにも存在する）の「マス
キング」は、フリップフロップＦＦのＱ出力とコントロ
ール論理回路のＡ入力間に機能的に接続された好適なＤ
ＥＬＡＹ回路により構成されるフィードバックラインを
使用することに行なうことができる。該遅れ（ＤＥＬＡ
Ｙ）回路は、図１の例に示したように、カスケード接続
の２個のインバータと該インバータを通して充電され放
電されるキャパシタンスから構成される。駆動フリップ
フロップＦＦの出力Ｑの「０」へのスイッチング（Ｍ1
のターンオフ）の後の予備設定された遅れ時間の後に、
入力Ａを通して、ＡＮＤゲートの出力従ってＦＦのリセ
ット入力Ｒ及びＮＯＲゲートの対応する入力が「０」に
される。前記遅れは、Ｍ1 の完全なターンオフ、及びコ
ンパレータＣ３によるフリップフロップＦＦのセット入
力（Ｓ）の「０」状態の確認が確保するために十分なよ
うに設定される。
Ｃ２の出力で持続している論理「１」（コントロール論
理回路のＡＮＤゲートの入力Ｂにも存在する）の「マス
キング」は、フリップフロップＦＦのＱ出力とコントロ
ール論理回路のＡ入力間に機能的に接続された好適なＤ
ＥＬＡＹ回路により構成されるフィードバックラインを
使用することに行なうことができる。該遅れ（ＤＥＬＡ
Ｙ）回路は、図１の例に示したように、カスケード接続
の２個のインバータと該インバータを通して充電され放
電されるキャパシタンスから構成される。駆動フリップ
フロップＦＦの出力Ｑの「０」へのスイッチング（Ｍ1
のターンオフ）の後の予備設定された遅れ時間の後に、
入力Ａを通して、ＡＮＤゲートの出力従ってＦＦのリセ
ット入力Ｒ及びＮＯＲゲートの対応する入力が「０」に
される。前記遅れは、Ｍ1 の完全なターンオフ、及びコ
ンパレータＣ３によるフリップフロップＦＦのセット入
力（Ｓ）の「０」状態の確認が確保するために十分なよ
うに設定される。
【００２１】コンパレータＣ１の非反転入力でモニタさ
れる出力電圧が参照電圧ＶREF1に維持されるかそれより
低くなると、コントロール論理回路の入力ＥＮにつまり
ＮＯＲゲートの入力に接続されたコンパレータＣ１の出
力が「０」になる。従ってＦＦのセット入力Ｓが「１」
に切替えられ出力Ｑもそのようになり、これによりＭ1
が再度ターンオンされる。遅れ時間の後に、ＡＮＤゲー
トの入力Ａも「１」になるが、暫くは電圧ＶD はＶREF2
未満に落ち、従って入力Ｂは「０」になり、ＦＦのリセ
ットターミナルＲに接続されたＡＮＤゲートの出力は
「０」に維持され、従ってＭ1 はＯＮ状態に維持され
る。
れる出力電圧が参照電圧ＶREF1に維持されるかそれより
低くなると、コントロール論理回路の入力ＥＮにつまり
ＮＯＲゲートの入力に接続されたコンパレータＣ１の出
力が「０」になる。従ってＦＦのセット入力Ｓが「１」
に切替えられ出力Ｑもそのようになり、これによりＭ1
が再度ターンオンされる。遅れ時間の後に、ＡＮＤゲー
トの入力Ａも「１」になるが、暫くは電圧ＶD はＶREF2
未満に落ち、従って入力Ｂは「０」になり、ＦＦのリセ
ットターミナルＲに接続されたＡＮＤゲートの出力は
「０」に維持され、従ってＭ1 はＯＮ状態に維持され
る。
【００２２】入力Ａの「１」から「０」への切替えの遅
れは、その再度のターンオンの瞬間のＭ1 のドレーン電
圧ＶD で起こることのある振動をマスキングすることを
許容し、従って予期されるターンオフ及び起こり得る多
数の擬似スイッチングを防止する。誤ったスイッチング
は一般にコンバータの動作に悪影響を与えないが、電力
消費を増加させる原因となり、この理由のため避けるこ
とが好都合である。出力スイッチングトランジスタのオ
フフェーズ間に該トランジスタのＶD ノードの比較的高
い電圧シグナルの持続を効果的にマスキングする同じ結
果を達成するために、図１に示された態様のように、Ａ
ＮＤゲート及び好適に遅れたフィードバックシグナルを
使用する代わりに、コンパレータＣ２の非反転入力をグ
ラウンドへスイッチングするために、駆動フリップフロ
ップＦＦの出力Ｑに存在する同じ駆動論理シグナルを使
用できる。
れは、その再度のターンオンの瞬間のＭ1 のドレーン電
圧ＶD で起こることのある振動をマスキングすることを
許容し、従って予期されるターンオフ及び起こり得る多
数の擬似スイッチングを防止する。誤ったスイッチング
は一般にコンバータの動作に悪影響を与えないが、電力
消費を増加させる原因となり、この理由のため避けるこ
とが好都合である。出力スイッチングトランジスタのオ
フフェーズ間に該トランジスタのＶD ノードの比較的高
い電圧シグナルの持続を効果的にマスキングする同じ結
果を達成するために、図１に示された態様のように、Ａ
ＮＤゲート及び好適に遅れたフィードバックシグナルを
使用する代わりに、コンパレータＣ２の非反転入力をグ
ラウンドへスイッチングするために、駆動フリップフロ
ップＦＦの出力Ｑに存在する同じ駆動論理シグナルを使
用できる。
【００２３】この代替態様が図２に概略的に示されてい
る。この態様によると、コンパレータＣ２の非反転入力
は、出力トランジスタＭ1 が導電しているときは、該ト
ランジスタのドレーンノードにスイッチされる。電圧Ｖ
D が参照電圧ＶREF2より高くなったときは、コンパレー
タが「１」に切り換える。駆動フリップフロップＦＦの
出力Ｑが「０」にスイッチされると、トランジスタＭ1
がターンオフになり、同時にスイッチＳＷを駆動してコ
ンパレータＣ２の非反転入力をグラウンドへスイッチす
る。ある遅れの後に、これはコンパレータＣ２の新たな
変化の状態を生じさせ、これは、他のコントロールシグ
ナルＥＮ及びＣの状態に応じて、出力トランジスタＭ1
の再度のターンオンを最終的に許容する。
る。この態様によると、コンパレータＣ２の非反転入力
は、出力トランジスタＭ1 が導電しているときは、該ト
ランジスタのドレーンノードにスイッチされる。電圧Ｖ
D が参照電圧ＶREF2より高くなったときは、コンパレー
タが「１」に切り換える。駆動フリップフロップＦＦの
出力Ｑが「０」にスイッチされると、トランジスタＭ1
がターンオフになり、同時にスイッチＳＷを駆動してコ
ンパレータＣ２の非反転入力をグラウンドへスイッチす
る。ある遅れの後に、これはコンパレータＣ２の新たな
変化の状態を生じさせ、これは、他のコントロールシグ
ナルＥＮ及びＣの状態に応じて、出力トランジスタＭ1
の再度のターンオンを最終的に許容する。
【００２３】出力スイッチＭ1 に直列接続された感知抵
抗を、コンパレータＣ２の非反転入力に印加されるシグ
ナルの誘導のために使用すると、上述のマスキング配置
は明らかに不要である。本発明のこの代替態様が図３に
示されている。図示の例ではバイポーラ出力トランジス
タＴ1 が使用され、かつ感知抵抗Ｒｓがそのエミッタと
直列に接続されている。本発明の回路のこの代替態様に
よると、コンパレータＣ２が感知抵抗Ｒｓの電圧をモニ
タし、従って出力トランジスタＴ1 がオフの場合はコン
パレータＣ２の非反転入力は「０」であり、従って出力
トランジスタのターンオンを許容するための遅れを有す
るフィードバックラインの必要性をなくす。
抗を、コンパレータＣ２の非反転入力に印加されるシグ
ナルの誘導のために使用すると、上述のマスキング配置
は明らかに不要である。本発明のこの代替態様が図３に
示されている。図示の例ではバイポーラ出力トランジス
タＴ1 が使用され、かつ感知抵抗Ｒｓがそのエミッタと
直列に接続されている。本発明の回路のこの代替態様に
よると、コンパレータＣ２が感知抵抗Ｒｓの電圧をモニ
タし、従って出力トランジスタＴ1 がオフの場合はコン
パレータＣ２の非反転入力は「０」であり、従って出力
トランジスタのターンオンを許容するための遅れを有す
るフィードバックラインの必要性をなくす。
【００２４】実際インダクタが充電されると、コンパレ
ータＣ２の出力は「０」に切り換えられ、従ってこの態
様ではコントロール論理回路を構成する単一のＮＯＲゲ
ートが両者とも「０」である入力Ａ／Ｂ及びＣを有して
いる。これは、入力ＥＮも「０」になるときにも出力ト
ランジスタＴ1 を再度ターンオンすることを許容する。
勿論ステップダウンコンバータの場合には、感知抵抗は
図３のブーストコンバータのようにそのエミッタの代わ
りにコレクタＴ1 に直列接続される。
ータＣ２の出力は「０」に切り換えられ、従ってこの態
様ではコントロール論理回路を構成する単一のＮＯＲゲ
ートが両者とも「０」である入力Ａ／Ｂ及びＣを有して
いる。これは、入力ＥＮも「０」になるときにも出力ト
ランジスタＴ1 を再度ターンオンすることを許容する。
勿論ステップダウンコンバータの場合には、感知抵抗は
図３のブーストコンバータのようにそのエミッタの代わ
りにコレクタＴ1 に直列接続される。
【００２５】コントロール回路の実現のいずれの形態で
も、コントロール論理回路の入力ＥＮは、電圧ディバイ
ダＲA 及びＲB を通して出力電圧ＶOUT をモニタするコ
ンパレータＣ１の出力により駆動される。実際には出力
電圧ＶOUT が参照電圧ＶREF1によりセットされる値より
高く維持される限り、出力トランジスタ（Ｍ1 又は
Ｔ1 ）のターンオンは全ての場合に防止され、Ｃ１の出
力が「０」に切り換えられ駆動フリップフロップＦＦの
セット入力（Ｓ）が「１」に切り換えられ、従って出力
Ｑが「１」に切り換えられるときに再度使用可能にな
る。不連続モードでは、Ｍ1 のターンオンはインダクタ
の再度の充電を生じさせ、これにより迅速なターンオン
及びターンオフの新たなフェーズ（つまりバースト）が
開始される。
も、コントロール論理回路の入力ＥＮは、電圧ディバイ
ダＲA 及びＲB を通して出力電圧ＶOUT をモニタするコ
ンパレータＣ１の出力により駆動される。実際には出力
電圧ＶOUT が参照電圧ＶREF1によりセットされる値より
高く維持される限り、出力トランジスタ（Ｍ1 又は
Ｔ1 ）のターンオンは全ての場合に防止され、Ｃ１の出
力が「０」に切り換えられ駆動フリップフロップＦＦの
セット入力（Ｓ）が「１」に切り換えられ、従って出力
Ｑが「１」に切り換えられるときに再度使用可能にな
る。不連続モードでは、Ｍ1 のターンオンはインダクタ
の再度の充電を生じさせ、これにより迅速なターンオン
及びターンオフの新たなフェーズ（つまりバースト）が
開始される。
【００２６】擬似振動を生じさせる高レベルの電磁気的
乱れの存在するシステムの完全な安定性を確保するため
に、コンパレータＣ１はある種のヒステレシスを有する
ようにすることは都合の良いことである。更に、コンパ
レータＣ１の参照電圧ＶREF1は一定でもサプライ電圧
（ＶＣＣ＋ΔＶ）とともに変化しても良く、ここでΔＶ
は出力ＭＯＳトランジスタを使用するハイサイドドライ
バ用として必要な過電圧である。これにより、一定の
（安定した）出力電圧を有する電圧ブーストコンバータ
に代えて、特殊な用途でしばしば必要とされるサプライ
電圧とある予備設定された過電圧の合計と等しい出力電
圧を与えるために適した電圧ブーストコンバータが実現
できる。これは、付加的なクランプ回路を不要にすると
いう利点を有する。
乱れの存在するシステムの完全な安定性を確保するため
に、コンパレータＣ１はある種のヒステレシスを有する
ようにすることは都合の良いことである。更に、コンパ
レータＣ１の参照電圧ＶREF1は一定でもサプライ電圧
（ＶＣＣ＋ΔＶ）とともに変化しても良く、ここでΔＶ
は出力ＭＯＳトランジスタを使用するハイサイドドライ
バ用として必要な過電圧である。これにより、一定の
（安定した）出力電圧を有する電圧ブーストコンバータ
に代えて、特殊な用途でしばしば必要とされるサプライ
電圧とある予備設定された過電圧の合計と等しい出力電
圧を与えるために適した電圧ブーストコンバータが実現
できる。これは、付加的なクランプ回路を不要にすると
いう利点を有する。
【００２７】本発明の回路の一態様が図４に示されてい
る。回路のスタートアップ後に、出力トランジスタＭ1
を導電状態に駆動することが、コンバータのこのスター
トアップフェーズでサプライ電圧ＶＣＣを使用して、ダ
イオードＤ2 及びトランジスタＭ4 を使用することによ
り確保される。多くの場合、サプライ電圧ＶＣＣに等し
いゲート電圧（比較的低く例えば３〜４Ｖである）での
Ｍ1 の駆動は、出力ＭＯＳトランジスタＭ1 の低ＯＮ抵
抗を確保するために満足できるものではなく、これはそ
の内部抵抗を大きく減少させるために少なくとも10Ｖの
ゲート電圧を必要とする。
る。回路のスタートアップ後に、出力トランジスタＭ1
を導電状態に駆動することが、コンバータのこのスター
トアップフェーズでサプライ電圧ＶＣＣを使用して、ダ
イオードＤ2 及びトランジスタＭ4 を使用することによ
り確保される。多くの場合、サプライ電圧ＶＣＣに等し
いゲート電圧（比較的低く例えば３〜４Ｖである）での
Ｍ1 の駆動は、出力ＭＯＳトランジスタＭ1 の低ＯＮ抵
抗を確保するために満足できるものではなく、これはそ
の内部抵抗を大きく減少させるために少なくとも10Ｖの
ゲート電圧を必要とする。
【００２８】他方、コンバータの出力電圧ＶＤＤは、出
力トランジスタＭ1 を過駆動するために直接使用される
ために過度に高い定常状態値用として設計される。図示
の例では、定常状態出力電圧ＶＤＤは、パワーサプライ
バスの電圧ＶＣＶ（４から12Ｖまで変化する）に予備設
定された過電圧10Ｖを加えた合計である。このタイプの
用途では、図４に示すように、本発明回路は、出力トラ
ンジスタＭ1 を過駆動するための約10Ｖの中間電圧ＶＰ
を発生させる回路ブロックを有する。実際、コンバータ
が定常状態に達した後、ダイオードＤ２は導電を停止
し、これにより出力トランジスタＭ1 の駆動段をデカッ
プリングさせ、これは専用ブロックＶＰ−ＧＥＮＥＲＡ
ＴＯＲで発生する約10Ｖの中間電圧ＶD で機能する。
力トランジスタＭ1 を過駆動するために直接使用される
ために過度に高い定常状態値用として設計される。図示
の例では、定常状態出力電圧ＶＤＤは、パワーサプライ
バスの電圧ＶＣＶ（４から12Ｖまで変化する）に予備設
定された過電圧10Ｖを加えた合計である。このタイプの
用途では、図４に示すように、本発明回路は、出力トラ
ンジスタＭ1 を過駆動するための約10Ｖの中間電圧ＶＰ
を発生させる回路ブロックを有する。実際、コンバータ
が定常状態に達した後、ダイオードＤ２は導電を停止
し、これにより出力トランジスタＭ1 の駆動段をデカッ
プリングさせ、これは専用ブロックＶＰ−ＧＥＮＥＲＡ
ＴＯＲで発生する約10Ｖの中間電圧ＶD で機能する。
【００２９】出力トランジスタＭ1 の駆動バッファは、
ＶＣＣに接続された抵抗Ｒ3 を通してバイパス電流を設
定するための第１のトランジスタＴ4 を含んでいる。電
流発振器Ｔ4 は駆動フリップフロップＦＦの出力Ｑに存
在するシグナルでコントロールされる。Ｔ4 で発生した
電流はＴ5 を通してＭ3 にそしてＭ3 からＭ4 にミラー
され、従ってＭ1 のゲートノードを充電する。フリップ
フロップＦＦの出力Ｑに存在するシグナルにより駆動さ
れるＭＯＳトランジスタＭ2 は、ターンオフ時に出力ト
ランジスタＭ1 のゲートノードのキャパシタンスを迅速
に放電する機能を有している。
ＶＣＣに接続された抵抗Ｒ3 を通してバイパス電流を設
定するための第１のトランジスタＴ4 を含んでいる。電
流発振器Ｔ4 は駆動フリップフロップＦＦの出力Ｑに存
在するシグナルでコントロールされる。Ｔ4 で発生した
電流はＴ5 を通してＭ3 にそしてＭ3 からＭ4 にミラー
され、従ってＭ1 のゲートノードを充電する。フリップ
フロップＦＦの出力Ｑに存在するシグナルにより駆動さ
れるＭＯＳトランジスタＭ2 は、ターンオフ時に出力ト
ランジスタＭ1 のゲートノードのキャパシタンスを迅速
に放電する機能を有している。
【００３０】ダイオードＤを通る電流は、ダイオードＤ
を通る電流を好適な比でトランジスタＴ2 にミラーする
ことにより感知される。電流シグナルの圧縮は好適な値
の抵抗Ｒ1 を使用することによっても増加する。Ｔ2 に
ミラーされた電流は抵抗Ｒ2で電圧シグナルに変換され
る。図４に示した例では、図１、２及び３の機能的ダイ
アグラムのコンパレータＣ３は、トランジスタＴ3 と、
インバータＩｎｖの入力ノードを充電するために適した
電流発振器から成っている。Ｔ3 がスイッチオフする
と、インバータＩｎｖの入力ノードからグラウンドへの
放電経路がブロックされる。コンバータの外部フィルタ
キャパシタＣEXT は回路のグラウンドノードには接続さ
れず、サプライノードＶＣＣに接続され、これによりタ
ーンオントランジェント時間が減少する。実際にスター
トアップ時には、この場合の出力ノードの電圧スイング
は零の値からに代えてＶＣＣからスタートする。
を通る電流を好適な比でトランジスタＴ2 にミラーする
ことにより感知される。電流シグナルの圧縮は好適な値
の抵抗Ｒ1 を使用することによっても増加する。Ｔ2 に
ミラーされた電流は抵抗Ｒ2で電圧シグナルに変換され
る。図４に示した例では、図１、２及び３の機能的ダイ
アグラムのコンパレータＣ３は、トランジスタＴ3 と、
インバータＩｎｖの入力ノードを充電するために適した
電流発振器から成っている。Ｔ3 がスイッチオフする
と、インバータＩｎｖの入力ノードからグラウンドへの
放電経路がブロックされる。コンバータの外部フィルタ
キャパシタＣEXT は回路のグラウンドノードには接続さ
れず、サプライノードＶＣＣに接続され、これによりタ
ーンオントランジェント時間が減少する。実際にスター
トアップ時には、この場合の出力ノードの電圧スイング
は零の値からに代えてＶＣＣからスタートする。
【００３１】
【発明の効果】本発明のコンバータは、専用ピンやリー
ド数を最小に抑えながら、コンバータの動作の固有の非
常に安定な不連続モードを確保することにより、比較的
簡単な回路で、上述の要求及び目的を十分に満足する。
前記回路は、固有の電流制限能力を有し、従ってソフト
−スタートデバイスを必要としない。前記回路は内部電
圧ステップアップ回路を必要とする多機能マクロチップ
内の集積に特に適している。
ド数を最小に抑えながら、コンバータの動作の固有の非
常に安定な不連続モードを確保することにより、比較的
簡単な回路で、上述の要求及び目的を十分に満足する。
前記回路は、固有の電流制限能力を有し、従ってソフト
−スタートデバイスを必要としない。前記回路は内部電
圧ステップアップ回路を必要とする多機能マクロチップ
内の集積に特に適している。
【００３２】本発明の回路は、表面への集積を可能にす
る低価格及び小ディメンジョンのため特に有利なチップ
−インダクタタイプのコイルを使用できる。これらのコ
イルは、比較的高いパラシチックな直列抵抗と比較的低
い飽和電流により特徴付けられる。固有のコントロール
されたピーク電流を有する本発明のコンバータ回路は、
このようなマクロ−コイルの使用のために特に適してい
る。本発明のコントロール及び調節回路を使用するステ
ップダウンつまり所謂バックコンバータが、図５に概略
的に示されている。コンバータ回路を構成する機能的素
子は、図１に示したブーストコンバータの場合と同じよ
うに、示されている。本発明のコントロール回路の動作
は実質的に同じであり、繰り返しの説明は不要である。
る低価格及び小ディメンジョンのため特に有利なチップ
−インダクタタイプのコイルを使用できる。これらのコ
イルは、比較的高いパラシチックな直列抵抗と比較的低
い飽和電流により特徴付けられる。固有のコントロール
されたピーク電流を有する本発明のコンバータ回路は、
このようなマクロ−コイルの使用のために特に適してい
る。本発明のコントロール及び調節回路を使用するステ
ップダウンつまり所謂バックコンバータが、図５に概略
的に示されている。コンバータ回路を構成する機能的素
子は、図１に示したブーストコンバータの場合と同じよ
うに、示されている。本発明のコントロール回路の動作
は実質的に同じであり、繰り返しの説明は不要である。
【図１】第１の態様による本発明のコンバータの基本的
なダイアグラム。
なダイアグラム。
【図２】代替態様によるコンバータのダイアグラム。
【図３】更に他の態様によるコンバータのダイアグラ
ム。
ム。
【図４】図３の基本的ダイアグラムにより形成されたコ
ンバータのダイアグラム。
ンバータのダイアグラム。
【図５】本発明により形成されたステップダウンコンバ
ータの基本的なダイアグラム。
ータの基本的なダイアグラム。
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３・・・コンバータ ＬEXT ・・・イン
ダクタ ＦＦ・・・フリップフロップ Ｄ・・・ダイオ
ード ＣEXT ・・・キャパシタ ＶREF1、ＶREF2・・・
参照電圧
ダクタ ＦＦ・・・フリップフロップ Ｄ・・・ダイオ
ード ＣEXT ・・・キャパシタ ＶREF1、ＶREF2・・・
参照電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ピエトロ・メニッティ イタリア国 ミラノ 20148 ヴィア・ド ン・グノッチ 28
Claims (14)
- 【請求項１】 充電するためにスイッチで駆動されるイ
ンダクタ、該インダクタに蓄えられたエネルギの放電用
ダイオード、及び出力ノードと一方又は他方のサプライ
レール間に接続されたキャパシタ、及び、出力電圧が参
照電圧より低いか高いにか応じてスイッチを開閉を行な
う少なくとも１個の出力電圧の第１のコンパレータ及び
前記スイッチのスイッチングをコントロールするための
手段を含んで成るパワー回路を有するＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、 前記手段が、 前記電圧が予備設定値を越えて上昇したときにターンオ
フシグナルを発生する前記スイッチを通る電圧の第２の
コンパレータ、 前記ダイオードを通る電流が零になるまで前記スイッチ
のオフ状態の確認シグナルを発生する、前記ダイオード
を通るインダクタの放電電流の第３のコンパレータ、及
び、 前記スイッチのターンオンが前記第１のコンパレータに
より可能になるまで前記ターンオフシグナルをマスクす
る手段、 を含んで成ることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項２】 前記スイッチのスイッチングをコントロ
ールする手段が、ＮＯＲゲートの出力に接続されたセッ
トターミナルを有する駆動フリップフロップを含んで成
り、前記ＮＯＲゲートが、前記第１のコンパレータの出
力に接続された第１の入力、前記第３のコンパレータの
出力に接続された第２の入力、及び前記フリップフロッ
プのリセットターミナルに及びＡＮＤゲートの出力に接
続された第３の入力を有し、更に前記ＡＮＤゲートが前
記第２のコンパレータの出力に接続された第１の入力及
びその入力が前記駆動フリップフロップの出力に接続さ
れた遅れ回路の出力に接続された第２の入力を有する請
求項１に記載のコンバータ。 - 【請求項３】 前記フリップフロップのリッセト入力に
接続された前記ＮＯＲゲートの前記第３の入力が、前記
第２のコンパレータの出力に直接接続され、かつ前記第
２のコンパレータにより発生するターンオフシグナルの
前記手段が、前記トランジスタの導電フェーズ間は、前
記第２のコンパレータの非反転入力を前記スイッチを構
成するＭＯＳトランジスタのドレーンノードにスイッチ
ングし、前記トランジスタの非導電ノードの間はグラウ
ンドノードへスイッチングする、駆動フリップフロップ
の前記出力に存在するシグナルにより駆動されるスイッ
チから成る請求項２に記載の電圧ブーストコンバータ。 - 【請求項４】 前記第１のコンパレータがヒステリシス
を有する請求項１に記載のコンバータ。 - 【請求項５】 前記スイッチがトランジスタ及び駆動バ
ッファ段により構成されている請求項１に記載のコンバ
ータ。 - 【請求項６】 前記トランジスタがＤＭＯＳトランジス
タであり、前記駆動バッファ段がサプライ電圧より高い
電圧で電力が与えられる出力段を含んで成る請求項３又
は５に記載のコンバータ。 - 【請求項７】 スタートアップトランジェントの後に、
前記より高い電圧がコンバータの出力ノードで発生する
電圧から誘導される請求項６に記載のコンバータ。 - 【請求項８】 充電するためにスイッチで駆動されるイ
ンダクタ、該インダクタに蓄えられたエネルギの放電用
ダイオード、及び出力ノードと一方又は他方のサプライ
レール間に接続されたキャパシタ、及び、出力電圧が参
照電圧より低いか高いにか応じてスイッチを開閉を行な
う少なくとも１個の出力電圧の第１のコンパレータ及び
前記スイッチのスイッチングをコントロールするための
手段を含んで成るパワー回路を有するＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、 前記手段が、 前記スイッチと直列接続された感知抵抗の電圧を参照電
圧と比較して前記スイッチのターンオン又はターンオフ
シグナルを発生させる第２のコンパレータ、 前記ダイオードを通る電流が零になるまで前記スイッチ
のターンオフ状態の確認シグナルを発生する、前記ダイ
オードを通るインダクタの放電電流の第３のコンパレー
タを含んで成り、 前記３個のコンパレータの出力シグナルがＮＯＲゲート
に入力され、該ＮＯＲゲートがスイッチの駆動フリップ
フロップのセット入力に接続された出力を有し、前記第
２のコンパレータのシグナルが前記駆動フリップフロッ
プのリセットターミナルの入力に直接供給されることを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項９】 前記第１のコンパレータがヒステリシス
を有する請求項８に記載のコンバータ。 - 【請求項10】 前記スイッチがトランジスタ及び駆動バ
ッファ段により構成されている請求項８に記載のコンバ
ータ。 - 【請求項11】 電圧ステップアップコンバータである請
求項10に記載のコンバータ。 - 【請求項12】 前記トランジスタがＤＭＯＳトランジス
タであり、前記駆動バッファ段がサプライ電圧より高い
電圧で電力が与えられる出力段を含んで成る請求項11に
記載のコンバータ。 - 【請求項13】 スタートアップトランジェントの後に、
前記より高い電圧がコンバータの出力ノードで発生する
電圧から誘導される請求項11に記載のコンバータ。 - 【請求項14】 電圧ステップダウンコンバータである請
求項10に記載のコンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT93/A/0024 | 1993-10-22 | ||
| IT93VA000024A IT1268474B1 (it) | 1993-10-22 | 1993-10-22 | Convertitore statico dc-dc funzionante in modo discontinuo |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07177731A true JPH07177731A (ja) | 1995-07-14 |
| JP3432616B2 JP3432616B2 (ja) | 2003-08-04 |
Family
ID=11423261
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28424394A Expired - Fee Related JP3432616B2 (ja) | 1993-10-22 | 1994-10-24 | 不連続モードで動作するｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5612610A (ja) |
| EP (1) | EP0650250B1 (ja) |
| JP (1) | JP3432616B2 (ja) |
| DE (1) | DE69422138T2 (ja) |
| IT (1) | IT1268474B1 (ja) |
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- 1994-10-24 US US08/328,232 patent/US5612610A/en not_active Expired - Lifetime
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| DE69422138D1 (de) | 2000-01-20 |
| ITVA930024A0 (it) | 1993-10-22 |
| US5612610A (en) | 1997-03-18 |
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| DE69422138T2 (de) | 2000-04-20 |
| IT1268474B1 (it) | 1997-03-04 |
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