KR20070015375A

KR20070015375A - 전원 장치

Info

Publication number: KR20070015375A
Application number: KR1020067017780A
Authority: KR
Inventors: 히로까즈 오끼; 유조 이데
Original assignee: 로무 가부시키가이샤
Priority date: 2004-03-15
Filing date: 2005-01-31
Publication date: 2007-02-02
Also published as: CN1930768A; EP1727264A1; US20080024099A1; JP2010142111A; WO2005088816A1; JPWO2005088816A1; JP4591892B2; EP1727264A4; TW200531417A

Abstract

입력 전원을 변환해서 평활 회로에 공급하고, 그 평활 회로로부터의 출력이 소정의 출력 전압으로 되도록 동작하는 스위칭 레귤레이터형의 전원 장치는, 출력이 소정의 출력 전압으로 되도록 제어 신호를 PWM 방식으로 발생시키는 제어 회로와, 제어 회로에 의해 스위칭됨으로써 입력 전압을 변환해서 평활 회로에 공급하는 스위치 소자로 이루어지고, 출력 전압의 출력을 온·오프하는 외부 신호에 기초하여, 제어 회로를 구성하는 소자에의 동작 전력의 공급 경로의 도통·차단을 절환하도록 구성된다.

전원 장치, 입력 전원, 평활 회로, 출력 전압

Description

전원 장치{POWER SUPPLY APPARATUS}

본 발명은, 전원 장치에 관한 것으로, 자세하게는 스위칭 레귤레이터형의 전원 장치에 관한 것이다.

예를 들면, 집적 회로 장치로 구성된 종래의 스위칭 레귤레이터형의 전원 장치는, 특허 문헌 1에 개시되어 있다. 특허 문헌 1에 기재된 DC-DC 컨버터는, 종래의 전원 장치인 1칩의 집적 회로 위에 형성되는 제어 회로와, 다수의 외장 소자로 구성되어 있다. 이 제어 회로는, 외부로부터 제어 신호(CTL)가 공급되면 활성화되어, 직류 전원에 접속된 출력 트랜지스터를 스위칭 구동한다. 그리고, 출력 트랜지스터로부터의 출력 전류가 평활 회로에 공급되고, 평활 회로로부터의 전압이 출력 전압으로서 출력 단자로부터 공급되게 되어 있다.

또한, 이 제어 회로는, 출력 전압이 분압된 분압 전압과 기준 전압을 비교하는 오차 증폭기와, 이 오차 증폭기의 출력과 발진기로부터의 삼각파를 비교하는 PWM 비교기와, PWM 비교기로부터의 출력 신호로 상기 출력 트랜지스터를 구동하는 출력 회로를 갖고 있고, 제어 회로가 활성화되어 있을 때에는 출력 전압을 소정의 전압으로 일정하게 유지하도록 동작한다.

특허 문헌 1:일본 특허 공개평10-323026호 공보

<발명의 개시>

<발명이 해결하고자 하는 과제>

그러나, 상기 종래의 전원 장치에 의하면, 외부로부터의 제어 신호(CTL)가 공급되지 않아 활성화되어 있지 않을 때에, 출력 트랜지스터의 구동을 정지하여, DC-DC 컨버터의 출력 전압을 발생시키지 않도록 하는, 이른바 스탠바이 상태로 할 수 있다. 그러나, 그 때에 제어 회로의 동작은 완전하게 정지되어 있지 않기 때문에, 이 제어 회로에 의한 소비 전력이 발생하여, 스탠바이 상태에서의 전력 절약화를 충분히 꾀할 수 없다고 하는 문제가 있었다.

또한, 라디오나 모니터 등의 전자 기기의 전원 장치로서 탑재되었을 경우에는, 스위칭 주파수에 따라서는, 그 스위칭 주파수에 기초하는 스위칭 노이즈가, 탑재되어 있는 라디오나 모니터 등의 전자 기기의 출력에 영향을 주는 경우가 있다. 이러한 경우에는, 스위칭 주파수를 연속 동작인 채로 변경함으로써 스위칭 노이즈의 영향을 회피하는 방법이 있다. 그러나, 상기 종래의 전원 장치에 의하면, 출력 트랜지스터의 스위칭 주파수는 내부의 발진기의 고정된 발진 주파수에 기초하는 주파수이기 때문에, 스위칭 주파수를 변경할 수 없다. 그 때문에, 스위칭 노이즈의 영향을 방지하기 위해서는, 스위칭 노이즈원인 출력 트랜지스터 등을 실드할 필요가 있어, 사용하기 불편하다고 하는 문제가 있었다.

또한, 일반적으로, 스위칭 레귤레이터형의 전원 장치를 소형화, 경량화하기 위해서는 스위칭 주파수를 높게 설정하면 된다. 높은 스위칭 주파수에 대응하기 위해서 오차 증폭기를 주파수 특성이 좋은 것으로 하면, 회로의 발진의 문제가 발 생하기 때문에, 오차 증폭기를 그다지 주파수 특성이 좋은 것으로 할 수 없었다. 따라서, 스위칭 주파수를 높게 설정할 수 없으므로, 소형화, 경량화를 도모할 수 없다고 하는 문제가 있었다.

본 발명은, 상기의 문제점을 감안하여, 스탠바이 상태에서의 소비 전력을 없앰과 함께, 스위칭 주파수를 가변할 수 있고, 또한, 스위칭 주파수를 높게 설정한 경우에도 안정적으로 동작하는 스위칭 레귤레이터형의 전원 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

<과제를 해결하기 위한 수단>

상기 목적을 달성하기 위해 본 발명은, 입력 전압을 변환해서 평활 회로에 공급하고, 그 평활 회로로부터의 출력이 소정의 출력 전압으로 되도록 동작하는 스위칭 레귤레이터형의 전원 장치에서, 상기 출력이 상기 소정의 출력 전압으로 되도록 제어 신호를 PWM 방식으로 발생시키는 제어 회로와, 상기 제어 신호에 의해 스위칭됨으로써, 입력 전압을 변환해서 상기 평활 회로에 공급하는 스위칭 소자로 이루어지고, 상기 출력 전압의 출력을 온·오프하는 외부 신호에 기초하여, 상기 제어 회로를 구성하는 소자에의 동작 전력의 공급 경로의 도통·차단을 절환하도록 구성하고 있다.

이 구성에 의하면, 출력 정지를 지시하는 외부 신호가 공급되면, 출력 전압이 정지함과 함께, 절환 회로가 제어 회로에의 동작 전원의 공급 경로를 차단하기 때문에 제어 회로를 완전하게 정지시킨다.

또한, 본 발명의 상기 제어 회로는, 상기 출력 전압에 기초하는 귀환 전압과 기준 전압을 비교해서 오차 신호를 생성하는 오차 증폭기와, 소정의 주파수의 발진 신호를 생성하는 발진 회로와, 상기 발진 신호와 상기 오차 신호를 비교해서 PWM 신호를 생성하는 PWM 콤퍼레이터와, 상기 PWM 신호에 기초해서 상기 제어 신호를 상기 스위칭 소자에 공급해서 구동하는 구동 회로와, 상기 제어 회로를 구성하는 소자에의 동작 전력의 공급 경로의 상기 도통·차단의 절환을 행하는 절환 회로로 이루어지고, 상기 전원 장치는, 또한 상기 입력 전압이 공급되는 입력 단자와, 상기 스위칭 소자의 일단에 접속되어 상기 평활 회로에 공급하는 전압이 출력되는 스위칭 단자와, 상기 귀환 전압이 공급되는 귀환 전압 단자와, 상기 발진 신호의 소정의 주파수를 결정하는 외부 소자가 접속되는 외부 소자 접속 단자와, 상기 제어 회로의 자기 오발진을 방지하기 위해 일단이 상기 귀환 전압 단자에 접속된 지연 위상 보상 회로의 타단이 접속됨과 함께, 상기 오차 증폭기의 출력이 접속되는 피드백 단자와, 상기 외부 신호가 공급되는 스탠바이 단자를 갖도록 구성되어 있다.

이 구성에 의하면, 스탠바이 단자에 출력 정지를 지시하는 외부 신호가 공급되면, 절환 회로가 제어 회로에의 동작 전원의 공급 경로를 차단하므로 제어 회로를 완전하게 정지시킨다. 또한, 외부 소자 접속 단자에 접속하는 외부 소자에 의해 발진 회로의 발진 주파수를 결정할 수 있다. 또한, 귀환 전압 단자와 피드백 단자 사이에 지연 위상 보상 회로를 접속할 수 있다.

또한, 본 발명의 상기 발진 회로는, 충방전을 행하는 콘덴서와, 상기 외부 소자의 저항값에 의해 상기 콘덴서의 충전 전류의 값을 결정하는 제1 커런트 미러 회로와, 상기 콘덴서의 방전 전류의 값을 결정하는 제2 커런트 미러 회로와, 상기 콘덴서의 양단 전압과, 제1 및 제2 임계값 전압을 비교해서, 제2 커런트 미러 회로를 온/오프함으로써, 상기 콘덴서에의 충전과 방전을 절환하는 충방전 절환 회로로 이루어진다.

이 구성에 의하면, 발진 회로의 출력 신호로서의 콘덴서의 출력 전압은, 제1, 제2 임계값 전압의 차분을 진폭으로 하는 삼각파로 된다. 그리고, 외부 소자 접속 단자에 접속되는 저항 소자의 저항값에 기초해서 상기 콘덴서에의 충방전 전류값이 결정된다.

또한, 본 발명의 상기 제어 회로는, 상기 스위칭 소자에 흐르는 전류를 검출하고, 이 전류가 소정의 전류값을 초과했을 때에 상기 구동 회로를 정지시키는 과전류 보호 회로를 구비한다.

또한, 본 발명의 상기 제어 회로는, 또한 전원 장치 내의 소정 개소의 온도가 소정의 온도를 초과했을 때에, 상기 구동 회로를 정지시키는 과열 보호 회로를 구비한다.

본 발명의 상기 제어 회로는, 상기 출력 전압이 기동 시에 완만하게 상승하도록 상기 오차 증폭기를 제어하는 소프트 스타트 회로를 더 구비한다.

<발명의 효과>

본 발명에 따르면, 출력 정지를 지시하는 외부 신호가 공급되면, 절환 회로가 제어 회로에의 동작 전원의 공급 경로를 차단함으로써, 제어 회로가 완전하게 정지하기 위해서, 스탠바이 상태에서의 소비 전력을 0으로 할 수 있다.

또한, 외부 소자 접속 단자에 접속하는 외부 소자를 변경함으로써, 발진 회로의 발진 주파수, 즉, 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 변경할 수 있어, 특정 주파수에서 발생하는 노이즈를 회피하는 것이 가능하게 된다.

또한, 스위칭 주파수가 높게 설정된 경우에도, 귀환 전압 단자와 피드백 단자 사이에 지연 위상 보상 회로를 접속함으로써, 회로의 발진을 방지하여, 안정된 동작을 행하게 하는 것이 가능하게 된다.

또한, 상기 스위칭 소자에 흐르는 전류를 검출하고, 이 전류가 소정의 전류값을 초과했을 때에 상기 구동 회로를 정지시키는 과전류 보호 회로를 구비하므로, 과전류에 의한 파손 등을 방지할 수 있다.

또한, 상기 과전류 보호 회로의 과전류 검출 콤퍼레이터가, 스위칭 소자로부터의 출력 전압이 소정의 전압보다 낮아졌을 때에, 스위칭 소자에 흐르는 전류가 소정의 전류 이상으로 되었다고 판단해서 구동 회로를 정지시키므로, 다른 전류 검출기 등을 이용하지 않고 과전류 보호를 행할 수 있다.

또한, 집적 회로 장치 내의 소정 개소의 온도가 소정의 온도를 초과했을 때에 상기 구동 회로를 정지시키므로, 집적 회로 장치의 과열에 의한 파손 등을 방지할 수 있다. 또한, 기동 시에 상기 출력 전압이 완만하게 상승하므로, 기동 시에 부하에 돌입 전류 등의 과대한 전류가 흐르는 것을 방지할 수 있어, 스위칭 소자나 부하의 파손을 방지할 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예의 레귤레이터 IC(전원 장치)의 전기적 구성을 도시하는 회로 블록도.

도 2는 도 1에 도시하는 발진 회로의 구체적 회로를 도시하는 회로도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

1:입력 단자

2:SW 단자(스위칭 단자)

3:FB 단자(피드백 단자)

4:GND 단자(접지 단자)

5:INV 단자(귀환 전압 단자)

6:RT 단자(외부 소자 접속 단자)

7:EN 단자(스탠바이 단자)

10:레귤레이터 IC(전원 장치)

11:평활 회로

12:스위치

13, 25:정전압원

14:스위치 회로(절환 회로)

15:내부 제어 회로

16:소프트 스타트 회로

17:기준 전압원

18:오차 증폭기

19:PWM 콤퍼레이터

20:발진 회로

20a, 20b:커런트 미러 회로

21:래치 회로

22:드라이버(구동 회로)

23:TSD 회로(과열 보호 회로)

24:과전류 검출 콤퍼레이터(과전류 보호 회로)

26:MOS(스위칭 소자)

27:지연 위상 보상 회로

28:리셋 신호 발생 회로

28a:기준 전압원

28b:콤퍼레이터

C1, C2, C3, C4, C5, C20:콘덴서

D1:다이오드

L1:코일

R1, R2:분압 저항

R3:저항

R4:저항(저항 소자, 외부 소자)

R5:풀 업 저항

SW20:충방전 절환 회로

<발명을 실시하기 위한 최량의 형태>

이하에, 본 발명의 실시예를, 도면을 참조하여 설명한다. 도 1은, 본 발명의 일 실시예의 레귤레이터 IC(전원 장치)의 전기적 구성을 도시하는 회로 블록도이다. 도 1에서，참조 부호 10은 1칩에 집적화된 레귤레이터 IC이며, 도 1은, 또한, 레귤레이터 IC(10)에 접속되는 다수의 외장 소자 등을 도시하고 있다.

레귤레이터 IC(10)는, 외부 접속용의 7개의 접속 단자와, P채널형의 MOS(Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터(이후, MOS라고 칭함)(26), MOS(26)를 제어하는 내부 제어 회로(15)와, 내부 제어 회로(15)에 동작 전원을 공급하는 스위치 회로(절환 회로)(14)로 구성되어 있다. 또한, 내부 제어 회로(15)는, 소프트 스타트 회로(16), 기준 전압원(17), 오차 증폭기(18), PWM 콤퍼레이터(19), 발진 회로(20), 래치 회로(21), 드라이버(구동 회로)(22), TSD(Thermal　Shut Down) 회로(과열 보호 회로)(23), 과전류 검출 콤퍼레이터(과전류 보호 회로)(24), 정전압원(25), 리셋 신호 발생 회로(28)로 구성되어 있다.

입력 단자(1)에는, 입력 전압(예를 들면, 5 내지 35V)(Vin)이 공급되고, 입력 단자(1)와 그라운드 사이에는, 평활용의 콘덴서(C1)와 노이즈 컷트용의 콘덴서(C2)가 병렬로 외장되어 있다. 또한，MOS(26)에 의해 스위칭된 스위칭 전류가 출력되는 SW 단자(스위칭 단자)(2)에는, 평활 회로(11)가 외장되어 있다. 이 평활 회로(11)는, 코일(L1)과, 다이오드(예를 들면, 쇼트 키 배리어 다이오드)(D1)와, 평활용의 콘덴서(예를 들면, 전해 콘덴서)(C5)로 구성되고, SW 단자(2)에 다이오드(D1)의 캐소드와 코일(L1)의 일단이 접속되고, 코일(L1)의 타단은 출력 콘덴 서(C5)의 일단에 접속되고, 콘덴서(C5)의 타단과 다이오드(D1)의 애노드는 그라운드에 접속되어 있다.

또한, 코일(L1)의 타단은 분압 저항(R1, R2)의 직렬 회로를 통해서 그라운드에 접속되고, 분압 저항(R1, R2)의 접속 노드는 INV 단자(귀환 전압 단자)(5)에 접속되고, INV 단자(5)는 레귤레이터 IC(10) 내부에서 오차 증폭기(18)의 반전 입력 단자(-)에 접속되어 있다. 그리고, 오차 증폭기(18)의 제1 비반전 입력 단자(+)는 소프트 스타트 회로(16)에 접속되고, 제2 비반전 입력 단자(+)는 기준 전압원(17)에 접속되어 있다.

또한, 오차 증폭기(18)의 출력 단자는 PWM 콤퍼레이터(19)의 반전 입력 단자(-)와 FB 단자(피드백 단자)(3)에 접속되어 있다. FB 단자(3)와 INV 단자(5) 사이에는, 콘덴서(C3)와 저항(R3)의 직렬 회로로 이루어지는 지연 위상 보상 회로(27)가 외장되어 있다.

PWM 콤퍼레이터(19)의 비반전 입력 단자(+)는, 발진 회로(20)의 출력 단자에 접속되어 있다. 그리고, PWM 콤퍼레이터(19)의 출력 단자는, 파형 정형용의 래치 회로(21)를 통해서 드라이버(22)의 입력 단자에 접속되고, 드라이버(22)의 출력 단자는 MOS(26)의 게이트에 접속되어 있다. 또한，MOS(26)의 소스는 입력 단자(1)에 접속되고, 드레인은 SW 단자(2)에 접속되고, 게이트는 풀 업 저항(R5)(예를 들면, 50㏀)을 통해서 입력 단자(1)에 접속되어 있다.

또한, 발진 회로(20)의 출력 단자는, 리셋 신호 발생 회로(28)를 통해서 래치 회로(21)의 리셋 단자에 접속되고, 래치 회로(21)의 세트 단자는 과전류 검출 콤퍼레이터(24)의 출력 단자에 접속되어 있다. 그리고, 과전류 검출 콤퍼레이터(24)의 비반전 입력 단자(+)에는, 정전압원(25)을 통해서 입력 전압(Vin)이 공급되고, 과전류 검출 콤퍼레이터(24)의 반전 입력 단자(-)는, MOS(26)의 드레인에 접속되어 있다. 또한, 드라이버(22)에는, TSD 회로(23)로부터의 과열 검출 신호가 공급되게 되어 있다.

또한, 레귤레이터 IC(10)에는, 발진 회로(20)에 접속되어 있는 RT 단자(외부 소자 접속 단자)(6)가 설치되어 있고, RT 단자(6)와 그라운드 사이에는 발진 회로(20)의 발진 주파수를 정하는 저항(R4)과 노이즈 제거용의 콘덴서(C4)가 병렬로 외장되어 있다. 또한, GND 단자(접지 단자)(4)가 그라운드에 접속되어, 레귤레이터 IC(10)의 기준 전위가 정해져 있다.

또한, 스위치 회로(14)의 일단은 입력 단자(1)에 접속되어 있다. 그 타단은, 도시하지 않았으나, 내부 제어 회로(15) 내의 각 소자의 전원으로서 접속되어 있고, EN 단자(스탠바이 단자)(7)로부터 입력되는 출력 정지를 지시하는 외부 신호에 기초하여, 내부 제어 회로(15)에의 전원의 공급을 단속하게 되어 있다. 그리고, EN 단자(7)와 그라운드 사이에는, 상기 외부 신호로서의 전압을 공급하는 스위치(12)와 정전압원(13)의 직렬 회로가 외장되어 있다.

다음에, 이러한 구성의 레귤레이터 IC(10)의 스탠바이 상태와 동작 상태의 절환 동작에 대해서 설명한다. 입력 단자(1)에는, 도시하지 않은 직류 전원으로부터의 직류 전압이 콘덴서(C1)에서 평활화, 및, 콘덴서(C2)에서 노이즈 제거되어, 입력 전압(Vin)으로 되어 공급되고 있다.

우선, 외부의 스위치(12)가 오프(개방 상태)인 경우, 스위치 회로(14)는 오프(개방 상태)로 되고, 내부 제어 회로(15)에는 입력 전압(Vin)이 공급되지 않는 상태로 된다. 따라서, 내부 제어 회로(15)가 동작하지 않기 때문에, 레귤레이터 IC(10)는 스위칭 동작을 행할 수 없다. 즉, 레귤레이터 IC(10)는, 출력 전압(Vo)으로서 소정의 전압을 발생시키지 않는, 이른바 스탠바이 상태로 된다. 이 때, 레귤레이터 IC(10)의 모든 내부 회로는 완전하게 정지되어 있으므로, 레귤레이터 IC(10)의 소비 전력은 0으로 된다. 또한, 이 때, MOS(26)의 게이트는 풀 업 저항(R5)에 의해 고 레벨로 고정되어 있다.

한편, 외부의 스위치(12)가 온(폐쇄 상태)인 경우, 정전압원(13)으로부터의 전압이 스위치 회로(14)에 공급되고, 스위치 회로(14)는 온(폐쇄 상태)으로 되고, 내부 제어 회로(15)에 입력 전압(Vin)이 공급된다. 따라서, 내부 제어 회로(15)는 동작을 개시하고, 레귤레이터 IC(10)는 스위칭 동작을 개시한다. 즉, 레귤레이터 IC(10)는, 출력 전압(Vo)으로서 소정의 전압을 발생시키는 동작 상태로 된다.

다음에, 이 동작 상태의 레귤레이터 IC(10)의 각 부의 동작에 대해서 이하에 설명한다. 입력 전압(Vin)은, MOS(26)의 스위칭 동작에 의해 펄스 전압으로 변환되어 평활 회로(11)에 공급되고, MOS(26)가 온 상태일 때는, 입력 단자(1)로부터 MOS(26)를 통해서 코일(L1)로 전류가 흐른다. 이에 의해, 코일(L1)에 에너지가 축적됨과 함께, 콘덴서(C5)가 충전된다. 한편，MOS(26)가 오프 상태일 때에는, 코일(L1)에 축적된 에너지가 다이오드(D1)에 의해 환류되어 콘덴서(C5)가 충전된다. 그리고, 콘덴서(C5)로부터 출력되는 전압이 출력 전압(Vo)으로서 외부에 공급된다.

또한, 출력 전압(Vo)이 분압 저항(R1, R2)에 의해 분압된 귀환 전압(Vadj)이, INV 단자(5)를 통해서 오차 증폭기(18)의 반전 입력 단자(-)에 입력된다. 그리고, 오차 증폭기(18)는, 제1, 제2 비반전 입력 단자(+)에 입력되는 전압 중，보다 저 레벨의 전압과, 반전 입력 단자(-)에 입력되는 귀환 전압(Vadj)의 전위차에 기초하는 전압을 출력한다.

오차 증폭기(18)의 제1 비반전 입력 단자(+)에는, 소프트 스타트 회로(16)로부터 소프트 스타트 회로(16)의 동작 개시 시점, 즉, 레귤레이터 IC(10)의 기동 시부터 시간과 함께 일정하게 증가하는 전압이 공급된다. 제2 비반전 입력 단자(+)에는, 기준 전압원(17)으로부터의 기준 전압(Vref)이 공급된다. 또한, 이 기준 전압(Vref)은, 소정의 출력 전압(Vo)을 분압 저항(R1, R2)으로 분압한 전압(Vadj)으로 설정된다.

오차 증폭기(18)로부터 출력되는 오차 신호는, PWM 콤퍼레이터(19)의 반전 입력 단자(-)에 입력된다. 또한，PWM 콤퍼레이터(19)의 비반전 입력 단자(+)에는, 발진 회로(20)로부터 일정 주파수의 삼각파 신호(Vosc)가 공급된다. 그리고, 이 PWM 콤퍼레이터(19)는, 반전 입력 단자(-)의 전압과 비반전 입력 단자(+)의 전압을 비교해서, 비반전 입력 단자(+) 전압이 반전 입력 단자(-) 전압보다 낮은 경우에는L(Low) 레벨, 비반전 입력 단자(+) 전압이 반전 입력 단자(-) 전압보다 높아지면 H(High) 레벨의 PWM 신호를 래치 회로(21)에 출력한다.

래치 회로(21)는, 일단, H 레벨의 PWM 신호가 입력되면 출력을 래치하고, H 레벨의 출력 신호를 드라이버(22)에 출력한다. 그리고, 발진 회로(20)로부터 출력 되는 삼각파 신호(Vosc)에 기초해서 리셋 신호 발생 회로(28)에서 생성된 삼각파 신호(Vosc)와 동일한 일정 주파수의 리셋 신호가 리셋 단자에 입력되면, 래치를 해제해서 출력을 L 레벨로 한다. 이렇게 해서, PWM 콤퍼레이터(19)로부터의 PWM 신호가 파형 정형되어 드라이버(22)에 공급된다. 또한, 리셋 신호 발생 회로(28)는, 발진 회로(20)로부터 출력되는 삼각파 신호(Vosc)와 기준 전압원(28a)으로부터의 기준 전압을 콤퍼레이터(28b)에 의해 비교함으로써, 상기 리셋 신호를 생성하고 있다.

드라이버(22)는, 래치 회로(21)로부터의 출력 신호를 버퍼링한 출력 신호를 MOS(26)의 게이트에 출력하고, MOS(26)를 구동한다. 즉, 래치 회로(21)를 통한 PWM 신호가, H 레벨일 때는 MOS(26)를 오프시키고, L 레벨일 때는 MOS(26)를 온시킨다. 따라서, 드라이버(22)의 출력 신호는, 발진 회로(20)의 발진 주파수와 동일 주파수의 펄스 신호로 되고, 그 듀티는 오차 증폭기(18)로부터의 오차 신호에 기초해서 결정된다. 즉, 출력 전압(Vo)이 소정의 전압보다 상승할수록, H 레벨로 되는 시간, 즉, MOS(26)가 오프로 되는 시간이 길어지고, 반대로, 출력 전압(Vo)이 소정의 전압보다 하강할수록, L 레벨로 되는 시간, 즉, MOS(26)가 온으로 되는 시간이 길어진다.

이렇게 해서, 귀환 전압(Vadj)과 기준 전압(Vref)이 일치하도록 PWM 신호의 듀티가 조정되므로, 출력 전압(Vo)은 소정의 전압에 안정적으로 유지된다. 단, 기동 시에서, 소프트 스타트 회로(16)로부터의 전압이 기준 전압(Vref)을 초과할 때 까지의 동안은, 출력 전압(Vo)이 소프트 스타트 회로(16)로부터의 전압의 상승에 수반하여 완만하게 상승하는, 이른바 소프트 스타트 동작을 행하게 되어 있다. 이에 의해, 출력 전압(Vo)이 공급되는 부하에 기동 시에 과대한 돌입 전류가 흐르는 것을 방지할 수 있다.

또한，MOS(26)를 흐르는 전류가 증대하여, 레귤레이터 IC(10)가 과열되는 경우가 있다. 이 때, TSD 회로(26)는, 레귤레이터 IC(10)의 소정 개소의 온도가 소정의 온도 이상으로 된 것을 검지하면, 과열 검출 신호를 드라이버(22)에 공급한다. 이 과열 검출 신호가 공급된 드라이버(22)는 출력을 정지해서 MOS(26)를 오프로 한다. 이렇게 해서, 레귤레이터 IC(10)가 소정의 온도 이상으로 상승하는 것을 방지해서 과열 보호를 도모하고 있다.

또한, 출력 전압(Vo)을 부하에 공급하는 라인에 단락 등이 발생하면，MOS(26) 등에 과전류가 흘러 MOS(26) 등이 파손될 우려가 있다. MOS(26)에 전류가 흐르면，MOS(26)의 온 저항과 흐르는 전류를 승산한 전압 강하가 MOS(26)의 소스-드레인 사이에 발생한다. 따라서, MOS(26)에 흐르는 전류가 소정의 전류를 초과했을 때, MOS(26)의 소스-드레인 사이의 전압 강하는 소정의 값보다 커진다.

과전류 검출 콤퍼레이터(24)는, MOS(26)의 드레인 전압이, 입력 전압(Vin)으로부터 정전압원(25)의 전압을 뺀 소정의 전압보다도 낮아지면, H 레벨의 세트 신호를 래치 회로(21)의 세트 단자에 공급하므로, 래치 회로(21)의 출력은 H 레벨로 세트되고, 드라이버(22)는 MOS(26)를 오프시킨다. 즉, MOS(26)에 흐르는 전류가 소정의 전류를 초과했을 때, MOS(26)의 드레인 전압은 소정의 전압보다 작아지므로, 이 때에 MOS(26)를 오프로 함으로써, 레귤레이터 IC(10)의 과전류 보호를 도모 하고 있다. 또한, 세트 신호는, 리셋 신호 발생 회로(28)로부터의 일정 주기로 발생하는 리셋 신호에 의해 해제된다.

또한, 레귤레이터 IC(10)를 라디오나 모니터 등의 전자 기기에 제어용 전원으로서 내장했을 경우, MOS(26)의 스위칭에 의해 발생하는 특정 주파수(고조파 성분을 포함함)의 스위칭 노이즈가, 출력 전압(Vo)을 공급하는 라디오나 모니터 등의 출력에 영향을 미치게 하는 경우가 있다. 예를 들면, 라디오의 출력 음성에 노이즈 음이 혼입되거나, 모니터의 화면에 깜박거림이 발생하거나 하는 영향을 미치게 하는 경우가 있다. 이러한 때에, RT 단자(6)에 접속하는 저항(R4)의 저항값을 변경함으로써, 스위칭 주파수를, 영향을 주지 않는 주파수로 변경해서 스위칭 노이즈의 영향을 회피할 수 있다.

도 2는, 발진 회로(20)의 구체적 회로를 도시하는 회로도이다. 설명의 편의상, 도 2에서, 도 1과 동일한 부분에는 동일한 부호를 붙이고, 그 설명은 생략한다. 도 2에 도시하는 발진 회로(20)는, 커런트 미러 회로(20a)를 구성하는 PNP 트랜지스터(Q1, Q2, Q3)와, PNP 트랜지스터(Q2, Q3)의 하류측에서 커런트 미러 회로(20b)를 구성하는 NPN 트랜지스터(Q4, Q5)와, 콘덴서(C20)와, 충방전 절환 회로(SW20)로 이루어진다.

도 2에서，Vcc는 입력 전압(Vin), 또는, 입력 전압(Vin)으로부터 생성된 소정의 전압이 공급되는 전원 라인으로서, 본 예에서는 입력 전압(Vin)이 공급되어 있는 것으로 한다. 그리고, 이 전원 라인(Vcc)에 PNP 트랜지스터(Q1, Q2, Q3)의 각 에미터가 접속되어 있다. 또한，PNP 트랜지스터(Q1, Q2, Q3)의 각 베이스와 PNP 트랜지스터(Q1)의 콜렉터가 함께 RT 단자(6)에 접속되어 있다. 또한, RT 단자(6)와 그라운드 사이에는, 저항(R4)과 콘덴서(C4)가 병렬로 외장되어 있다. 또한, 이 외장의 콘덴서(C4)는 노이즈 제거를 목적으로 하는 것이다.

또한，PNP 트랜지스터(Q2)의 콜렉터는, NPN 트랜지스터(Q4)의 콜렉터 에미터를 통해서 그라운드에 접속되고, PNP 트랜지스터(Q3)의 콜렉터는, NPN 트랜지스터(Q5)의 콜렉터 에미터를 통해서 그라운드에 접속되어 있다. 그리고, NPN 트랜지스터(Q4, Q5)의 각 베이스와 NPN 트랜지스터(Q4)의 콜렉터가 접속되고, NPN 트랜지스터(Q5)의 콜렉터는 콘덴서(C20)를 통해서 그라운드에 접속되어 있다. 그리고, 이 콘덴서(C20)의 전압이, 삼각파 신호(Vosc)로서 PWM 콤퍼레이터(19)의 비반전 입력 단자(+)에 공급된다(도 1 참조).

또한, 충방전 절환 회로(SW20)는, NPN 트랜지스터(Q4 및 Q5)의 베이스의 접속점과 그라운드 사이에 접속되고, 삼각파 신호(Vosc)의 전압에 따라서 온/오프 제어된다. 따라서, 이 충방전 절환 회로(SW20)의 오프/온에 따라서 NPN 트랜지스터(Q4, Q5), 즉 커런트 미러 회로(20b)가 온/오프한다.

다음에, 이러한 구성의 발진 회로(20)의 동작을 설명한다. 전원 라인(Vcc)에 입력 전압(Vin)이 공급되면, 전원 라인(Vcc)으로부터 PNP 트랜지스터(Q1)의 에미터-콜렉터, RT 단자(6), 저항(R4)을 통해서 그라운드에, 입력 전압(Vin)/저항(R4)으로 정해지는 전류(I)가 흐른다. 그리고, 이 전류(I)는 커런트 미러 회로(20a)를 구성하는 PNP 트랜지스터(Q2, Q3)에 미러되어, 그 하류의 NPN 트랜지스터(Q4, Q5)에 출력된다.

충방전 절환 회로(SW20)는, 삼각파 신호(Vosc)가 상측 임계값 전압(Vin)으로 되었을 때에 오프, 하측 임계값 전압(Vl)(Vh>Vl)으로 되었을 때에 온으로 되도록 제어된다. 그리고, 삼각파 신호(Vosc)가 하측 임계값 전압(Vl)으로 되었을 때, 즉, 충방전 절환 회로(SW20)가 온으로 되었을 때, NPN 트랜지스터(Q5)는 오프로 되기 때문에, PNP 트랜지스터(Q3)로부터 출력되는 전류(I)에서 콘덴서(C20)가 충전된다. 삼각파 신호(Vosc)는 콘덴서(C20)의 충전에 수반하여 일정한 기울기로 상승한다. 그리고, 삼각파 신호(Vosc)가 상측 임계값 전압(Vin)에 도달하면, 충방전 절환 회로(SW20)는 오프, NPN 트랜지스터(Q5)는 온으로 되고, 콘덴서(C20)는 NPN 트랜지스터(Q5)를 통해서 방전을 개시한다.

NPN 트랜지스터(Q5)는, NPN 트랜지스터(Q4)에 대해서 에미터 면적이 2배인 것으로 되어 있고, NPN 트랜지스터(Q4)에 전류(I)가 흐르고 있을 때에는, 2I의 전류를 흐르게 하는 능력이 있다. 따라서, NPN 트랜지스터(Q5)가 온으로 되었을 때의 전류는 2I이며, 콘덴서(C20)가 NPN 트랜지스터(Q5)를 통해서 방전하는 방전 전류는, 2I-I(PNP 트랜지스터(Q3)로부터 출력되는 전류(I))=I로 되고, 삼각파 신호(Vosc)는 충전 시와 동일한 일정한 기울기로 하강한다.

그리고, 삼각파 신호(Vosc)가 하측 임계값 전압(Vl)에 도달하면, 충방전 절환 회로(SW20)는 온, NPN 트랜지스터(Q5)는 오프로 되고, 콘덴서(C20)는 재차 전류(I)로 충전을 개시한다. 이상의 동작을 반복해서 생성된 특정 주파수의 삼각파가, 삼각파 신호(Vosc)로서 출력된다. 또한, 전술한 바와 같이, NPN 트랜지스터(Q5)의 에미터 면적을 NPN 트랜지스터(Q4)의 에미터 면적의 2배로 하면, 콘덴 서(C20)의 충전 전류와 방전 전류의 전류값이 동일해지고, 삼각파 신호(Vosc)의 상승과 하강의 기울기가 동일해지지만, 상승과 하강의 기울기는 특별히 동일하게 할 필요는 없고, NPN 트랜지스터(Q5)의 에미터 면적은, NPN 트랜지스터(Q4)의 에미터 면적의 소정의 배수로 해도 된다.

또한, 저항(R4)의 저항값을 변경하면, 전술한 전류(I)의 크기가 변하게 되고, 콘덴서(C20)의 충방전 전류의 크기가 변하게 된다. 즉, 저항(R4)의 저항값을 작게 하면, 전류(I)는 커지고, 콘덴서(C20)의 충방전 전류는 커진다. 그러면, 삼각파 신호(Vosc)는, 충전 시에는 보다 빠르게 상측 임계값 전압(Vh)에, 방전 시에는 보다 빠르게 하측 임계값 전압(Vl)에 도달하게 되고, 삼각파 신호(Vosc)의 주기는 짧아진다. 한편, 저항(R4)의 저항값을 크게 한 경우에는, 전술한 동작과 역의 동작으로 되고, 삼각파 신호(Vosc)의 주기는 길어진다.

이와 같이, 저항(R4)의 저항값을 변경함으로써, 발진 회로(20)의 발진 주파수를 변경할 수 있다. 그리고, 도 1에 도시하는 레귤레이터 IC(10)를 라디오나 모니터 등의 전자 기기에 내장하여 동작시켰을 때에, 스위칭 노이즈가 이 전자 기기의 출력에 영향을 미치게 하는 경우에도, 저항(R4)을 상이한 저항값의 것으로 변경하는 것만으로, 스위칭 주파수를 전자 기기의 출력에 영향을 미치게 하지 않는 주파수로 변경해서 스위칭 노이즈의 문제를 회피할 수 있다. 또한, 저항(R4)을 가변 저항으로 해서, 전자 기기를 동작시킨 상태에서 스위칭 주파수를 전자 기기의 출력에 영향을 미치게 하지 않는 주파수로 변경하는 것도 가능하다.

또한, 스위칭 주파수를 높게 설정할 경우, 내부 제어 회로(15) 내의 각 제어 소자 등을 주파수 특성이 좋은 것으로 할 필요가 있지만, 오차 증폭기(18)를 주파수 특성이 좋은 것으로 하면, 회로의 발진의 문제가 발생하는 경우가 있다. 따라서，FB 단자(3)와 INV 단자(5) 사이에 콘덴서(C3)와 저항(R3)의 직렬 회로로 이루어지는 지연 위상 보상 회로(27)를 외장함으로써, 오차 증폭기(18)를 주파수 특성이 좋은 것으로 해서 스위칭 주파수를 높게 설정한 경우에도, 회로의 발진을 방지할 수 있다.

예를 들면, 이 지연 위상 보상 회로(27)를 외장하지 않을 경우의 상한의 스위칭 주파수는 300㎑ 정도인 것에 비해서, 지연 위상 보상 회로(27)를 외장한 경우에는, 상한의 스위칭 주파수를 500㎑ 정도로 상승시킬 수 있다. 이에 의해, 스위칭 주파수를 높게 설정해도 레귤레이터 IC(10)의 변환 효율을 높여서 안정된 동작을 시킬 수 있어, 레귤레이터 IC(10) 및 레귤레이터 IC(10)를 이용한 전원 장치의 소형화, 경량화를 도모할 수 있다.

이상, 설명한 바와 같이, 레귤레이터 IC(10)는, 외부의 스위치(12)가 오프 됨으로써 스탠바이 상태로 되었을 때에는, 스위치 회로(14)에 의해 내부 제어 회로(15)를 완전하게 정지시키므로, 스탠바이 시의 소비 전력을 0으로 할 수 있어, 전력 절약화를 도모할 수 있다.

또한, 레귤레이터 IC(10)는, 발진 회로(20)의 발진 주파수, 즉, MOS(26)의 스위칭 주파수를 결정하는 저항(R4)을 접속하는 RT 단자(6)를 구비하고 있으므로, 스위칭 노이즈에 의한 영향을 회피하는 등의 목적으로 스위칭 주파수를 변경할 경우에, 레귤레이터 IC(10) 그 자체를 변경시키지 않더라도, 저항(R4)을 상이한 저항 값의 것으로 변경하는 것만으로, 스위칭 주파수의 변경을 행할 수 있다. 그리고, 저항(R4)을 가변 저항으로 해서 레귤레이터 IC(10)를 연속 동작시킨 상태에서 스위칭 주파수의 변경을 행하는 것도 가능하다.

또한, 레귤레이터 IC(10)는, 콘덴서(C3)와 저항(R3)의 직렬 회로로 이루어지는 외장의 지연 위상 보상 회로(27)가 접속되고, 오차 증폭기(18)의 출력을 반전 입력 단자(-)에 이 지연 위상 보상 회로(27)를 통해서 피드백하기 위한 FB 단자(3)를 구비하고 있다. 그 때문에, 오차 증폭기(18)를 주파수 특성이 좋은 것으로 한 후에, 스위칭 주파수를 높게 설정한 경우에도, 회로의 발진을 방지할 수 있어, 스위칭 주파수를 높게 설정할 수 있다. 따라서, 레귤레이터 IC(10) 및 레귤레이터 IC(10)를 이용한 전원 장치의 소형화, 경량화를 도모할 수 있다.

또한, 레귤레이터 IC(10)는, TSD 회로(23)를 구비해서 과열 보호를 도모하고 있다. 또한, 과전류 콤퍼레이터(24)를 구비해서 과전류 보호를 도모하고 있다. 또한, 소프트 스타트 회로(16)를 구비하고 있으므로, 기동 시에 출력 전압(Vo)을 소정의 전압까지 완만하게 상승시키는 소프트 스타트 동작을 행할 수 있다.

또한, 본 발명은 전술한 실시예에 한정되는 것은 아니고, 본 발명의 취지를 일탈하지 않는 범위에서 각 부의 구성 등을 적절히 변경해서 실시하는 것도 가능하다. 예를 들면, MOS(26)를 바이폴라형의 트랜지스터로 하는 것도 가능하고, 발진 회로(20)의 커런트 미러 회로(20a, 20b)를 MOS 트랜지스터로 구성하는 것도 가능하다.

본 발명은, 다른 전자 기기, 특히 스탠바이 시의 전력 절약화가 요구되는 전자 기기의 전원 장치로서 이용할 수 있다.

Claims

입력 전압을 변환하여 평활 회로에 공급하고, 상기 평활 회로로부터의 출력이 소정의 출력 전압으로 되도록 동작하는 스위칭 레귤레이터형의 전원 장치로서，

상기 출력이 상기 소정의 출력 전압으로 되도록 제어 신호를 PWM 방식으로 발생하는 제어 회로와,

상기 제어 신호에 의해 스위칭됨으로써, 입력 전압을 변환하여 상기 평활 회로에 공급하는 스위칭 소자로 이루어지고,

상기 출력 전압의 출력을 온·오프하는 외부 신호에 기초하여, 상기 제어 회로를 구성하는 소자에의 동작 전력의 공급 경로의 도통·차단을 절환하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
제1항에 있어서,

상기 제어 회로는, 상기 출력 전압에 기초하는 귀환 전압과 기준 전압을 비교하여 오차 신호를 생성하는 오차 증폭기와, 소정의 주파수의 발진 신호를 생성하는 발진 회로와, 상기 발진 신호와 상기 오차 신호를 비교하여 PWM 신호를 생성하는 PWM 컴퍼레이터와, 상기 PWM 신호에 기초하여 상기 제어 신호를 상기 스위칭 소자에 공급하여 구동하는 구동 회로와, 상기 제어 회로를 구성하는 소자에의 동작 전력의 공급 경로의 상기 도통·차단의 절환을 행하는 절환 회로로 이루어지고,

상기 전원 장치는, 또한 상기 입력 전압이 공급되는 입력 단자와, 상기 스위 칭 소자의 일단에 접속되어 상기 평활 회로에 공급하는 전압이 출력되는 스위칭 단자와, 상기 귀환 전압이 공급되는 귀환 전압 단자와, 상기 발진 신호의 소정의 주파수를 결정하는 외부 소자가 접속되는 외부 소자 접속 단자와, 상기 제어 회로의 자기 오발진을 방지하기 위해 일단이 상기 귀환 전압 단자에 접속된 지연 위상 보상 회로의 타단이 접속됨과 함께，상기 오차 증폭기의 출력이 접속되는 피드백 단자와, 상기 외부 신호가 공급되는 스탠바이 단자를 갖는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
제2항에 있어서,

상기 발진 회로는, 상기 외부 소자에 흐르는 전류의 값에 의해 충방전 주기가 결정되는 충방전 컨덴서로 이루어지고, 상기 발진 신호의 상기 소정의 주파수는, 상기 외부 소자의 저항값을 변화시켜 상기 외부 소자에 흐르는 전류값을 바꿈으로써 변경 가능한 것을 특징으로 하는 전원 장치.
제2항에 있어서,

상기 발진 회로는, 충방전을 행하는 컨덴서와, 상기 외부 소자의 저항값에 의해 상기 컨덴서의 충전 전류의 값을 결정하는 제1 커런트 미러 회로와, 상기 컨덴서의 방전 전류의 값을 결정하는 제2 커런트 미러 회로와, 상기 컨덴서의 양단 전압과, 제1 및 제2 임계값 전압을 비교하여, 제2 커런트 미러 회로를 온/오프함으로써, 상기 컨덴서에의 충전과 방전을 절환하는 충방전 절환 회로로 이루어지는 것 을 특징으로 하는 전원 장치.
제4항에 있어서,

상기 제1 커런트 미러 회로는, 상기 외부 소자가 그 전류 경로에 접속되는 제1 입력측 회로와, 상기 제1 입력측 회로에 흐르는 입력측 전류에 비례한 제1 출력측 전류가 흐르는 제1 출력측 회로와, 상기 제1 입력측 회로에 흐르는 입력측 전류에 비례한 제2 출력측 전류가 흐르는 제2 출력측 회로로 구성되고,

상기 제2 커런트 미러 회로는, 상기 제1 출력측 전류의 전류 경로에 접속된 제2 입력측 회로와, 상기 제2 출력측의 전류 경로와 상기 컨덴서의 일단과의 접속점에 접속된 제3 출력측 회로로 구성되고,

상기 충방전 절환 회로는, 상기 제3 출력측 회로를 차단시켜 상기 제2 출력측 전류에 의해 상기 컨덴서를 충전시키고, 상기 제3 출력측 회로를 도통시켜 상기 컨덴서를 방전시키는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
제2항에 있어서,

상기 제어 회로는, 상기 스위칭 소자에 흐르는 전류가 소정의 전류값을 초과했을 때에 상기 구동 회로를 정지시키는 과전류 보호 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
제6항에 있어서,

상기 과전류 보호 회로는, 상기 스위칭 소자에 의한 전압 강하를 검출하고, 이 전압 강하가 소정의 전압을 초과하는 경우에 상기 구동 회로를 정지시키는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
제6항에 있어서,

상기 과전류 보호 회로는, 상기 스위칭 소자로부터 출력되는 전압과 소정의 전압을 비교하는 과전류 검출 컴퍼레이터를 포함하고，이 과전류 검출 컴퍼레이터는, 상기 스위칭 소자로부터 출력되는 전압이 상기 소정의 전압보다 낮아졌을 때에 상기 구동 회로를 정지시키는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
제2항에 있어서,

상기 제어 회로는, 전원 장치 내의 소정 개소의 온도가 소정의 온도를 초과했을 때에, 상기 구동 회로를 정지시키는 과열 보호 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
제2항에 있어서,

상기 제어 회로는, 상기 출력 전압이 기동 시에 완만하게 상승하도록 상기 오차 증폭기를 제어하는 소프트 스타트 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 전원 장치는, 집적 회로 장치로 구성되는 것을 특징으로 하는 전원 장치.