JP2010142111A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スタンバイ状態における消費電力を無くすとともに、スイッチング周波数を可変することができ、また、スイッチング周波数を高く設定した場合においても安定して動作するスイッチングレギュレータ型の電源装置を提供する。
【解決手段】レギュレータＩＣ１０は、外部接続用の７個の接続端子と、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタ２６、ＭＯＳ２６を制御する内部制御回路１５と、内部制御回路１５に動作電源を与えるスイッチ回路１４とから構成されている。内部制御回路１５は、ソフトスタート回路１６、基準電圧源１７、誤差増幅器１８、ＰＷＭコンパレータ１９、発振回路２０、ラッチ回路２１、ドライバ２２、ＴＳＤ回路（過熱保護回路）２３、過電流保護回路２４、定電圧源２５、リセット信号発生回路２８から構成されている。外部のスイッチ１２がオフの場合、スイッチ回路１４はオフになり、レギュレータＩＣ１０の消費電力は０となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置に関し、詳しくはスイッチングレギュレータ型の電源装置に関する。

例えば、集積回路装置で構成された従来のスイッチングレギュレータ型の電源装置は、特許文献１に開示されている。特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、従来の電源装置である１チップの集積回路上に形成される制御回路と、多数の外付け素子とから構成されている。この制御回路は、外部から制御信号ＣＴＬが与えられると活性化して、直流電源に接続された出力トランジスタをスイッチング駆動する。そして、出力トランジスタからの出力電流が平滑回路に与えられ、平滑回路からの電圧が出力電圧として出力端子から供給されるようになっている。

また、この制御回路は、出力電圧が分圧された分圧電圧と基準電圧とを比較する誤差増幅器と、この誤差増幅器の出力と発振器からの三角波とを比較するＰＷＭ比較器と、ＰＷＭ比較器からの出力信号で前記出力トランジスタを駆動する出力回路を有しており、制御回路が活性化しているときは出力電圧を所定の電圧に一定に維持するように動作する。

特開平１０−３２３０２６号公報

しかしながら、上記従来の電源装置によると、外部からの制御信号ＣＴＬが与えられずに活性化していないときに、出力トランジスタの駆動を停止して、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を発生させないようにする、いわゆるスタンバイ状態にすることはできる。しかし、そのときに制御回路の動作は完全に停止していないため、この制御回路による消費電力が発生し、スタンバイ状態における省電力が十分に図れていないという問題があった。

また、ラジオやモニタ等の電子機器の電源装置として搭載された場合には、スイッチング周波数によっては、そのスイッチング周波数に基づくスイッチングノイズが、搭載されているラジオやモニタ等の電子機器の出力に影響を与えてしまう場合がある。このようなときには、スイッチング周波数を連続動作のまま変更することによりスイッチングノイズの影響を回避する方法がある。しかし、上記従来の電源装置によると、出力トランジスタのスイッチング周波数は内部の発振器の固定された発振周波数に基づく周波数であるため、スイッチング周波数を変更することができない。そのため、スイッチングノイズの影響を防ぐためには、スイッチングノイズ源である出力トランジスタ等をシールドする必要があり、使い勝手が悪いという問題があった。

また、一般的に、スイッチングレギュレータ型の電源装置を小型化、軽量化するためにはスイッチング周波数を高く設定すると良い。高いスイッチング周波数に対応するために誤差増幅器を周波数特性の良いものにすると、回路の発振の問題が生じるため、誤差増幅器をあまり周波数特性の良いものにすることはできなかった。従って、スイッチング周波数を高く設定することができないので、小型化、軽量化を図ることができないという問題もあった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、スタンバイ状態における消費電力を無くすとともに、スイッチング周波数を可変することができ、また、スイッチング周波数を高く設定した場合においても安定して動作するスイッチングレギュレータ型の電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明は、入力電圧を変換して平滑回路に与え、該平滑回路からの出力が所定の出力電圧になるように動作するスイッチングレギュレータ型の電源装置において、前記出力が前記所定の出力電圧になるように制御信号をＰＷＭ方式で発生する制御回路と、前記制御信号によってスイッチングされることによって、入力電圧を変換して前記平滑回路に与えるスイッチング素子とから成り、前記出力電圧の出力をオン・オフする外部信号に基づいて、前記制御回路を構成する素子への動作電力の供給経路の導通・遮断を切り換えるように構成している。

この構成によると、出力停止を指示する外部信号が与えられると、出力電圧が停止するとともに、切換回路が制御回路への動作電源の供給経路を遮断するため制御回路を完全に停止させる。

また、本発明の前記制御回路は、前記出力電圧に基づく帰還電圧と基準電圧とを比較して誤差信号を生成する誤差増幅器と、所定の周波数の発振信号を生成する発振回路と、前記発振信号と前記誤差信号とを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記制御信号を前記スイッチング素子に与えて駆動する駆動回路と、前記制御回路を構成する素子への動作電力の供給経路の前記導通・遮断の切り換えを行う切換回路とから成り、前記電源装置は、更に前記入力電圧が与えられる入力端子と、前記スイッチング素子の一端に接続されて前記平滑回路に与える電圧が出力されるスイッチング端子と、前記帰還電圧が与えられる帰還電圧端子と、前記発振信号の所定の周波数を決定する外部素子が接続される外部素子接続端子と、前記制御回路の自己誤発振を防止するために一端が前記帰還電圧端子に接続された遅れ位相補償回路の他端が接続されるとともに、前記誤差増幅器の出力が接続されるフィードバック端子と、前記外部信号が与えられるスタンバイ端子とを有するように構成されている。

この構成によると、スタンバイ端子に出力停止を指示する外部信号が与えられると、切換回路が制御回路への動作電源の供給経路を遮断するので制御回路を完全に停止させる。また、外部素子接続端子に接続する外部素子により発振回路の発振周波数を決定することができる。また、帰還電圧端子とフィードバック端子間に遅れ位相補償回路を接続できる。

更に、本発明の前記発振回路は、充放電を行うコンデンサと、前記外部素子の抵抗値によって前記コンデンサの充電電流の値を決定する第１のカレントミラー回路と、前記コンデンサの放電電流の値を決定する第２のカレントミラー回路と、前記コンデンサの両端電圧と、第１及び第２の閾値電圧とを比較して、第２のカレントミラー回路をオン／オフすることよって、前記コンデンサへの充電と放電を切り換える充放電切換回路とから成る。

この構成によると、発振回路の出力信号としてのコンデンサの出力電圧は、第１、第２の閾値電圧の差分を振幅とする三角波となる。そして、外部素子接続端子に接続される抵抗素子の抵抗値に基づいて前記コンデンサへの充放電電流値が決定される。

また、本発明の前記制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流を検出し、この電流が所定の電流値を超えたときに前記駆動回路を停止させる過電流保護回路を備える。

また、本発明の前記制御回路は、更に電源装置内の所定箇所の温度が所定の温度を超えたときに、前記駆動回路を停止させる過熱保護回路を備える。

更に、本発明の前記制御回路は、前記出力電圧が起動時に緩やかに立ち上がるように前記誤差増幅器を制御するソフトスタート回路を備える。

本発明によると、出力停止を指示する外部信号が与えられると、切換回路が制御回路への動作電源の供給経路を遮断することにより、制御回路が完全に停止するため、スタンバイ状態における消費電力を０にすることができる。

また、外部素子接続端子に接続する外部素子を変更することにより、発振回路の発振周波数、即ち、スイッチング素子のスイッチング周波数を変更することができ、特定周波数で発生するノイズを回避することが可能になる。

更に、スイッチング周波数が高く設定された場合においても、帰還電圧端子とフィードバック端子間に遅れ位相補償回路を接続することによって、回路の発振を防止して、安定した動作を行わせることが可能になる。

また、前記スイッチング素子に流れる電流を検出し、この電流が所定の電流値を超えたときに前記駆動回路を停止させる過電流保護回路を備えるので、過電流による破損等を防止することができる。

また、前記過電流保護回路の過電流検出コンパレータが、スイッチング素子からの出力電圧が所定の電圧より低くなったときに、スイッチング素子に流れる電流が所定の電流以上になったと判断して駆動回路を停止させるので、他の電流検出器等を用いることなく過電流保護を行うことができる。

また、集積回路装置内の所定箇所の温度が所定の温度を超えたときに前記駆動回路を停止させるので、集積回路装置の過熱による破損等を防止することができる。また、起動時に前記出力電圧が緩やかに立ち上がるので、起動時に負荷に突入電流等の過大な電流が流れることを防止することができ、スイッチング素子や負荷の破損を防止できる。

本発明の一実施形態のレギュレータＩＣ（電源装置）の電気的構成を示す回路ブロック図である。 図１に示す発振回路の具体的回路を示す回路図である。

以下に、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。図１は、本発明の一実施形態のレギュレータＩＣ（電源装置）の電気的構成を示す回路ブロック図である。図１において、１０は１チップに集積化されたレギュレータＩＣであり、図１は、更に、レギュレータＩＣ１０に接続される多数の外付け素子等を示している。

レギュレータＩＣ１０は、外部接続用の７個の接続端子と、Ｐチャンネル型のＭＯＳ(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタ（以後、ＭＯＳと称する）２６、ＭＯＳ２６を制御する内部制御回路１５と、内部制御回路１５に動作電源を与えるスイッチ回路（切換回路）１４とから構成されている。また、内部制御回路１５は、ソフトスタート回路１６、基準電圧源１７、誤差増幅器１８、ＰＷＭコンパレータ１９、発振回路２０、ラッチ回路２１、ドライバ（駆動回路）２２、ＴＳＤ(Thermal
Shut Down)回路（過熱保護回路）２３、過電流検出コンパレータ（過電流保護回路）２４、定電圧源２５、リセット信号発生回路２８から構成されている。

入力端子１には、入力電圧（例えば、５〜３５Ｖ）Ｖｉｎが供給され、入力端子１とグランド間には、平滑用のコンデンサＣ１とノイズカット用のコンデンサＣ２とが並列に外付けされている。また、ＭＯＳ２６によりスイッチングされたスイッチング電流が出力されるＳＷ端子（スイッチング端子）２には、平滑回路１１が外付けされている。この平滑回路１１は、コイルＬ１と、ダイオード（例えば、ショットキーバリアダイオード）Ｄ１と、平滑用のコンデンサ（例えば、電解コンデンサ）Ｃ５とから構成され、ＳＷ端子２にダイオードＤ１のカソードとコイルＬ１の一端とが接続され、コイルＬ１の他端は出力コンデンサＣ５の一端に接続され、コンデンサＣ５の他端とダイオードＤ１のアノードはグランドに接続されている。

また、コイルＬ１の他端は分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路を介してグランドに接続され、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードはＩＮＶ端子（帰還電圧端子）５に接続され、ＩＮＶ端子５はレギュレータＩＣ１０内部で誤差増幅器１８の反転入力端子（−）に接続されている。そして、誤差増幅器１８の第１非反転入力端子（＋）はソフトスタート回路１６に接続され、第２非反転入力端子（＋）は基準電圧源１７に接続されている。

また、誤差増幅器１８の出力端子はＰＷＭコンパレータ１９の反転入力端子（−）とＦＢ端子（フィードバック端子）３とに接続されている。ＦＢ端子３とＩＮＶ端子５との間には、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３の直列回路から成る遅れ位相補償回路２７が外付けされている。

ＰＷＭコンパレータ１９の非反転入力端子（＋）は、発振回路２０の出力端子に接続されている。そして、ＰＷＭコンパレータ１９の出力端子は、波形整形用のラッチ回路２１を介してドライバ２２の入力端子に接続され、ドライバ２２の出力端子はＭＯＳ２６のゲートに接続されている。また、ＭＯＳ２６のソースは入力端子１に接続され、ドレインはＳＷ端子２に接続され、ゲートはプルアップ抵抗Ｒ５（例えば、５０ｋΩ）を介して入力端子１に接続されている。

また、発振回路２０の出力端子は、リセット信号発生回路２８を介してラッチ回路２１のリセット端子に接続され、ラッチ回路２１のセット端子は過電流検出コンパレータ２４の出力端子に接続されている。そして、過電流検出コンパレータ２４の非反転入力端子（＋）には、定電圧源２５を介して入力電圧Ｖｉｎが供給され、過電流検出コンパレータ２４の反転入力端子（−）は、ＭＯＳ２６のドレインに接続されている。また、ドライバ２２には、ＴＳＤ回路２３からの過熱検出信号が与えられるようになっている。

また、レギュレータＩＣ１０には、発振回路２０に接続されているＲＴ端子（外部素子接続端子）６が設けられており、ＲＴ端子６とグランド間には発振回路２０の発振周波数を定める抵抗Ｒ４とノイズ除去用のコンデンサＣ４とが並列に外付けされている。尚、ＧＮＤ端子（接地端子）４がグランドに接続されて、レギュレータＩＣ１０の基準電位が定められている。

また、スイッチ回路１４の一端は入力端子１に接続されている。その他端は、図示しないが、内部制御回路１５内の各素子の電源として接続されており、ＥＮ端子（スタンバイ端子）７から入力される出力停止を指示する外部信号に基づいて、内部制御回路１５への電源の供給を断続するようになっている。そして、ＥＮ端子７とグランド間には、前記外部信号としての電圧を与えるスイッチ１２と定電圧源１３との直列回路が外付けされている。

次に、このような構成のレギュレータＩＣ１０のスタンバイ状態と動作状態との切り換え動作について説明する。入力端子１には、図示しない直流電源からの直流電圧がコンデンサＣ１で平滑化、及び、コンデンサＣ２でノイズ除去され、入力電圧Ｖｉｎとなって供給されている。

先ず、外部のスイッチ１２がオフ（開状態）の場合、スイッチ回路１４はオフ（開状態）になり、内部制御回路１５には入力電圧Ｖｉｎが供給されない状態となる。従って、内部制御回路１５が動作しないため、レギュレータＩＣ１０はスイッチング動作を行うことができない。即ち、レギュレータＩＣ１０は、出力電圧Ｖｏとして所定の電圧を発生させない、いわゆるスタンバイ状態となる。このとき、レギュレータＩＣ１０の全ての内部回路は完全に停止しているので、レギュレータＩＣ１０の消費電力は０となる。尚、このとき、ＭＯＳ２６のゲートはプルアップ抵抗Ｒ５により高レベルに固定されている。

一方、外部のスイッチ１２がオン（閉状態）の場合、定電圧源１３からの電圧がスイッチ回路１４に与えられ、スイッチ回路１４はオン（閉状態）になり、内部制御回路１５に入力電圧Ｖｉｎが供給される。従って、内部制御回路１５は動作を開始し、レギュレータＩＣ１０はスイッチング動作を開始する。即ち、レギュレータＩＣ１０は、出力電圧Ｖｏとして所定の電圧を発生させる動作状態となる。

次に、この動作状態のレギュレータＩＣ１０の各部の動作について以下に説明する。入力電圧Ｖｉｎは、ＭＯＳ２６のスイッチング動作によりパルス電圧に変換されて平滑回路１１に与えられ、ＭＯＳ２６がオン状態のときは、入力端子１からＭＯＳ２６を介してコイルＬ１へ電流が流れる。これにより、コイルＬ１にエネルギーが蓄えられるとともに、コンデンサＣ５が充電される。一方、ＭＯＳ２６がオフ状態のときは、コイルＬ１に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ１により環流させられてコンデンサＣ５が充電される。そして、コンデンサＣ５から出力される電圧が出力電圧Ｖｏとして外部に供給される。

また、出力電圧Ｖｏが分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧された帰還電圧Ｖａｄｊが、ＩＮＶ端子５を介して誤差増幅器１８の反転入力端子（−）に入力される。そして、誤差増幅器１８は、第１、第２非反転入力端子（＋）に入力される電圧のうち、より低レベルの電圧と、反転入力端子（−）に入力される帰還電圧Ｖａｄｊとの電位差に基づく電圧を出力する。

誤差増幅器１８の第１非反転入力端子（＋）には、ソフトスタート回路１６からソフトスタート回路１６の動作開始時点、即ち、レギュレータＩＣ１０の起動時から時間とともに一定に増加する電圧が与えられる。第２非反転入力端子（＋）には、基準電圧源１７からの基準電圧Ｖｒｅｆが与えられる。尚、この基準電圧Ｖｒｅｆは、所定の出力電圧Ｖｏを分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧Ｖａｄｊに設定される。

誤差増幅器１８から出力される誤差信号は、ＰＷＭコンパレータ１９の反転入力端子（−）に入力される。また、ＰＷＭコンパレータ１９の非反転入力端子（＋）には、発振回路２０から一定周波数の三角波信号Ｖｏｓｃが与えられる。そして、このＰＷＭコンパレータ１９は、反転入力端子（−）の電圧と非反転入力端子（＋）の電圧とを比較し、非反転入力端子（＋）電圧が反転入力端子（−）電圧より低い場合はＬ（Ｌｏｗ）レベル、非反転入力端子（＋）電圧が反転入力端子（−）電圧より高くなればＨ（Ｈｉｇｈ）レベルのＰＷＭ信号をラッチ回路２１に出力する。

ラッチ回路２１は、一旦、ＨレベルのＰＷＭ信号が入力されると出力をラッチし、Ｈレベルの出力信号をドライバ２２に出力する。そして、発振回路２０から出力される三角波信号Ｖｏｓｃに基づいてリセット信号発生回路２８で生成された三角波信号Ｖｏｓｃと同じ一定周波数のリセット信号がリセット端子に入力されると、ラッチを解除し出力をＬレベルにする。このようにして、ＰＷＭコンパレータ１９からのＰＷＭ信号が波形整形されてドライバ２２に与えられる。尚、リセット信号発生回路２８は、発振回路２０から出力される三角波信号Ｖｏｓｃと基準電圧源２８ａからの基準電圧とをコンパレータ２８ｂで比較することにより、前記リセット信号を生成している。

ドライバ２２は、ラッチ回路２１からの出力信号をバッファリングした出力信号をＭＯＳ２６のゲートに出力し、ＭＯＳ２６を駆動する。即ち、ラッチ回路２１を介したＰＷＭ信号が、ＨレベルのときはＭＯＳ２６をオフさせ、ＬレベルのときはＭＯＳ２６をオンさせる。従って、ドライバ２２の出力信号は、発振回路２０の発振周波数と同一周波数のパルス信号となり、そのデューティは誤差増幅器１８からの誤差信号に基づいて決定される。即ち、出力電圧Ｖｏが所定の電圧より上昇するほど、Ｈレベルとなる時間、即ち、ＭＯＳ２６がオフとなる時間が長くなり、逆に、出力電圧Ｖｏが所定の電圧より下降するほど、Ｌレベルとなる時間、即ち、ＭＯＳ２６がオンとなる時間が長くなる。

このようにして、帰還電圧Ｖａｄｊと基準電圧Ｖｒｅｆとが一致するようにＰＷＭ信号のデューティが調整されるので、出力電圧Ｖｏは所定の電圧に安定的に維持される。但し、起動時において、ソフトスタート回路１６からの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを超えるまでの間は、出力電圧Ｖｏがソフトスタート回路１６からの電圧の上昇に伴って緩やかに上昇する、いわゆるソフトスタート動作を行うようになっている。これにより、出力電圧Ｖｏが供給される負荷に起動時に過大な突入電流が流れることを防ぐことができる。

また、ＭＯＳ２６を流れる電流が増大して、レギュレータＩＣ１０が過熱する場合がある。このとき、ＴＳＤ回路２６は、レギュレータＩＣ１０の所定箇所の温度が所定の温度以上になったことを検知すると、過熱検出信号をドライバ２２に与える。この過熱検出信号が与えられたドライバ２２は出力を停止してＭＯＳ２６をオフにする。このようにして、レギュレータＩＣ１０が所定の温度以上に上昇することを防止して過熱保護を図っている。

また、出力電圧Ｖｏを負荷に供給するラインに短絡等が発生すると、ＭＯＳ２６等に過電流が流れてＭＯＳ２６等が破損してしまうおそれがある。ＭＯＳ２６に電流が流れると、ＭＯＳ２６のオン抵抗と流れる電流とを乗算した電圧降下がＭＯＳ２６のソース−ドレイン間に発生する。従って、ＭＯＳ２６に流れる電流が所定の電流を超えたとき、ＭＯＳ２６のソース−ドレイン間の電圧降下は所定の値より大きくなる。

過電流検出コンパレータ２４は、ＭＯＳ２６のドレイン電圧が、入力電圧Ｖｉｎから定電圧源２５の電圧を差し引いた所定の電圧よりも低くなると、Ｈレベルのセット信号をラッチ回路２１のセット端子に与えるので、ラッチ回路２１の出力はＨレベルにセットされ、ドライバ２２はＭＯＳ２６をオフさせる。即ち、ＭＯＳ２６に流れる電流が所定の電流を超えたとき、ＭＯＳ２６のドレイン電圧は所定の電圧より小さくなるので、このときにＭＯＳ２６をオフにすることにより、レギュレータＩＣ１０の過電流保護を図っている。尚、セット信号は、リセット信号発生回路２８からの一定周期で発生するリセット信号により解除される。

また、レギュレータＩＣ１０をラジオやモニタ等の電子機器に制御用電源として組み込んだ場合、ＭＯＳ２６のスイッチングにより発生する特定周波数（高調波成分を含む）のスイッチングノイズが、出力電圧Ｖｏを供給するラジオやモニタ等の出力に影響を及ぼす場合がある。例えば、ラジオの出力音声にノイズ音が混入したり、モニタの画面にちらつきが生じたりというような影響を及ぼす場合がある。このようなときに、ＲＴ端子６に接続する抵抗Ｒ４の抵抗値を変更することにより、スイッチング周波数を、影響を与えない周波数に変更してスイッチングノイズの影響を回避することができる。

図２は、発振回路２０の具体的回路を示す回路図である。説明の便宜上、図２において、図１と同一の部分には同一の符号を付して、その説明は省略する。図２に示す発振回路２０は、カレントミラー回路２０ａを構成するＰＮＰトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３と、ＰＮＰトランジスタＱ２、Ｑ３の下流側においてカレントミラー回路２０ｂを構成するＮＰＮトランジスタＱ４、Ｑ５と、コンデンサＣ２０と、充放電切換回路ＳＷ２０とから成る。

図２において、Ｖｃｃは入力電圧Ｖｉｎ、または、入力電圧Ｖｉｎから生成された所定の電圧が供給される電源ラインであり、本例においては入力電圧Ｖｉｎが供給されているものとする。そして、この電源ラインＶｃｃにＰＮＰトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３の各エミッタが接続されている。また、ＰＮＰトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３の各ベースとＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタとが共にＲＴ端子６に接続されている。尚、ＲＴ端子６とグランド間には、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４とが並列に外付けされている。尚、この外付けのコンデンサＣ４はノイズ除去を目的とするものである。

また、ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタ−エミッタを介してグランドに接続され、ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＱ５のコレクタ−エミッタを介してグランドに接続されている。そして、ＮＰＮトランジスタＱ４、Ｑ５の各ベースとＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタとが接続され、ＮＰＮトランジスタＱ５のコレクタはコンデンサＣ２０を介してグランドに接続されている。そして、このコンデンサＣ２０の電圧が、三角波信号ＶｏｓｃとしてＰＷＭコンパレータ１９の非反転入力端子（＋）に与えられる（図１参照）。

また、充放電切換回路ＳＷ２０は、ＮＰＮトランジスタＱ４及びＱ５のベースの接続点とグランド間に接続され、三角波信号Ｖｏｓｃの電圧に応じてオン／オフ制御される。従って、この充放電切換回路ＳＷ２０のオフ／オンに応じてＮＰＮトランジスタＱ４、Ｑ５、即ち、カレントミラー回路２０ｂがオン／オフする。

次に、このような構成の発振回路２０の動作を説明する。電源ラインＶｃｃに入力電圧Ｖｉｎが供給されると、電源ラインＶｃｃからＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ、ＲＴ端子６、抵抗Ｒ４を介してグランドへ、入力電圧Ｖｉｎ／抵抗Ｒ４で定まる電流Ｉが流れる。そして、この電流Ｉはカレントミラー回路２０ａを構成するＰＮＰトランジスタＱ２、Ｑ３にミラーされ、その下流のＮＰＮトランジスタＱ４、Ｑ５に出力される。

充放電切換回路ＳＷ２０は、三角波信号Ｖｏｓｃが上側閾値電圧Ｖｈになったときにオフ、下側閾値電圧Ｖｌ（Ｖｈ＞Ｖｌ）になったときにオンになるように制御される。そして、三角波信号Ｖｏｓｃが下側閾値電圧Ｖｌになったとき、即ち、充放電切換回路ＳＷ２０がオンになったとき、ＮＰＮトランジスタＱ５はオフになるため、ＰＮＰトランジスタＱ３から出力される電流ＩでコンデンサＣ２０が充電される。三角波信号ＶｏｓｃはコンデンサＣ２０の充電に伴って一定の傾きで上昇する。そして、三角波信号Ｖｏｓｃが上側閾値電圧Ｖｈに達すると、充放電切換回路ＳＷ２０はオフ、ＮＰＮトランジスタＱ５はオンになり、コンデンサＣ２０はＮＰＮトランジスタＱ５を介して放電を開始する。

ＮＰＮトランジスタＱ５は、ＮＰＮトランジスタＱ４に対してエミッタ面積が２倍のものとなっており、ＮＰＮトランジスタＱ４に電流Ｉが流れているときには、２Ｉの電流を流す能力がある。従って、ＮＰＮトランジスタＱ５がオンになったときの電流は２Ｉであり、コンデンサＣ２０がＮＰＮトランジスタＱ５を介して放電する放電電流は、２Ｉ−Ｉ（ＰＮＰトランジスタＱ３から出力される電流Ｉ）＝Ｉとなり、三角波信号Ｖｏｓｃは充電時と同じ一定の傾きで下降する。

そして、三角波信号Ｖｏｓｃが下側閾値電圧Ｖｌに達すると、充放電切換回路ＳＷ２０はオン、ＮＰＮトランジスタＱ５はオフになり、コンデンサＣ２０は再び電流Ｉで充電を開始する。以上の動作を繰り返して生成された特定周波数の三角波が、三角波信号Ｖｏｓｃとして出力される。尚、上述したように、ＮＰＮトランジスタＱ５のエミッタ面積をＮＰＮトランジスタＱ４のエミッタ面積の２倍にすると、コンデンサＣ２０の充電電流と放電電流の電流値が同じになり、三角波信号Ｖｏｓｃの上昇と下降の傾きが同じになるが、上昇と下降の傾きは特に同じにする必要はなく、ＮＰＮトランジスタＱ５のエミッタ面積は、ＮＰＮトランジスタＱ４のエミッタ面積の所定の倍数にしても良い。

また、抵抗Ｒ４の抵抗値を変更すると、上述の電流Ｉの大きさが変わることになり、コンデンサＣ２０の充放電電流の大きさが変わることになる。即ち、抵抗Ｒ４の抵抗値を小さくすると、電流Ｉは大きくなり、コンデンサＣ２０の充放電電流は大きくなる。すると、三角波信号Ｖｏｓｃは、充電時にはより早く上側閾値電圧Ｖｈに、放電時にはより早く下側閾値電圧Ｖｌに到達することになり、三角波信号Ｖｏｓｃの周期は短くなる。一方、抵抗Ｒ４の抵抗値を大きくした場合は、上述の動作と逆の動作となり、三角波信号Ｖｏｓｃの周期は長くなる。

このように、抵抗Ｒ４の抵抗値を変更することにより、発振回路２０の発振周波数を変更することができる。そして、図１に示すレギュレータＩＣ１０をラジオやモニタ等の電子機器に組み込んで動作させたときに、スイッチングノイズがこの電子機器の出力に影響を及ぼす場合であっても、抵抗Ｒ４を異なる抵抗値のものに変更するだけで、スイッチング周波数を電子機器の出力に影響を及ばさない周波数に変更してスイッチングノイズの問題を回避することができる。また、抵抗Ｒ４を可変抵抗にして、電子機器を動作させたままの状態でスイッチング周波数を電子機器の出力に影響を及ばさない周波数に変更することも可能である。

また、スイッチング周波数を高く設定する場合、内部制御回路１５内の各制御素子等を周波数特性の良いものにする必要があるが、誤差増幅器１８を周波数特性の良いものにすると、回路の発振の問題が生じることがある。そこで、ＦＢ端子３とＩＮＶ端子５との間にコンデンサＣ３と抵抗Ｒ３との直列回路から成る遅れ位相補償回路２７を外付けすることにより、誤差増幅器１８を周波数特性の良いものにしてスイッチング周波数を高く設定した場合であっても、回路の発振を防止することができる。

例えば、この遅れ位相補償回路２７を外付けしない場合の上限のスイッチング周波数は３００ｋＨｚ程度であるのに対して、遅れ位相補償回路２７を外付けした場合は、上限のスイッチング周波数を５００ｋＨｚ程度に上昇させることができる。これにより、スイッチング周波数を高く設定してもレギュレータＩＣ１０の変換効率を上げて安定した動作をさせることができ、レギュレータＩＣ１０及びレギュレータＩＣ１０を用いた電源装置の小型化、軽量化を図ることができる。

以上、説明したように、レギュレータＩＣ１０は、外部のスイッチ１２がオフされることによりスタンバイ状態になったときには、スイッチ回路１４によって内部制御回路１５を完全に停止させるので、スタンバイ時の消費電力を０にすることができ、省電力を図ることができる。

また、レギュレータＩＣ１０は、発振回路２０の発振周波数、即ち、ＭＯＳ２６のスイッチング周波数を決める抵抗Ｒ４を接続するＲＴ端子６を備えているので、スイッチングノイズによる影響を回避するなどの目的でスイッチング周波数を変更する場合に、レギュレータＩＣ１０そのものを変更せずとも、抵抗Ｒ４を異なる抵抗値のものに変更するだけで、スイッチング周波数の変更を行うことができる。そして、抵抗Ｒ４を可変抵抗にしてレギュレータＩＣ１０を連続動作させたままでスイッチング周波数の変更を行うことも可能である。

また、レギュレータＩＣ１０は、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３との直列回路から成る外付けの遅れ位相補償回路２７が接続され、誤差増幅器１８の出力を反転入力端子（−）にこの遅れ位相補償回路２７を介してフィードバックするためのＦＢ端子３を備えている。そのため、誤差増幅器１８を周波数特性の良いものにしたうえで、スイッチング周波数を高く設定した場合であっても、回路の発振を防止することができ、スイッチング周波数を高く設定することができる。従って、レギュレータＩＣ１０及びレギュレータＩＣ１０を用いた電源装置の小型化、軽量化を図ることができる。

また、レギュレータＩＣ１０は、ＴＳＤ回路２３を備えて過熱保護を図っている。また、過電流コンパレータ２４を備えて過電流保護を図っている。更に、ソフトスタート回路１６を備えているので、起動時に出力電圧Ｖｏを所定の電圧まで緩やかに立ち上げるソフトスタート動作を行うことができる。

尚、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において各部の構成等を適宜に変更して実施することも可能である。例えば、ＭＯＳ２６をバイポーラ型のトランジスタにすることも可能であるし、発振回路２０のカレントミラー回路２０ａ、２０ｂをＭＯＳトランジスタで構成することも可能である。

本発明は、他の電子機器、特にスタンバイ時の省電力が要求される電子機器の電源装置として利用できる。

１ 入力端子
２ ＳＷ端子（スイッチング端子）
３ ＦＢ端子（フィードバック端子）
４ ＧＮＤ端子（接地端子）
５ ＩＮＶ端子（帰還電圧端子）
６ ＲＴ端子（外部素子接続端子）
７ ＥＮ端子（スタンバイ端子）
１０ レギュレータＩＣ（電源装置）
１１ 平滑回路
１２ スイッチ
１３、２５ 定電圧源
１４ スイッチ回路（切換回路）
１５ 内部制御回路
１６ ソフトスタート回路
１７ 基準電圧源
１８ 誤差増幅器
１９ ＰＷＭコンパレータ
２０ 発振回路
２０ａ、２０ｂ カレントミラー回路
２１ ラッチ回路
２２ ドライバ（駆動回路）
２３ ＴＳＤ回路（過熱保護回路）
２４ 過電流検出コンパレータ（過電流保護回路）
２６ ＭＯＳ（スイッチング素子）
２７ 遅れ位相補償回路
２８ リセット信号発生回路
２８ａ 基準電圧源
２８ｂ コンパレータ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ２０ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｌ１ コイル
Ｒ１、Ｒ２ 分圧抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｒ４ 抵抗（抵抗素子、外部素子）
Ｒ５ プルアップ抵抗
ＳＷ２０ 充放電切換回路

Claims (11)

1. 入力電圧を変換して平滑回路に与え、該平滑回路からの出力が所定の出力電圧になるように動作するスイッチングレギュレータ型の電源装置において、
   前記出力が前記所定の出力電圧になるように制御信号をＰＷＭ方式で発生する制御回路と、
   前記制御信号によってスイッチングされることによって、入力電圧を変換して前記平滑回路に与えるスイッチング素子とから成り、
   前記出力電圧の出力をオン・オフする外部信号に基づいて、前記制御回路を構成する素子への動作電力の供給経路の導通・遮断を切り換えることを特徴とする電源装置。
2. 前記制御回路は、前記出力電圧に基づく帰還電圧と基準電圧とを比較して誤差信号を生成する誤差増幅器と、所定の周波数の発振信号を生成する発振回路と、前記発振信号と前記誤差信号とを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記制御信号を前記スイッチング素子に与えて駆動する駆動回路と、前記制御回路を構成する素子への動作電力の供給経路の前記導通・遮断の切り換えを行う切換回路とから成り、
   前記電源装置は、更に前記入力電圧が与えられる入力端子と、前記スイッチング素子の一端に接続されて前記平滑回路に与える電圧が出力されるスイッチング端子と、前記帰還電圧が与えられる帰還電圧端子と、前記発振信号の所定の周波数を決定する外部素子が接続される外部素子接続端子と、前記制御回路の自己誤発振を防止するために一端が前記帰還電圧端子に接続された遅れ位相補償回路の他端が接続されるとともに、前記誤差増幅器の出力が接続されるフィードバック端子と、前記外部信号が与えられるスタンバイ端子とを有することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記発振回路は、前記外部素子に流れる電流の値によって充放電周期が決定する充放電コンデンサから成り、前記発振周波数の前記所定の周波数は、前記外部素子の抵抗値を変化させて前記外部素子に流れる電流値を変えることによって変更可能であることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記発振回路は、充放電を行うコンデンサと、前記外部素子の抵抗値によって前記コンデンサの充電電流の値を決定する第１のカレントミラー回路と、前記コンデンサの放電電流の値を決定する第２のカレントミラー回路と、前記コンデンサの両端電圧と、第１及び第２の閾値電圧とを比較して、第２のカレントミラー回路をオン／オフすることよって、前記コンデンサへの充電と放電を切り換える充放電切換回路とから成ることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
5. 前記第１のカレントミラー回路は、前記外部素子がその電流経路に接続される第１の入力側回路と、前記第１の入力側回路に流れる入力側電流に比例した第１の出力側電流が流れる第１の出力側回路と、前記第１の入力側回路に流れる入力側電流に比例した第２の出力側電流が流れる第２の出力側回路とから構成され、
   前記第２のカレントミラー回路は、前記第１の出力側電流の電流経路に接続された第２の入力側回路と、前記第２の出力側の電流経路と前記コンデンサの一端との接続点に接続された第３の出力側回路とから構成され、
   前記充放電切換回路は、前記第３の出力側回路を遮断させて前記第２の出力側電流によって前記コンデンサを充電させ、前記第３の出力側回路を導通させて前記コンデンサを放電させることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記制御回路は、更に前記スイッチング素子に流れる電流が所定の電流値を超えたときに前記駆動回路を停止させる過電流保護回路を備えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
7. 前記過電流保護回路は、前記スイッチング素子による電圧降下を検出し、この電圧降下が所定の電圧を超える場合に前記駆動回路を停止させることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記過電流保護回路は、前記スイッチング素子から出力される電圧と所定の電圧とを比較する過電流検出コンパレータを備え、この過電流検出コンパレータは、前記スイッチング素子から出力される電圧が前記所定の電圧より低くなったときに前記駆動回路を停止させることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
9. 前記制御回路は、更に電源装置内の所定箇所の温度が所定の温度を超えたときに、前記駆動回路を停止させる過熱保護回路を備えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
10. 前記制御回路は、更に前記出力電圧が起動時に緩やかに立ち上がるように前記誤差増幅器を制御するソフトスタート回路を備えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
11. 前記電源装置は、集積回路装置で構成されることを特徴とする請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の電源装置。

Images