JP3571690B2 - スイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力側と出力側とが電気的に絶縁されていない非絶縁型で且つ降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置に関し、特に、軽負荷時及び待機時の消費電力を低減できるスイッチング電源装置及びそれを用いたスイッチング電源用半導体装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のスイッチング電源装置について図面を参照しながら説明する。図６は非絶縁降圧型スイッチング電源装置の概略的な回路構成を示し、図７は動作時の電流電圧波形を示している。
【０００３】
以下、図６に示すスイッチング電源装置の構成の概略をその動作と共に説明する。
【０００４】
まず、制御回路１００が起動するまでは、該制御回路１００内のスイッチ１０１は閉じた状態にあり、内部回路電流供給回路１０２と制御回路用電源コンデンサ１０３とを接続している。
【０００５】
次に、主入力端子１０４に入力電圧ＶＩＮが印加されると、内部回路電流供給回路１０２から、スイッチ１０１を介して制御回路用電源コンデンサ１０３に制御電流が流れ、制御回路１００の電源電圧Ｖｃｃが上昇する。電源電圧Ｖｃｃが制御回路１００の起動電圧に達すると起動・停止回路１０５が動作し始めて、制御回路１００が起動する。
【０００６】
起動・停止回路１０５が動作し始めるとスイッチ１０１が開き、内部回路電流供給回路１０２からの制御回路用電源コンデンサ１０３への電流供給が停止する。従って、制御回路１００への制御電流の供給は制御回路用電源コンデンサ１０３から行なわれるようになる。このときの主出力端子１０６の出力電圧ＶＯＵＴは０Ｖである。
【０００７】
次に、制御回路１００が動作し始めることにより、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングデバイス１０７のスイッチング動作、すなわちオンオフ動作が開始され、スイッチングデバイス１０７がオン状態のときに主入力端子１０４からスイッチングデバイス１０７を介して電圧変換回路１１０のコイル１１０ａにドレイン電流ＩＤＳが流れ込む。続いて、スイッチングデバイス１０７がオフ状態に変化すると、回生用ダイオード１１０ｂを経由して、コイル１１０ａに蓄えられた電気エネルギーが主出力端子１０６に供給され、これにより、主出力端子１０６の出力電圧ＶＯＵＴが上昇する。
【０００８】
出力電圧ＶＯＵＴが上昇して、この出力電圧ＶＯＵＴが、出力電圧検出回路であるツェナーダイオード１１１の降伏電圧Ｖｚ、帰還回路であるダイオード１１２の順方向電圧Ｖｆ、及び制御回路１００の電源電圧Ｖｃｃの合計値、すなわちＶｚ＋Ｖｆ＋Ｖｃｃよりも大きくなると、スイッチングデバイス１０７がオフ状態に遷移したときに、主出力端子１０６からツェナーダイオード１１１及びダイオード１１２を経由して制御回路用電源コンデンサ１０３に電流が流れ込む。その結果、制御回路１００に出力電圧ＶＯＵＴの電圧値が帰還されて、主出力端子１０６から制御回路１００に電源電圧Ｖｃｃが供給される。
【０００９】
このとき、主出力端子１０６から制御回路１００への電圧供給により電源電圧Ｖｃｃが上昇し、該電源電圧Ｖｃｃが所定値に達すると、シャントレギュレータ１１３によってスイッチ素子１１４がオン状態となり、制御回路用電源コンデンサ１０３から抵抗器１１５にＰＷＭ制御用電流ＩＰＷＭ が供給されて、抵抗器１１５の両端に電圧が発生する。
【００１０】
スイッチングデバイス１０７のオンデューティは、抵抗器１１５の両端の電圧と発振器１１６からの三角波信号を受けるコンパレータ１１７の出力信号とによって決定され、スイッチングデバイス１０７に印加されるパルス幅が決まる。
【００１１】
このように、従来のスイッチング電源装置は、スイッチングデバイス１０７のデューティ比を可変に制御することにより、主出力端子１０６の出力電圧ＶＯＵＴを所定値となるように制御している。
【００１２】
このように、従来のスイッチング電源装置は、出力電圧ＶＯＵＴの精度を向上させるためにパルス幅制御（ＰＷＭ）方式を用いている。一般に、本方式のスイッチング周波数ｆｃは一定値の、例えば１００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ程度に設定されている。また、コンパレータ１１７は、前述したようにスイッチングデバイス１０７のオンデューティδを決定し、図７に示すように、待機時を含む軽負荷時においては、一定の周波数で且つ最小のオンデューティで動作している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
近年、地球環境保護の観点から、エネルギー使用量の抑制、すなわち省エネルギー化が求められており、電源装置、主にスイッチング電源装置においては、さらなる低消費電力化及び高効率化が必要とされている。
【００１４】
しかしながら、前記従来のスイッチング電源装置は、負荷の軽重に関係なくスイッチングデバイス１０７がスイッチング動作を行なっているため、主出力端子１０６に無駄な電力が供給され続け且つ消費され続けるという問題と、スイッチング周波数ｆｃが１００ｋＨｚ以上と比較的に高いため、スイッチング損失が増大するという問題とを有している。
【００１５】
本発明は、前記従来の問題を解決し、スイッチング電源装置又はスイッチング電源用半導体装置の低消費電力化と高効率化とを実現できるようにすることを目的としている。
【００１６】
【課題を解決しようとするための手段】
前記の目的を達成するため、本発明は、スイッチング電源装置又はスイッチング電源用半導体装置を、出力電圧検出回路により検出され且つ制御回路に帰還して生成される該制御回路の電源電圧に基づいて、スイッチング素子に対するスイッチング信号の出力を停止する構成とする。
【００１７】
具体的に、本発明に係る非絶縁型のスイッチング電源装置は、第１の直流電圧を受ける平滑用入力コンデンサと、第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、スイッチング素子の出力端子と制御回路の基準電圧端子との間に設けられた制御回路用電源コンデンサと、スイッチング素子からの出力信号を受け、第１の直流電圧よりも電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、出力側に設けられた出力電圧検出回路と、出力電圧検出回路からの検出信号を受け、受けた検出信号を制御回路に帰還する帰還回路とを備え、制御回路は、スイッチング素子の入力端子と基準電圧端子との間に設けられ、基準電圧端子の電圧を所定値に保持するレギュレータと、帰還回路からの帰還電流信号を受けて、電圧信号として出力する出力負荷検出回路と、出力負荷検出回路からの出力電圧信号と基準電圧との差からなる誤差電圧信号を生成して出力する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力信号を基準としてスイッチング素子を流れる電流を検出する素子電流検出回路と、誤差電圧信号が下限電圧よりも小さい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、誤差電圧信号が上限電圧よりも大きい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を再開させる軽負荷検出回路とを有しており、出力負荷検出回路は、出力端に抵抗が接続されたカレントミラー回路により構成されており、出力負荷検出回路に入力された帰還電流信号は、帰還電圧信号に変換されて誤差増幅回路に出力され、軽負荷検出回路は、下限電圧及び上限電圧を出力する基準電圧源と、基準電圧源が出力する電圧信号と誤差電圧信号とを比較する比較器とを含み、下限電圧又は上限電圧の値は、比較器の出力信号により切り替わるように設定されている。
【００１８】
本発明のスイッチング電源装置によると、出力電圧検出回路が負荷への出力電圧を検出して帰還回路がその検出信号を制御回路に帰還する。出力負荷検出回路は帰還回路からの帰還信号を受け、誤差増幅器は出力負荷検出回路からの出力信号と基準電圧との差からなる誤差電圧信号を生成して出力する。誤差電圧信号を受ける軽負荷検出回路は、受けた誤差電圧信号が下限電圧よりも小さい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、誤差電圧信号が上限電圧よりも大きい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を再開させる。ところで、スイッチング電源装置は、軽負荷時には、負荷電流が減少して出力電圧である第２の直流電圧が上昇して帰還信号電流が増大するため、出力負荷検出回路からの出力信号の電圧値が上昇する。従って、誤差増幅器において、出力負荷検出回路からの出力信号と基準電圧との差が小さくなるため、誤差電圧信号が下限電圧よりも小さくなるので、スイッチング素子のスイッチング動作が停止する。このため、スイッチング素子におけるスイッチング損失が減り、軽負荷時の消費電力を低減することができる。
【００１９】
本発明のスイッチング電源装置において、帰還回路がフォトカプラを含むことが好ましい。
【００２０】
本発明のスイッチング電源装置において、誤差電圧信号が帰還回路を流れる電流によって線形的に変化することにより、スイッチング素子のスイッチング動作の停止期間が主出力端子の電力変化に対して線形的に変化するように設定されていることが好ましい。
【００２１】
本発明のスイッチング電源装置において、出力電圧検出回路がツェナーダイオードと発光素子との直列接続回路を含むことが好ましい。
【００２２】
本発明のスイッチング電源装置において、帰還回路が受光部を有するスイッチ素子を含むことが好ましい。
【００２３】
本発明のスイッチング電源装置において、出力電圧検出回路と帰還回路とがツェナーダイオードとフォトカプラとにより構成されていることが好ましい。
【００２４】
本発明のスイッチング電源装置において、第１の直流電圧の値がほぼ１００Ｖ以上であり、第２の直流電圧の値がほぼ２５Ｖ以下であることが好ましい。
【００２５】
本発明のスイッチング電源装置において、制御回路が過電流を検出してスイッチング素子のスイッチング動作を停止する過電流保護手段を有していることが好ましい。
【００２６】
本発明のスイッチング電源装置において、制御回路が、過電流状態を検出してスイッチング素子のスイッチング動作を停止する過電流保護手段と、過熱状態を検出してスイッチング素子のスイッチング動作を停止する過熱保護手段とを有していることが好ましい。
【００２７】
本発明に係るスイッチング電源用半導体装置は、第１の直流電圧を受ける平滑用入力コンデンサと、第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、スイッチング素子の出力端子と制御回路の基準電圧端子との間に設けられた制御回路用電源コンデンサと、スイッチング素子からの出力信号を受け、第１の直流電圧よりも電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、出力側に設けられた出力電圧検出回路と、出力電圧検出回路からの検出信号を受け、受けた検出信号を制御回路に帰還する帰還回路とを備えた非絶縁型のスイッチング電源装置を制御するスイッチング電源用半導体装置を対象とし、スイッチング電源用半導体装置は、スイッチング素子及び制御回路を含み、制御回路は、スイッチング素子の入力端子と基準電圧端子との間に設けられ、基準電圧端子の電圧を所定値に保持するレギュレータと、帰還回路からの帰還電流信号を受けて、電圧信号として出力する出力負荷検出回路と、出力負荷検出回路からの出力電圧信号と基準電圧との差からなる誤差電圧信号を生成して出力する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力信号を基準としてスイッチング素子を流れる電流を検出する素子電流検出回路と、誤差電圧信号が下限電圧よりも小さい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、誤差電圧信号が上限電圧よりも大きい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を再開させる軽負荷検出回路とを有しており、出力負荷検出回路は、出力端に抵抗が接続されたカレントミラー回路により構成されており、出力負荷検出回路に入力された帰還電流信号は、帰還電圧信号に変換されて誤差増幅回路に出力され、軽負荷検出回路は、下限電圧及び上限電圧を出力する基準電圧源と、基準電圧源が出力する電圧信号と誤差電圧信号とを比較する比較器とを含み、下限電圧又は上限電圧の値は、比較器の出力信号により切り替わるように設定されている。
【００２８】
本発明のスイッチング電源用半導体装置によると、本発明のスイッチング電源装置と同様の構成を有しているため、同等の効果を得られる上に、スイッチング素子及び制御回路が半導体装置化されているため、小型化及び低消費電力化が容易となる。
【００２９】
本発明のスイッチング電源用半導体装置は、下限電圧又は上限電圧の値を可変に設定できる検出電圧可変手段をさらに備えていることが好ましい。
【００３０】
本発明のスイッチング電源用半導体装置において、スイッチング素子及び制御回路は、スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに制御回路における基準電圧端子及び帰還信号の入力端子が外部接続端子となるように１つの半導体基板上に集積化されていることが好ましい。
【００３１】
本発明のスイッチング電源用半導体装置において、スイッチング素子及び制御回路は、スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに制御回路における基準電圧端子及び帰還信号の入力端子が外部接続端子となるように１つのパッケージに収納されていることが好ましい。
【００３２】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００３３】
図１は本発明の一実施形態に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示し、図２は出力負荷状態が定格負荷状態から軽負荷状態に変化するときの電流電圧波形を示している。
【００３４】
図１に示すように、本実施形態に係るスイッチング電源装置は、例えばＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングデバイス１１と、該スイッチングデバイス１１のスイッチング動作を制御する制御回路１２と、入力電圧ＶＩＮを出力電圧ＶＯＵＴに変換する電圧変換回路１３と、所定の出力電圧値Ｖ０を検出する出力電圧検出回路１４と、所定の出力電圧値Ｖ０を超えた場合に制御回路１２に帰還信号を送出する帰還回路１５と、制御回路１２の電源電圧を生成する制御回路用電源コンデンサ１６とを有している。ここで、出力電圧検出回路１４が帰還回路１５を含む構成であってもよい。
【００３５】
スイッチングデバイス１１は、その入力端子であるドレイン端子ＴＤ が主入力端子１７と接続され、制御端子であるゲートが制御回路１２からの出力信号を受け、出力端子であるソース端子ＴＳ が電圧変換回路１３と接続されている。また、主入力端子１７とドレイン端子ＴＤ との間には、平滑用入力コンデンサ１８の正極端子が接続されている。
【００３６】
制御回路１２は、ドレイン端子ＴＤ 及びソース端子ＴＳ と接続されており、さらに制御回路１２は、制御回路用電源コンデンサ１６の正極端子が接続される基準電圧端子ＴＢＰと、帰還回路１５と接続される帰還信号入力端子ＴＦＢとを備えている。
【００３７】
電圧変換回路１３は、ソース端子ＴＳ と主出力端子１９との間に直列に接続されたコイル１３ａと、該コイル１３ａとソース端子ＴＳ との間にカソードが接続され、アノードが接地された回生用ダイオード１３ｂと、コイル１３ａと主出力端子１９との間に正極端子が接続され、負極端子が接地された出力コンデンサ１３ｃとから構成されている。
【００３８】
出力電圧検出回路１４は、カソードが主出力端子１９と接続され、アノードが帰還回路１５と接続されたツェナーダイオードから構成されている。
【００３９】
帰還回路１５は、フォトカプラからなり、その発光部１５ａはアノードが出力電圧検出回路１４と接続され、カソードが接地された発光ダイオードからなる。また、帰還回路１５の受光部１５ｂは、コレクタが制御回路１２の帰還信号入力端子ＴＦＢと接続され、エミッタがソース端子ＴＳ と接続されたフォトトランジスタからなる。
【００４０】
以下、制御回路１２の回路構成を詳細に説明する。
【００４１】
制御回路１２は、ドレイン端子ＴＤ と基準電圧端子ＴＢＰとの間に接続され、ドレイン端子ＴＤ から基準電圧端子ＴＢＰに電流を供給することにより、該基準電圧端子ＴＢＰの電圧値を所定値に保持する電圧レギュレータ２１を有している。ここで、基準電圧端子ＴＢＰに印加される電圧は、ソース端子ＴＳ をグランド（基準）とし、出力負荷検出回路３０の駆動電圧となる。
【００４２】
また、正相入力端子がドレイン端子ＴＤ と接続されたドレイン電流検出回路２２を有し、該ドレイン電流検出回路２２は、スイッチングデバイス１１のオン状態の電圧を検出する。このため、制御回路１２にはスイッチングデバイス１１のオン抵抗を過電流レベル検出用の抵抗とした過電流保護機能を備えている。従って、スイッチングデバイス１１がオン状態の期間においては、スイッチングデバイス１１のドレイン端子ＴＤ 及びソース端子ＴＳ との間には、常に過電流検出レベルの電流が流れることになる。また、スイッチングデバイス１１のオンデューティδは、電圧変換回路１３におけるコイル１３ａのインダクタンス値により決定される。
【００４３】
さらに、制御回路１２は、スイッチングデバイス１１の最大オンデューティを決定する最大デューティ（ＭＡＸ ＤＵＴＹ）信号とスイッチング周波数ｆｃを持つクロック（ＣＬＯＣＫ）信号とを出力する発振器２３を有している。これにより、スイッチングデバイス１１がオン状態となる時間は、制御回路１２によって一定値に保たれる。なお、ここでのスイッチングデバイス１１をオン状態とする時間は制御回路１２に対する設定値であって、この設定値は、前述した電圧変換回路１３におけるコイル１３ａのインダクタンス値により決定される時間よりも長い。
【００４４】
発振器２３から出力される最大デューティ信号は、第１のＡＮＤ回路２４の一端子と、インバータを介してＯＲ回路２５の一端子とに入力され、第１のＡＮＤ回路２４の出力信号はスイッチングデバイス１１のゲートに出力され、ＯＲ回路２５の出力信号はＲＳフリップフロップ回路２６のリセット端子Ｒに出力される。また、ＯＲ回路２５の他端子には、ドレイン電流検出回路２２からの出力信号が入力される。
【００４５】
発振器２３から出力されるクロック信号と軽負荷検出回路２７からの出力信号とは、第２のＡＮＤ回路２８にそれぞれ入力され、第２のＡＮＤ回路２８の出力信号はＲＳフリップフロップ回路２６のセット端子Ｓに入力される。ＲＳフリップフロップ回路２６からの出力信号は、非反転出力端子Ｑから第１のＡＮＤ回路２４に出力される。
【００４６】
第１のＡＮＤ回路２４は、基準電圧端子ＴＢＰの電圧を検出して、検出した電圧値が所定値に達しない場合にはローレベルの信号を出力し、所定値に達している場合にはハイレベルの信号を出力する起動・停止回路２９と接続されている。従って、第１のＡＮＤ回路２４はスイッチングデバイス１１に対して、発振器２３からの最大デューティ信号、ＲＳフリップフロップ回路２６からの出力信号及び起動・停止回路２９からの出力信号の論理積による演算結果を出力する。
【００４７】
出力負荷検出回路３０は、互いのソース及びゲートを共有する第１のＰチャネルＦＥＴ３０ａ及び第２のＰチャネルＦＥＴ３０ｂを含むカレントミラー回路からなり、第１のＰチャネルＦＥＴ３０ａのソースは共有ゲートと接続されると共に帰還信号入力端子ＴＦＢと接続されている。第２のＰチャネルＦＥＴ３０ｂのソースは誤差増幅回路３１への出力端子となると共に、抵抗器３０ｃの一端と接続され、該抵抗器３０ｃの他端はソース端子ＴＳ と接続されている。
【００４８】
誤差増幅回路３１は、該誤差増幅回路３１内の基準電圧と、出力負荷検出回路３０からの出力信号、すなわち帰還電圧信号ＶＦＢとの差からなる誤差電圧信号ＶＥＡＯを出力し、誤差電圧信号ＶＥＡＯは、軽負荷検出回路２７とドレイン電流検出回路２２の逆相入力端子とにそれぞれ出力される。
【００４９】
軽負荷検出回路２７は、正相入力端子が誤差電圧信号ＶＥＡＯを受ける比較器２７ａと、該比較器２７ａの逆相入力端子に基準電圧ＶＲを出力する基準電圧源２７ｂとから構成されている。ここで、基準電圧源２７ｂから出力される基準電圧ＶＲは、比較器２７ａの出力電圧ＶＯの値によって、下限電圧値ＶＲ１と該下限電圧値よりも大きい上限電圧値ＶＲ２とのうちのいずれかが選択される。
【００５０】
以上の構成により、制御回路１２の帰還信号入力端子ＴＦＢから流れ出す電流量が帰還電圧信号ＶＦＢとなって、誤差増幅回路３１に入力される。ここで、誤差増幅回路３１が帰還電圧信号ＶＦＢを受けると、その出力信号である誤差電圧信号ＶＥＡＯは帰還信号入力端子ＴＦＢから流れ出す電流量によって線形的に変化するため、誤差電圧信号ＶＥＡＯを受けるドレイン電流検出回路２２の基準検出電圧値ＶＣＬも線形的に変化する。
【００５１】
このように、本実施形態に係るスイッチング電源装置の出力電圧ＶＯＵＴは、基本的には、出力電圧検出回路１４を構成するツェナーダイオードの降伏電圧により決定される。このため、出力電圧ＶＯＵＴの設定及び変更が容易に行なえるので、リニアレギュレータのような使い易さを実現できる。
【００５２】
また、およそ１００Ｖ以上の直流電圧をおよそ２５Ｖ以下の直流電圧に変換するスイッチング電源装置において、低コスト化、小型化及び高性能化の効果が著しい。
【００５３】
なお、スイッチングデバイス１１は、ＭＯＳＦＥＴの代わりに、バイポーラトランジスタを用いてもよい。
【００５４】
以下、前記のように構成されたスイッチング電源装置の動作について図１及び図２を参照しながら説明する。
【００５５】
まず、図１に示すように、主入力端子１７に第１の直流電圧である入力電圧ＶＩＮが印加されると、電圧レギュレータ２１によって、ドレイン端子ＴＤ から、基準電圧端子ＴＢＰに接続された制御回路用電源コンデンサ１６に制御電流が供給されることにより、基準電圧端子ＴＢＰの電圧値が上昇する。このとき、主出力端子１９の電圧値は０Ｖであり、基準電圧端子ＴＢＰの電圧値が所定の起動電圧値に達すると、スイッチングデバイス１１はスイッチング動作状態、すなわち継続的なオンオフ状態（発振状態）となる。この段階では、帰還信号入力端子ＴＦＢに電流が流れないため、ドレイン電流検出回路２２の基準検出電圧値ＶＣＬは一定である。
【００５６】
次に、スイッチングデバイス１１がオン状態の場合には、主入力端子１７から電圧変換回路１３のコイル１３ａにドレイン電流ＩＤＳが流れ込む。続いて、スイッチングデバイス１１がオン状態からオフ状態に変化すると、主入力端子１７からコイル１３ａに対する電流の供給がなくなるため、コイル１３ａに蓄えられた電気エネルギーが回生用ダイオード１３ｂを経由して、第２の直流電圧である出力電圧ＶＯＵＴとして主出力端子１９に供給される。
【００５７】
ここで、回生用ダイオード１３ｂは、スイッチングデバイス１１と同程度の耐圧が必要である。また、回生用ダイオード１３ｂはリカバリ特性が高速である程その電圧変換効率が高いため、逆回復時間又は逆方向電流時間Ｔｒｒを５０ｎｓ程度に設定することが望ましい。
【００５８】
このように、出力電圧ＶＯＵＴが所定の出力電圧値Ｖ０よりも低い状態（ＶＯＵＴ≦Ｖ０）を定格負荷状態と呼び、このときの装置の各部の電流電圧波形は図２の定格負荷時に示すとおりである。
【００５９】
次に、出力電圧ＶＯＵＴが所定の出力電圧値Ｖ０よりも高い状態（ＶＯＵＴ＞Ｖ０）の動作を説明する。この場合には、（１）負荷変動状態と（２）待機状態との２つの状態がある。なお、待機状態が無負荷状態であるとすると、待機状態に至るまでには、軽負荷状態がある。
【００６０】
まず、図２に示す負荷変動時について説明する。
【００６１】
スイッチングデバイス１１のスイッチング動作中に、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴが上昇して所定の出力電圧Ｖ０を超えると、出力電圧検出回路１４のツェナーダイオードがブレークダウンする。ここで、所定の出力電圧Ｖ０は、ツェナーダイオードの降伏電圧Ｖｚと、帰還回路１５の発光部１５ａの順方向電圧Ｖｆとの和となる。
【００６２】
このとき、出力電圧検出回路１４がブレークダウンして帰還回路１５の発光部１５ａに検出電流が流れることにより、帰還回路１５の受光部１５ｂがオン状態となるため、帰還信号入力端子ＴＦＢから帰還電流が流れる。この帰還電流により、出力負荷検出回路３０の帰還電圧信号ＶＦＢの電圧値が上昇するため、誤差増幅回路３１からの誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値は低下する。この誤差電圧信号ＶＥＡＯの低下に比例して、ドレイン電流検出回路２２の基準検出電圧値ＶＣＬも低下する。その結果、スイッチングデバイス１１に流れるドレイン電流ＩＤＳのピーク電流値も基準検出電圧値ＶＣＬと比例して減少する。
【００６３】
さらに、誤差電圧信号ＶＥＡＯが低下して、軽負荷検出回路２７における基準電圧ＶＲが、その初期値である下限電圧値ＶＲ１にまで降下すると、装置の出力負荷状態は待機状態となる。
【００６４】
このように、誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値が下限電圧値ＶＲ１よりも低くなると、図１において、軽負荷検出回路２７の比較器２７ａの出力信号ＶＯはハイレベルからローレベルの信号に遷移するため、第２のＡＮＤ回路２８の出力信号が強制的にローレベルの信号にされると共に、基準電圧源２７ｂの基準電圧ＶＲが下限電圧値ＶＲ１から該下限電圧値ＶＲ１よりも高い上限電圧値ＶＲ２に切り替えられる。
【００６５】
第２のＡＮＤ回路２８からの出力信号がローレベルとなることにより、ＲＳフリップフロップ回路２６及び第１のＡＮＤ回路２４からの出力信号がローレベルとなり、スイッチングデバイス１１はオフ状態となる。
【００６６】
次に、スイッチングデバイス１１がオフ状態となると、主入力端子１７からドレイン電流ＩＤＳが供給されなくなるため、図２に示すように、出力コンデンサ１３ｃの両端電圧、すなわち主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴは徐々に低下する。出力電圧ＶＯＵＴが低下することにより、フォトカプラ１５の発光部１５ａからの検出信号が徐々に低下して、受光部１５ｂが徐々にオフ状態に近づくため、帰還信号入力端子ＴＦＢから流れ出す電流も徐々に減少する。この帰還信号入力端子ＴＦＢからの流出電流の減少によって、出力負荷検出回路３０の帰還電圧信号ＶＦＢの電圧値も低下するため、逆に、誤差増幅回路３１から出力される誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値は徐々に上昇する。
【００６７】
誤差電圧信号ＶＥＡＯが基準電圧源２７ｂの上限電圧値ＶＲ２よりも高くなると、比較器２７ａからハイレベルの出力信号ＶＯが出力されるため、発振器２３からの出力信号によって、スイッチングデバイス１１は再度継続的なオンオフ動作を開始する。このとき、比較器２７ａからのハイレベルの出力信号ＶＯにより、基準電圧源２７ｂの基準電圧ＶＲは再度上限電圧値ＶＲ２から下限電圧値ＶＲ１に切り替わる。
【００６８】
続いて、スイッチングデバイス１１の継続的なオンオフ動作が再開されることにより、出力電圧ＶＯＵＴが再び上昇し始めるため、フォトカプラ１５からの帰還信号により、帰還信号入力端子ＴＦＢ から流出する電流量が増加するため、前述したように誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値が低下するので、該誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値が下限電圧値ＶＲ１にまで降下すれば、スイッチングデバイス１１は強制的にオフ状態とされる。
【００６９】
このように、本実施形態に係るスイッチング電源装置は、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴの負荷状態によって所定の出力電圧Ｖ０を基準にして制御される。
【００７０】
また、制御回路１２は、電圧変換回路１３のコイル１３ａの高圧側に位置し、スイッチングデバイス１１のソース端子ＴＳ 、すなわちコイル１３ａの高圧側端子を基準電位として動作する。また、出力電圧検出回路１４は、スイッチングデバイス１１の動作状態に関係なく出力電圧ＶＯＵＴの電圧値の検出を行なう。
【００７１】
以上説明したように、本実施形態に係るスイッチングデバイス１１は、装置の出力負荷状態に応じて、
（１）定格負荷時には、ドレイン電流ＩＤＳのピーク電流値が一定である継続的なスイッチング動作を行ない、
（２）負荷変動時には、ドレイン電流ＩＤＳのピーク電流値が負荷状態に連動して変化する継続的なスイッチング動作を行ない、
（３）軽負荷時には、ドレイン電流ＩＤＳのピーク電流値が最低レベルである継続的なスイッチング動作を行ない、
（４）待機時には、制御回路１２からのオンオフ制御を受けるスイッチング動作状態とオンオフ制御を受けない休止状態とを交互に繰り返す、すなわちスイッチング動作の停止と再開と繰り返す間欠的な動作状態となる。
【００７２】
なお、図２に示す電流電圧波形は、出力側からの反射電力がない非連続モード状態として表わしたが、出力側からの反射電力がある連続モード状態であっても、主出力端子１９の負荷状態に応じた動作は同様である。
【００７３】
但し、連続モード状態の場合は、ドレイン電流ＩＤＳの電流波形が、非連続モード状態の場合の三角波電流波形から台形波電流波形に変わる。これは、スイッチングデバイス１１のオフ状態時に、電圧変換回路１３のコイル１３ａに蓄えられた電気エネルギーのすべてが出力コンデンサ１３ｃに供給されずに、その一部が残ったままスイッチングデバイス１１がオン状態となるためである。
【００７４】
また、図１に示した破線２０で囲まれた基板上形成領域に含まれる構成要素、すなわち、スイッチングデバイス１１及び制御回路１２を１つの半導体基板上に集積化して１チップ化を図ることが好ましい。このとき、スイッチングデバイス１１における２つの主端子であるドレイン端子ＴＤ 及びソース端子ＴＳ と、制御回路１２における電源電圧を生成する制御回路用電源コンデンサ１６を接続する基準電圧端子ＴＢＰと、出力電圧検出回路１４により制御される帰還回路１５を接続する帰還信号入力端子ＴＦＢとの少なくとも４つの端子を外部接続端子として集積化することが好ましい。
【００７５】
このように、少なくとも４つの外部接続端子を有するようにパッケージに収納することにより、部品点数を大幅に削減できる上に、部品自体の寸法も小さくなり、より小型で低価格のスイッチング電源装置を実現できる。
【００７６】
なお、基板上形成領域２０は必ずしも１つの半導体基板ではなく、複数の半導体基板から構成されていてもよい。
【００７７】
（一実施形態の第１変形例）
以下、本発明の一実施形態の第１変形例について図面を参照しながら説明する。
【００７８】
図３は第１変形例に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図３において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００７９】
図３に示すように、本変形例に係る制御回路１２は、それぞれが第１のＡＮＤ回路２４に出力信号を送出して、スイッチングデバイス１１の動作を制御する過熱保護回路３２と再起動トリガ回路３３とを有している。
【００８０】
過熱保護回路３２は、スイッチングデバイス１１等に何らかの異常が発生して基板上形成領域２０の温度が所定温度以上に上昇するような場合に、第１のＡＮＤ回路２４に対してローレベルの信号を出力することにより、スイッチングデバイス１１のスイッチング動作を停止させる。
【００８１】
再起動トリガ回路３３は、再起動時に、ハイレベルの信号をいったんローレベルに落として第１のＡＮＤ回路２４をリセットする。
【００８２】
（一実施形態の第２変形例）
以下、本発明の一実施形態の第２変形例について図面を参照しながら説明する。
【００８３】
図４は第２変形例に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図４において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００８４】
図４に示すように、本変形例に係るスイッチング電源装置は、主出力端子１９に出力される出力電圧ＶＯＵＴの極性を負極性としている。これにより、スイッチングデバイス１１及び制御回路１２等の基本回路を正極性の電圧源の場合と同等の回路構成のままで、負極性の制御電圧源を必要とする装置に対応することができる。
【００８５】
具体的には、電圧変換回路１３Ａにおいて、コイル１３ａのソース端子ＴＳ と反対側の端子を接地すると共に、回生用ダイオード１３ｂのアノードを主出力端子１９と接続している。
【００８６】
また、ツェナーダイオードからなる出力電圧検出回路１４Ａにおいて、カソードを接地し、アノードを、フォトカプラからなる帰還回路１５Ａの発光部１５ａのアノードと接続している。また、該発光部１５ａのカソードを主出力端子１９と接続している。
【００８７】
なお、第２変形例においても、第１変形例に係る過熱保護回路３２及び再起動トリガ回路３３を設けても良い。
【００８８】
（一実施形態の第３変形例）
以下、本発明の一実施形態の第３変形例について図面を参照しながら説明する。
【００８９】
図５は第３変形例に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図５において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００９０】
図５に示すように、本変形例に係るスイッチング電源装置は、一端が基板上形成領域２０の端部に設けられた軽負荷検出電圧調整用端子ＴＲＥＦ を介して軽負荷検出回路２７の比較器２７ａの正相入力端子と接続され、他端がソース端子ＴＳ と接続された検出電圧可変手段としての軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５を備えている。
【００９１】
このように、軽負荷検出回路２７における基準電圧源２７ｂの基準電圧ＶＲを可変に設定できる軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５を有しているため、該軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５の抵抗値を適当な値に調整することにより、待機時に必要とされる負荷に合わせて、スイッチングデバイス１１のスイッチング動作が停止及び再開する際の負荷電流ＩＯＵＴの値を最適に調整することができる。その結果、スイッチングデバイス１１及び制御回路１２が１チップ化されている場合であっても、軽負荷検出回路２７における基準電圧ＶＲの下限電圧値ＶＲ１又は上限電圧値ＶＲ２を本電源装置の用途に応じて変更できるようになる。
【００９２】
なお、本変形例においては、軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５を基板上形成領域２０の外部に設けているが、該基板上形成領域２０の内部に設けても良い。
【００９３】
軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５を基板上形成領域２０に設ける場合には、抵抗３５の抵抗値の調整はレーザトリミング法等のトリミング技術により行なえばよい。
【００９４】
なお、第３変形例においても、第１変形例に係る過熱保護回路３２及び再起動トリガ回路３３を設けても良い。
【００９５】
また、前述の第２変形例に係る負性極性の電源装置に対しても、本変形例に係る軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５を設けても良い。
【００９６】
【発明の効果】
本発明に係るスイッチング電源装置によると、出力電圧検出回路が負荷への出力電圧を検出し、負荷への供給電流が小さくなるとスイッチング素子に流れる電流の最大電流を線形的に低下させることにより、スイッチング素子の消費電流を抑制する。負荷への電流供給がさらに小さくなると、軽負荷検出回路により、スイッチング動作に停止期間が生じ間欠発振状態となって、スイッチング動作時における電流損失が軽減される。このため、軽負荷時における消費電力を低減することができると共に電力効率を改善することができるので、消費電力を大幅に低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の動作を示す電流電圧波形図である。
【図３】本発明の一実施形態の第１変形例に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図４】本発明の一実施形態の第２変形例に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図５】本発明の一実施形態の第３変形例に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図６】従来の降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図７】従来の降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の動作を示す電流電圧波形図である。
【符号の説明】
１１ スイッチングデバイス（スイッチング素子）
１２ 制御回路
１３ 電圧変換回路
１３Ａ 電圧変換回路
１３ａ コイル
１３ｂ 回生用ダイオード
１３ｃ 出力コンデンサ
１４ 出力電圧検出回路（ツェナーダイオード）
１５ 帰還回路（フォトカプラ）
１５Ａ 帰還回路（フォトカプラ）
１５ａ 発光部
１５ｂ 受光部
１６ 制御回路用電源コンデンサ
１７ 主入力端子
１８ 平滑用入力コンデンサ
１９ 主出力端子
２０ 基板上形成領域
２１ 電圧レギュレータ
２２ ドレイン電流検出回路
２３ 発振器
２４ 第１のＡＮＤ回路
２５ ＯＲ回路
２６ ＲＳフリップフロップ回路
２７ 軽負荷検出回路
２７ａ 比較器
２７ｂ 基準電圧源
２８ 第２のＡＮＤ回路
２９ 起動・停止回路
３０ 出力負荷検出回路
３０ａ 第１のＰチャネルＦＥＴ
３０ｂ 第２のＰチャネルＦＥＴ
３０ｃ 抵抗器
３１ 誤差増幅回路（誤差増幅器）
３２ 過熱保護回路（過熱保護手段）
３３ 再起動トリガ回路
３５ 軽負荷検出電圧調整用抵抗器（検出電圧可変手段）
ＴＤ ドレイン端子
ＴＳ ソース端子
ＴＢＰ 基準電圧端子
ＴＦＢ 帰還信号入力端子
ＴＲＥＦ 軽負荷検出電圧調整用端子
ＶＲ 軽負荷検出用の基準電圧
ＶＲ１ 下限電圧値
ＶＲ２ 上限電圧値
ＶＥＡＯ 誤差電圧信号
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力側と出力側とが電気的に絶縁されていない非絶縁型で且つ降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置に関し、特に、軽負荷時及び待機時の消費電力を低減できるスイッチング電源装置及びそれを用いたスイッチング電源用半導体装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のスイッチング電源装置について図面を参照しながら説明する。図６は非絶縁降圧型スイッチング電源装置の概略的な回路構成を示し、図７は動作時の電流電圧波形を示している。
【０００３】
以下、図６に示すスイッチング電源装置の構成の概略をその動作と共に説明する。
【０００４】
まず、制御回路１００が起動するまでは、該制御回路１００内のスイッチ１０１は閉じた状態にあり、内部回路電流供給回路１０２と制御回路用電源コンデンサ１０３とを接続している。
【０００５】
次に、主入力端子１０４に入力電圧ＶＩＮが印加されると、内部回路電流供給回路１０２から、スイッチ１０１を介して制御回路用電源コンデンサ１０３に制御電流が流れ、制御回路１００の電源電圧Ｖｃｃが上昇する。電源電圧Ｖｃｃが制御回路１００の起動電圧に達すると起動・停止回路１０５が動作し始めて、制御回路１００が起動する。
【０００６】
起動・停止回路１０５が動作し始めるとスイッチ１０１が開き、内部回路電流供給回路１０２からの制御回路用電源コンデンサ１０３への電流供給が停止する。従って、制御回路１００への制御電流の供給は制御回路用電源コンデンサ１０３から行なわれるようになる。このときの主出力端子１０６の出力電圧ＶＯＵＴは０Ｖである。
【０００７】
次に、制御回路１００が動作し始めることにより、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングデバイス１０７のスイッチング動作、すなわちオンオフ動作が開始され、スイッチングデバイス１０７がオン状態のときに主入力端子１０４からスイッチングデバイス１０７を介して電圧変換回路１１０のコイル１１０ａにドレイン電流ＩＤＳが流れ込む。続いて、スイッチングデバイス１０７がオフ状態に変化すると、回生用ダイオード１１０ｂを経由して、コイル１１０ａに蓄えられた電気エネルギーが主出力端子１０６に供給され、これにより、主出力端子１０６の出力電圧ＶＯＵＴが上昇する。
【０００８】
出力電圧ＶＯＵＴが上昇して、この出力電圧ＶＯＵＴが、出力電圧検出回路であるツェナーダイオード１１１の降伏電圧Ｖｚ、帰還回路であるダイオード１１２の順方向電圧Ｖｆ、及び制御回路１００の電源電圧Ｖｃｃの合計値、すなわちＶｚ＋Ｖｆ＋Ｖｃｃよりも大きくなると、スイッチングデバイス１０７がオフ状態に遷移したときに、主出力端子１０６からツェナーダイオード１１１及びダイオード１１２を経由して制御回路用電源コンデンサ１０３に電流が流れ込む。その結果、制御回路１００に出力電圧ＶＯＵＴの電圧値が帰還されて、主出力端子１０６から制御回路１００に電源電圧Ｖｃｃが供給される。
【０００９】
このとき、主出力端子１０６から制御回路１００への電圧供給により電源電圧Ｖｃｃが上昇し、該電源電圧Ｖｃｃが所定値に達すると、シャントレギュレータ１１３によってスイッチ素子１１４がオン状態となり、制御回路用電源コンデンサ１０３から抵抗器１１５にＰＷＭ制御用電流ＩＰＷＭ が供給されて、抵抗器１１５の両端に電圧が発生する。
【００１０】
スイッチングデバイス１０７のオンデューティは、抵抗器１１５の両端の電圧と発振器１１６からの三角波信号を受けるコンパレータ１１７の出力信号とによって決定され、スイッチングデバイス１０７に印加されるパルス幅が決まる。
【００１１】
このように、従来のスイッチング電源装置は、スイッチングデバイス１０７のデューティ比を可変に制御することにより、主出力端子１０６の出力電圧ＶＯＵＴを所定値となるように制御している。
【００１２】
このように、従来のスイッチング電源装置は、出力電圧ＶＯＵＴの精度を向上させるためにパルス幅制御（ＰＷＭ）方式を用いている。一般に、本方式のスイッチング周波数ｆｃは一定値の、例えば１００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ程度に設定されている。また、コンパレータ１１７は、前述したようにスイッチングデバイス１０７のオンデューティδを決定し、図７に示すように、待機時を含む軽負荷時においては、一定の周波数で且つ最小のオンデューティで動作している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
近年、地球環境保護の観点から、エネルギー使用量の抑制、すなわち省エネルギー化が求められており、電源装置、主にスイッチング電源装置においては、さらなる低消費電力化及び高効率化が必要とされている。
【００１４】
しかしながら、前記従来のスイッチング電源装置は、負荷の軽重に関係なくスイッチングデバイス１０７がスイッチング動作を行なっているため、主出力端子１０６に無駄な電力が供給され続け且つ消費され続けるという問題と、スイッチング周波数ｆｃが１００ｋＨｚ以上と比較的に高いため、スイッチング損失が増大するという問題とを有している。
【００１５】
本発明は、前記従来の問題を解決し、スイッチング電源装置又はスイッチング電源用半導体装置の低消費電力化と高効率化とを実現できるようにすることを目的としている。
【００１６】
【課題を解決しようとするための手段】
前記の目的を達成するため、本発明は、スイッチング電源装置又はスイッチング電源用半導体装置を、出力電圧検出回路により検出され且つ制御回路に帰還して生成される該制御回路の電源電圧に基づいて、スイッチング素子に対するスイッチング信号の出力を停止する構成とする。
【００１７】
具体的に、本発明に係る非絶縁型のスイッチング電源装置は、第１の直流電圧を受ける平滑用入力コンデンサと、第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、スイッチング素子の出力端子と制御回路の基準電圧端子との間に設けられた制御回路用電源コンデンサと、スイッチング素子からの出力信号を受け、第１の直流電圧よりも電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、出力側に設けられた出力電圧検出回路と、出力電圧検出回路からの検出信号を受け、受けた検出信号を制御回路に帰還する帰還回路とを備え、制御回路は、スイッチング素子の入力端子と基準電圧端子との間に設けられ、基準電圧端子の電圧を所定値に保持するレギュレータと、帰還回路からの帰還電流信号を受けて、電圧信号として出力する出力負荷検出回路と、出力負荷検出回路からの出力電圧信号と基準電圧との差からなる誤差電圧信号を生成して出力する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力信号を基準としてスイッチング素子を流れる電流を検出する素子電流検出回路と、誤差電圧信号が下限電圧よりも小さい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、誤差電圧信号が上限電圧よりも大きい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を再開させる軽負荷検出回路とを有しており、出力負荷検出回路は、出力端に抵抗が接続されたカレントミラー回路により構成されており、出力負荷検出回路に入力された帰還電流信号は、帰還電圧信号に変換されて誤差増幅回路に出力され、軽負荷検出回路は、下限電圧及び上限電圧を出力する基準電圧源と、基準電圧源が出力する電圧信号と誤差電圧信号とを比較する比較器とを含み、下限電圧又は上限電圧の値は、比較器の出力信号により切り替わるように設定されている。
【００１８】
本発明のスイッチング電源装置によると、出力電圧検出回路が負荷への出力電圧を検出して帰還回路がその検出信号を制御回路に帰還する。出力負荷検出回路は帰還回路からの帰還信号を受け、誤差増幅器は出力負荷検出回路からの出力信号と基準電圧との差からなる誤差電圧信号を生成して出力する。誤差電圧信号を受ける軽負荷検出回路は、受けた誤差電圧信号が下限電圧よりも小さい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、誤差電圧信号が上限電圧よりも大きい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を再開させる。ところで、スイッチング電源装置は、軽負荷時には、負荷電流が減少して出力電圧である第２の直流電圧が上昇して帰還信号電流が増大するため、出力負荷検出回路からの出力信号の電圧値が上昇する。従って、誤差増幅器において、出力負荷検出回路からの出力信号と基準電圧との差が小さくなるため、誤差電圧信号が下限電圧よりも小さくなるので、スイッチング素子のスイッチング動作が停止する。このため、スイッチング素子におけるスイッチング損失が減り、軽負荷時の消費電力を低減することができる。
【００１９】
本発明のスイッチング電源装置において、帰還回路がフォトカプラを含むことが好ましい。
【００２０】
本発明のスイッチング電源装置において、誤差電圧信号が帰還回路を流れる電流によって線形的に変化することにより、スイッチング素子のスイッチング動作の停止期間が主出力端子の電力変化に対して線形的に変化するように設定されていることが好ましい。
【００２１】
本発明のスイッチング電源装置において、出力電圧検出回路がツェナーダイオードと発光素子との直列接続回路を含むことが好ましい。
【００２２】
本発明のスイッチング電源装置において、帰還回路が受光部を有するスイッチ素子を含むことが好ましい。
【００２３】
本発明のスイッチング電源装置において、出力電圧検出回路と帰還回路とがツェナーダイオードとフォトカプラとにより構成されていることが好ましい。
【００２４】
本発明のスイッチング電源装置において、第１の直流電圧の値がほぼ１００Ｖ以上であり、第２の直流電圧の値がほぼ２５Ｖ以下であることが好ましい。
【００２５】
本発明のスイッチング電源装置において、制御回路が過電流を検出してスイッチング素子のスイッチング動作を停止する過電流保護手段を有していることが好ましい。
【００２６】
本発明のスイッチング電源装置において、制御回路が、過電流状態を検出してスイッチング素子のスイッチング動作を停止する過電流保護手段と、過熱状態を検出してスイッチング素子のスイッチング動作を停止する過熱保護手段とを有していることが好ましい。
【００２７】
本発明に係るスイッチング電源用半導体装置は、第１の直流電圧を受ける平滑用入力コンデンサと、第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、スイッチング素子の出力端子と制御回路の基準電圧端子との間に設けられた制御回路用電源コンデンサと、スイッチング素子からの出力信号を受け、第１の直流電圧よりも電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、出力側に設けられた出力電圧検出回路と、出力電圧検出回路からの検出信号を受け、受けた検出信号を制御回路に帰還する帰還回路とを備えた非絶縁型のスイッチング電源装置を制御するスイッチング電源用半導体装置を対象とし、スイッチング電源用半導体装置は、スイッチング素子及び制御回路を含み、制御回路は、スイッチング素子の入力端子と基準電圧端子との間に設けられ、基準電圧端子の電圧を所定値に保持するレギュレータと、帰還回路からの帰還電流信号を受けて、電圧信号として出力する出力負荷検出回路と、出力負荷検出回路からの出力電圧信号と基準電圧との差からなる誤差電圧信号を生成して出力する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力信号を基準としてスイッチング素子を流れる電流を検出する素子電流検出回路と、誤差電圧信号が下限電圧よりも小さい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、誤差電圧信号が上限電圧よりも大きい場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を再開させる軽負荷検出回路とを有しており、出力負荷検出回路は、出力端に抵抗が接続されたカレントミラー回路により構成されており、出力負荷検出回路に入力された帰還電流信号は、帰還電圧信号に変換されて誤差増幅回路に出力され、軽負荷検出回路は、下限電圧及び上限電圧を出力する基準電圧源と、基準電圧源が出力する電圧信号と誤差電圧信号とを比較する比較器とを含み、下限電圧又は上限電圧の値は、比較器の出力信号により切り替わるように設定されている。
【００２８】
本発明のスイッチング電源用半導体装置によると、本発明のスイッチング電源装置と同様の構成を有しているため、同等の効果を得られる上に、スイッチング素子及び制御回路が半導体装置化されているため、小型化及び低消費電力化が容易となる。
【００２９】
本発明のスイッチング電源用半導体装置は、下限電圧又は上限電圧の値を可変に設定できる検出電圧可変手段をさらに備えていることが好ましい。
【００３０】
本発明のスイッチング電源用半導体装置において、スイッチング素子及び制御回路は、スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに制御回路における基準電圧端子及び帰還信号の入力端子が外部接続端子となるように１つの半導体基板上に集積化されていることが好ましい。
【００３１】
本発明のスイッチング電源用半導体装置において、スイッチング素子及び制御回路は、スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに制御回路における基準電圧端子及び帰還信号の入力端子が外部接続端子となるように１つのパッケージに収納されていることが好ましい。
【００３２】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００３３】
図１は本発明の一実施形態に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示し、図２は出力負荷状態が定格負荷状態から軽負荷状態に変化するときの電流電圧波形を示している。
【００３４】
図１に示すように、本実施形態に係るスイッチング電源装置は、例えばＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングデバイス１１と、該スイッチングデバイス１１のスイッチング動作を制御する制御回路１２と、入力電圧ＶＩＮを出力電圧ＶＯＵＴに変換する電圧変換回路１３と、所定の出力電圧値Ｖ０を検出する出力電圧検出回路１４と、所定の出力電圧値Ｖ０を超えた場合に制御回路１２に帰還信号を送出する帰還回路１５と、制御回路１２の電源電圧を生成する制御回路用電源コンデンサ１６とを有している。ここで、出力電圧検出回路１４が帰還回路１５を含む構成であってもよい。
【００３５】
スイッチングデバイス１１は、その入力端子であるドレイン端子ＴＤ が主入力端子１７と接続され、制御端子であるゲートが制御回路１２からの出力信号を受け、出力端子であるソース端子ＴＳ が電圧変換回路１３と接続されている。また、主入力端子１７とドレイン端子ＴＤ との間には、平滑用入力コンデンサ１８の正極端子が接続されている。
【００３６】
制御回路１２は、ドレイン端子ＴＤ 及びソース端子ＴＳ と接続されており、さらに制御回路１２は、制御回路用電源コンデンサ１６の正極端子が接続される基準電圧端子ＴＢＰと、帰還回路１５と接続される帰還信号入力端子ＴＦＢとを備えている。
【００３７】
電圧変換回路１３は、ソース端子ＴＳ と主出力端子１９との間に直列に接続されたコイル１３ａと、該コイル１３ａとソース端子ＴＳ との間にカソードが接続され、アノードが接地された回生用ダイオード１３ｂと、コイル１３ａと主出力端子１９との間に正極端子が接続され、負極端子が接地された出力コンデンサ１３ｃとから構成されている。
【００３８】
出力電圧検出回路１４は、カソードが主出力端子１９と接続され、アノードが帰還回路１５と接続されたツェナーダイオードから構成されている。
【００３９】
帰還回路１５は、フォトカプラからなり、その発光部１５ａはアノードが出力電圧検出回路１４と接続され、カソードが接地された発光ダイオードからなる。また、帰還回路１５の受光部１５ｂは、コレクタが制御回路１２の帰還信号入力端子ＴＦＢと接続され、エミッタがソース端子ＴＳ と接続されたフォトトランジスタからなる。
【００４０】
以下、制御回路１２の回路構成を詳細に説明する。
【００４１】
制御回路１２は、ドレイン端子ＴＤ と基準電圧端子ＴＢＰとの間に接続され、ドレイン端子ＴＤ から基準電圧端子ＴＢＰに電流を供給することにより、該基準電圧端子ＴＢＰの電圧値を所定値に保持する電圧レギュレータ２１を有している。ここで、基準電圧端子ＴＢＰに印加される電圧は、ソース端子ＴＳ をグランド（基準）とし、出力負荷検出回路３０の駆動電圧となる。
【００４２】
また、正相入力端子がドレイン端子ＴＤ と接続されたドレイン電流検出回路２２を有し、該ドレイン電流検出回路２２は、スイッチングデバイス１１のオン状態の電圧を検出する。このため、制御回路１２にはスイッチングデバイス１１のオン抵抗を過電流レベル検出用の抵抗とした過電流保護機能を備えている。従って、スイッチングデバイス１１がオン状態の期間においては、スイッチングデバイス１１のドレイン端子ＴＤ 及びソース端子ＴＳ との間には、常に過電流検出レベルの電流が流れることになる。また、スイッチングデバイス１１のオンデューティδは、電圧変換回路１３におけるコイル１３ａのインダクタンス値により決定される。
【００４３】
さらに、制御回路１２は、スイッチングデバイス１１の最大オンデューティを決定する最大デューティ（ＭＡＸ ＤＵＴＹ）信号とスイッチング周波数ｆｃを持つクロック（ＣＬＯＣＫ）信号とを出力する発振器２３を有している。これにより、スイッチングデバイス１１がオン状態となる時間は、制御回路１２によって一定値に保たれる。なお、ここでのスイッチングデバイス１１をオン状態とする時間は制御回路１２に対する設定値であって、この設定値は、前述した電圧変換回路１３におけるコイル１３ａのインダクタンス値により決定される時間よりも長い。
【００４４】
発振器２３から出力される最大デューティ信号は、第１のＡＮＤ回路２４の一端子と、インバータを介してＯＲ回路２５の一端子とに入力され、第１のＡＮＤ回路２４の出力信号はスイッチングデバイス１１のゲートに出力され、ＯＲ回路２５の出力信号はＲＳフリップフロップ回路２６のリセット端子Ｒに出力される。また、ＯＲ回路２５の他端子には、ドレイン電流検出回路２２からの出力信号が入力される。
【００４５】
発振器２３から出力されるクロック信号と軽負荷検出回路２７からの出力信号とは、第２のＡＮＤ回路２８にそれぞれ入力され、第２のＡＮＤ回路２８の出力信号はＲＳフリップフロップ回路２６のセット端子Ｓに入力される。ＲＳフリップフロップ回路２６からの出力信号は、非反転出力端子Ｑから第１のＡＮＤ回路２４に出力される。
【００４６】
第１のＡＮＤ回路２４は、基準電圧端子ＴＢＰの電圧を検出して、検出した電圧値が所定値に達しない場合にはローレベルの信号を出力し、所定値に達している場合にはハイレベルの信号を出力する起動・停止回路２９と接続されている。従って、第１のＡＮＤ回路２４はスイッチングデバイス１１に対して、発振器２３からの最大デューティ信号、ＲＳフリップフロップ回路２６からの出力信号及び起動・停止回路２９からの出力信号の論理積による演算結果を出力する。
【００４７】
出力負荷検出回路３０は、互いのソース及びゲートを共有する第１のＰチャネルＦＥＴ３０ａ及び第２のＰチャネルＦＥＴ３０ｂを含むカレントミラー回路からなり、第１のＰチャネルＦＥＴ３０ａのソースは共有ゲートと接続されると共に帰還信号入力端子ＴＦＢと接続されている。第２のＰチャネルＦＥＴ３０ｂのソースは誤差増幅回路３１への出力端子となると共に、抵抗器３０ｃの一端と接続され、該抵抗器３０ｃの他端はソース端子ＴＳ と接続されている。
【００４８】
誤差増幅回路３１は、該誤差増幅回路３１内の基準電圧と、出力負荷検出回路３０からの出力信号、すなわち帰還電圧信号ＶＦＢとの差からなる誤差電圧信号ＶＥＡＯを出力し、誤差電圧信号ＶＥＡＯは、軽負荷検出回路２７とドレイン電流検出回路２２の逆相入力端子とにそれぞれ出力される。
【００４９】
軽負荷検出回路２７は、正相入力端子が誤差電圧信号ＶＥＡＯを受ける比較器２７ａと、該比較器２７ａの逆相入力端子に基準電圧ＶＲを出力する基準電圧源２７ｂとから構成されている。ここで、基準電圧源２７ｂから出力される基準電圧ＶＲは、比較器２７ａの出力電圧ＶＯの値によって、下限電圧値ＶＲ１と該下限電圧値よりも大きい上限電圧値ＶＲ２とのうちのいずれかが選択される。
【００５０】
以上の構成により、制御回路１２の帰還信号入力端子ＴＦＢから流れ出す電流量が帰還電圧信号ＶＦＢとなって、誤差増幅回路３１に入力される。ここで、誤差増幅回路３１が帰還電圧信号ＶＦＢを受けると、その出力信号である誤差電圧信号ＶＥＡＯは帰還信号入力端子ＴＦＢから流れ出す電流量によって線形的に変化するため、誤差電圧信号ＶＥＡＯを受けるドレイン電流検出回路２２の基準検出電圧値ＶＣＬも線形的に変化する。
【００５１】
このように、本実施形態に係るスイッチング電源装置の出力電圧ＶＯＵＴは、基本的には、出力電圧検出回路１４を構成するツェナーダイオードの降伏電圧により決定される。このため、出力電圧ＶＯＵＴの設定及び変更が容易に行なえるので、リニアレギュレータのような使い易さを実現できる。
【００５２】
また、およそ１００Ｖ以上の直流電圧をおよそ２５Ｖ以下の直流電圧に変換するスイッチング電源装置において、低コスト化、小型化及び高性能化の効果が著しい。
【００５３】
なお、スイッチングデバイス１１は、ＭＯＳＦＥＴの代わりに、バイポーラトランジスタを用いてもよい。
【００５４】
以下、前記のように構成されたスイッチング電源装置の動作について図１及び図２を参照しながら説明する。
【００５５】
まず、図１に示すように、主入力端子１７に第１の直流電圧である入力電圧ＶＩＮが印加されると、電圧レギュレータ２１によって、ドレイン端子ＴＤ から、基準電圧端子ＴＢＰに接続された制御回路用電源コンデンサ１６に制御電流が供給されることにより、基準電圧端子ＴＢＰの電圧値が上昇する。このとき、主出力端子１９の電圧値は０Ｖであり、基準電圧端子ＴＢＰの電圧値が所定の起動電圧値に達すると、スイッチングデバイス１１はスイッチング動作状態、すなわち継続的なオンオフ状態（発振状態）となる。この段階では、帰還信号入力端子ＴＦＢに電流が流れないため、ドレイン電流検出回路２２の基準検出電圧値ＶＣＬは一定である。
【００５６】
次に、スイッチングデバイス１１がオン状態の場合には、主入力端子１７から電圧変換回路１３のコイル１３ａにドレイン電流ＩＤＳが流れ込む。続いて、スイッチングデバイス１１がオン状態からオフ状態に変化すると、主入力端子１７からコイル１３ａに対する電流の供給がなくなるため、コイル１３ａに蓄えられた電気エネルギーが回生用ダイオード１３ｂを経由して、第２の直流電圧である出力電圧ＶＯＵＴとして主出力端子１９に供給される。
【００５７】
ここで、回生用ダイオード１３ｂは、スイッチングデバイス１１と同程度の耐圧が必要である。また、回生用ダイオード１３ｂはリカバリ特性が高速である程その電圧変換効率が高いため、逆回復時間又は逆方向電流時間Ｔｒｒを５０ｎｓ程度に設定することが望ましい。
【００５８】
このように、出力電圧ＶＯＵＴが所定の出力電圧値Ｖ０よりも低い状態（ＶＯＵＴ≦Ｖ０）を定格負荷状態と呼び、このときの装置の各部の電流電圧波形は図２の定格負荷時に示すとおりである。
【００５９】
次に、出力電圧ＶＯＵＴが所定の出力電圧値Ｖ０よりも高い状態（ＶＯＵＴ＞Ｖ０）の動作を説明する。この場合には、（１）負荷変動状態と（２）待機状態との２つの状態がある。なお、待機状態が無負荷状態であるとすると、待機状態に至るまでには、軽負荷状態がある。
【００６０】
まず、図２に示す負荷変動時について説明する。
【００６１】
スイッチングデバイス１１のスイッチング動作中に、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴが上昇して所定の出力電圧Ｖ０を超えると、出力電圧検出回路１４のツェナーダイオードがブレークダウンする。ここで、所定の出力電圧Ｖ０は、ツェナーダイオードの降伏電圧Ｖｚと、帰還回路１５の発光部１５ａの順方向電圧Ｖｆとの和となる。
【００６２】
このとき、出力電圧検出回路１４がブレークダウンして帰還回路１５の発光部１５ａに検出電流が流れることにより、帰還回路１５の受光部１５ｂがオン状態となるため、帰還信号入力端子ＴＦＢから帰還電流が流れる。この帰還電流により、出力負荷検出回路３０の帰還電圧信号ＶＦＢの電圧値が上昇するため、誤差増幅回路３１からの誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値は低下する。この誤差電圧信号ＶＥＡＯの低下に比例して、ドレイン電流検出回路２２の基準検出電圧値ＶＣＬも低下する。その結果、スイッチングデバイス１１に流れるドレイン電流ＩＤＳのピーク電流値も基準検出電圧値ＶＣＬと比例して減少する。
【００６３】
さらに、誤差電圧信号ＶＥＡＯが低下して、軽負荷検出回路２７における基準電圧ＶＲが、その初期値である下限電圧値ＶＲ１にまで降下すると、装置の出力負荷状態は待機状態となる。
【００６４】
このように、誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値が下限電圧値ＶＲ１よりも低くなると、図１において、軽負荷検出回路２７の比較器２７ａの出力信号ＶＯはハイレベルからローレベルの信号に遷移するため、第２のＡＮＤ回路２８の出力信号が強制的にローレベルの信号にされると共に、基準電圧源２７ｂの基準電圧ＶＲが下限電圧値ＶＲ１から該下限電圧値ＶＲ１よりも高い上限電圧値ＶＲ２に切り替えられる。
【００６５】
第２のＡＮＤ回路２８からの出力信号がローレベルとなることにより、ＲＳフリップフロップ回路２６及び第１のＡＮＤ回路２４からの出力信号がローレベルとなり、スイッチングデバイス１１はオフ状態となる。
【００６６】
次に、スイッチングデバイス１１がオフ状態となると、主入力端子１７からドレイン電流ＩＤＳが供給されなくなるため、図２に示すように、出力コンデンサ１３ｃの両端電圧、すなわち主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴは徐々に低下する。出力電圧ＶＯＵＴが低下することにより、フォトカプラ１５の発光部１５ａからの検出信号が徐々に低下して、受光部１５ｂが徐々にオフ状態に近づくため、帰還信号入力端子ＴＦＢから流れ出す電流も徐々に減少する。この帰還信号入力端子ＴＦＢからの流出電流の減少によって、出力負荷検出回路３０の帰還電圧信号ＶＦＢの電圧値も低下するため、逆に、誤差増幅回路３１から出力される誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値は徐々に上昇する。
【００６７】
誤差電圧信号ＶＥＡＯが基準電圧源２７ｂの上限電圧値ＶＲ２よりも高くなると、比較器２７ａからハイレベルの出力信号ＶＯが出力されるため、発振器２３からの出力信号によって、スイッチングデバイス１１は再度継続的なオンオフ動作を開始する。このとき、比較器２７ａからのハイレベルの出力信号ＶＯにより、基準電圧源２７ｂの基準電圧ＶＲは再度上限電圧値ＶＲ２から下限電圧値ＶＲ１に切り替わる。
【００６８】
続いて、スイッチングデバイス１１の継続的なオンオフ動作が再開されることにより、出力電圧ＶＯＵＴが再び上昇し始めるため、フォトカプラ１５からの帰還信号により、帰還信号入力端子ＴＦＢ から流出する電流量が増加するため、前述したように誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値が低下するので、該誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値が下限電圧値ＶＲ１にまで降下すれば、スイッチングデバイス１１は強制的にオフ状態とされる。
【００６９】
このように、本実施形態に係るスイッチング電源装置は、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴの負荷状態によって所定の出力電圧Ｖ０を基準にして制御される。
【００７０】
また、制御回路１２は、電圧変換回路１３のコイル１３ａの高圧側に位置し、スイッチングデバイス１１のソース端子ＴＳ 、すなわちコイル１３ａの高圧側端子を基準電位として動作する。また、出力電圧検出回路１４は、スイッチングデバイス１１の動作状態に関係なく出力電圧ＶＯＵＴの電圧値の検出を行なう。
【００７１】
以上説明したように、本実施形態に係るスイッチングデバイス１１は、装置の出力負荷状態に応じて、
（１）定格負荷時には、ドレイン電流ＩＤＳのピーク電流値が一定である継続的なスイッチング動作を行ない、
（２）負荷変動時には、ドレイン電流ＩＤＳのピーク電流値が負荷状態に連動して変化する継続的なスイッチング動作を行ない、
（３）軽負荷時には、ドレイン電流ＩＤＳのピーク電流値が最低レベルである継続的なスイッチング動作を行ない、
（４）待機時には、制御回路１２からのオンオフ制御を受けるスイッチング動作状態とオンオフ制御を受けない休止状態とを交互に繰り返す、すなわちスイッチング動作の停止と再開と繰り返す間欠的な動作状態となる。
【００７２】
なお、図２に示す電流電圧波形は、出力側からの反射電力がない非連続モード状態として表わしたが、出力側からの反射電力がある連続モード状態であっても、主出力端子１９の負荷状態に応じた動作は同様である。
【００７３】
但し、連続モード状態の場合は、ドレイン電流ＩＤＳの電流波形が、非連続モード状態の場合の三角波電流波形から台形波電流波形に変わる。これは、スイッチングデバイス１１のオフ状態時に、電圧変換回路１３のコイル１３ａに蓄えられた電気エネルギーのすべてが出力コンデンサ１３ｃに供給されずに、その一部が残ったままスイッチングデバイス１１がオン状態となるためである。
【００７４】
また、図１に示した破線２０で囲まれた基板上形成領域に含まれる構成要素、すなわち、スイッチングデバイス１１及び制御回路１２を１つの半導体基板上に集積化して１チップ化を図ることが好ましい。このとき、スイッチングデバイス１１における２つの主端子であるドレイン端子ＴＤ 及びソース端子ＴＳ と、制御回路１２における電源電圧を生成する制御回路用電源コンデンサ１６を接続する基準電圧端子ＴＢＰと、出力電圧検出回路１４により制御される帰還回路１５を接続する帰還信号入力端子ＴＦＢとの少なくとも４つの端子を外部接続端子として集積化することが好ましい。
【００７５】
このように、少なくとも４つの外部接続端子を有するようにパッケージに収納することにより、部品点数を大幅に削減できる上に、部品自体の寸法も小さくなり、より小型で低価格のスイッチング電源装置を実現できる。
【００７６】
なお、基板上形成領域２０は必ずしも１つの半導体基板ではなく、複数の半導体基板から構成されていてもよい。
【００７７】
（一実施形態の第１変形例）
以下、本発明の一実施形態の第１変形例について図面を参照しながら説明する。
【００７８】
図３は第１変形例に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図３において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００７９】
図３に示すように、本変形例に係る制御回路１２は、それぞれが第１のＡＮＤ回路２４に出力信号を送出して、スイッチングデバイス１１の動作を制御する過熱保護回路３２と再起動トリガ回路３３とを有している。
【００８０】
過熱保護回路３２は、スイッチングデバイス１１等に何らかの異常が発生して基板上形成領域２０の温度が所定温度以上に上昇するような場合に、第１のＡＮＤ回路２４に対してローレベルの信号を出力することにより、スイッチングデバイス１１のスイッチング動作を停止させる。
【００８１】
再起動トリガ回路３３は、再起動時に、ハイレベルの信号をいったんローレベルに落として第１のＡＮＤ回路２４をリセットする。
【００８２】
（一実施形態の第２変形例）
以下、本発明の一実施形態の第２変形例について図面を参照しながら説明する。
【００８３】
図４は第２変形例に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図４において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００８４】
図４に示すように、本変形例に係るスイッチング電源装置は、主出力端子１９に出力される出力電圧ＶＯＵＴの極性を負極性としている。これにより、スイッチングデバイス１１及び制御回路１２等の基本回路を正極性の電圧源の場合と同等の回路構成のままで、負極性の制御電圧源を必要とする装置に対応することができる。
【００８５】
具体的には、電圧変換回路１３Ａにおいて、コイル１３ａのソース端子ＴＳ と反対側の端子を接地すると共に、回生用ダイオード１３ｂのアノードを主出力端子１９と接続している。
【００８６】
また、ツェナーダイオードからなる出力電圧検出回路１４Ａにおいて、カソードを接地し、アノードを、フォトカプラからなる帰還回路１５Ａの発光部１５ａのアノードと接続している。また、該発光部１５ａのカソードを主出力端子１９と接続している。
【００８７】
なお、第２変形例においても、第１変形例に係る過熱保護回路３２及び再起動トリガ回路３３を設けても良い。
【００８８】
（一実施形態の第３変形例）
以下、本発明の一実施形態の第３変形例について図面を参照しながら説明する。
【００８９】
図５は第３変形例に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図５において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００９０】
図５に示すように、本変形例に係るスイッチング電源装置は、一端が基板上形成領域２０の端部に設けられた軽負荷検出電圧調整用端子ＴＲＥＦ を介して軽負荷検出回路２７の比較器２７ａの正相入力端子と接続され、他端がソース端子ＴＳ と接続された検出電圧可変手段としての軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５を備えている。
【００９１】
このように、軽負荷検出回路２７における基準電圧源２７ｂの基準電圧ＶＲを可変に設定できる軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５を有しているため、該軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５の抵抗値を適当な値に調整することにより、待機時に必要とされる負荷に合わせて、スイッチングデバイス１１のスイッチング動作が停止及び再開する際の負荷電流ＩＯＵＴの値を最適に調整することができる。その結果、スイッチングデバイス１１及び制御回路１２が１チップ化されている場合であっても、軽負荷検出回路２７における基準電圧ＶＲの下限電圧値ＶＲ１又は上限電圧値ＶＲ２を本電源装置の用途に応じて変更できるようになる。
【００９２】
なお、本変形例においては、軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５を基板上形成領域２０の外部に設けているが、該基板上形成領域２０の内部に設けても良い。
【００９３】
軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５を基板上形成領域２０に設ける場合には、抵抗３５の抵抗値の調整はレーザトリミング法等のトリミング技術により行なえばよい。
【００９４】
なお、第３変形例においても、第１変形例に係る過熱保護回路３２及び再起動トリガ回路３３を設けても良い。
【００９５】
また、前述の第２変形例に係る負性極性の電源装置に対しても、本変形例に係る軽負荷検出電圧調整用抵抗器３５を設けても良い。
【００９６】
【発明の効果】
本発明に係るスイッチング電源装置によると、出力電圧検出回路が負荷への出力電圧を検出し、負荷への供給電流が小さくなるとスイッチング素子に流れる電流の最大電流を線形的に低下させることにより、スイッチング素子の消費電流を抑制する。負荷への電流供給がさらに小さくなると、軽負荷検出回路により、スイッチング動作に停止期間が生じ間欠発振状態となって、スイッチング動作時における電流損失が軽減される。このため、軽負荷時における消費電力を低減することができると共に電力効率を改善することができるので、消費電力を大幅に低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の動作を示す電流電圧波形図である。
【図３】本発明の一実施形態の第１変形例に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図４】本発明の一実施形態の第２変形例に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図５】本発明の一実施形態の第３変形例に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図６】従来の降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図７】従来の降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の動作を示す電流電圧波形図である。
【符号の説明】
１１ スイッチングデバイス（スイッチング素子）
１２ 制御回路
１３ 電圧変換回路
１３Ａ 電圧変換回路
１３ａ コイル
１３ｂ 回生用ダイオード
１３ｃ 出力コンデンサ
１４ 出力電圧検出回路（ツェナーダイオード）
１５ 帰還回路（フォトカプラ）
１５Ａ 帰還回路（フォトカプラ）
１５ａ 発光部
１５ｂ 受光部
１６ 制御回路用電源コンデンサ
１７ 主入力端子
１８ 平滑用入力コンデンサ
１９ 主出力端子
２０ 基板上形成領域
２１ 電圧レギュレータ
２２ ドレイン電流検出回路
２３ 発振器
２４ 第１のＡＮＤ回路
２５ ＯＲ回路
２６ ＲＳフリップフロップ回路
２７ 軽負荷検出回路
２７ａ 比較器
２７ｂ 基準電圧源
２８ 第２のＡＮＤ回路
２９ 起動・停止回路
３０ 出力負荷検出回路
３０ａ 第１のＰチャネルＦＥＴ
３０ｂ 第２のＰチャネルＦＥＴ
３０ｃ 抵抗器
３１ 誤差増幅回路（誤差増幅器）
３２ 過熱保護回路（過熱保護手段）
３３ 再起動トリガ回路
３５ 軽負荷検出電圧調整用抵抗器（検出電圧可変手段）
ＴＤ ドレイン端子
ＴＳ ソース端子
ＴＢＰ 基準電圧端子
ＴＦＢ 帰還信号入力端子
ＴＲＥＦ 軽負荷検出電圧調整用端子
ＶＲ 軽負荷検出用の基準電圧
ＶＲ１ 下限電圧値
ＶＲ２ 上限電圧値
ＶＥＡＯ 誤差電圧信号
Claims (13)
- 第１の直流電圧を受ける平滑用入力コンデンサと、
前記第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記スイッチング素子の出力端子と前記制御回路の基準電圧端子との間に設けられた制御回路用電源コンデンサと、
前記スイッチング素子からの出力信号を受け、前記第１の直流電圧よりも電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、
出力側に設けられた出力電圧検出回路と、
前記出力電圧検出回路からの検出信号を受け、受けた検出信号を前記制御回路に帰還する帰還回路とを備え、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子の入力端子と前記基準電圧端子との間に設けられ、前記基準電圧端子の電圧を所定値に保持するレギュレータと、
前記帰還回路からの帰還電流信号を受けて、電圧信号として出力する出力負荷検出回路と、
前記出力負荷検出回路からの出力電圧信号と基準電圧との差からなる誤差電圧信号を生成して出力する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力信号を基準として前記スイッチング素子を流れる電流を検出する素子電流検出回路と、
前記誤差電圧信号が下限電圧よりも小さい場合には前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記誤差電圧信号が上限電圧よりも大きい場合には前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開させる軽負荷検出回路とを有しており、
前記出力負荷検出回路は、出力端に抵抗が接続されたカレントミラー回路により構成されており、前記出力負荷検出回路に入力された前記帰還電流信号は、帰還電圧信号に変換されて前記誤差増幅回路に出力され、
前記軽負荷検出回路は、前記下限電圧及び上限電圧を出力する基準電圧源と、前記基準電圧源が出力する電圧信号と前記誤差電圧信号とを比較する比較器とを含み、
前記下限電圧又は前記上限電圧の値は、前記比較器の出力信号により切り替わるように設定されていることを特徴とする非絶縁型のスイッチング電源装置。 - 前記帰還回路はフォトカプラを含むことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 前記誤差電圧信号は、前記帰還回路を流れる電流によって線形的に変化することにより、前記スイッチング素子のスイッチング動作の停止期間が、主出力端子の電力変化に対して線形的に変化するように設定されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 前記出力電圧検出回路は、ツェナーダイオードと発光素子との直列接続回路を含むことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 前記帰還回路は、受光部を有するスイッチ素子を含むことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 前記出力電圧検出回路と前記帰還回路とは、ツェナーダイオードとフォトカプラとにより構成されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第１の直流電圧の値はほぼ１００Ｖ以上であり、前記第２の直流電圧の値はほぼ２５Ｖ以下であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 前記制御回路は、過電流を検出して前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する過電流保護手段を有していることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 前記制御回路は、過電流状態を検出して前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する過電流保護手段と、過熱状態を検出して前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する過熱保護手段とを有していることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 第１の直流電圧を受ける平滑用入力コンデンサと、前記第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、前記スイッチング素子の出力端子と前記制御回路の基準電圧端子との間に設けられた制御回路用電源コンデンサと、前記スイッチング素子からの出力信号を受け、前記第１の直流電圧よりも電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、出力側に設けられた出力電圧検出回路と、前記出力電圧検出回路からの検出信号を受け、受けた検出信号を前記制御回路に帰還する帰還回路とを備えた非絶縁型のスイッチング電源装置を制御するスイッチング電源用半導体装置であって、
前記スイッチング電源用半導体装置は、前記スイッチング素子及び前記制御回路を含み、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子の入力端子と前記基準電圧端子との間に設けられ、前記基準電圧端子の電圧を所定値に保持するレギュレータと、
前記帰還回路からの帰還電流信号を受けて、電圧信号として出力する出力負荷検出回路と、
前記出力負荷検出回路からの出力電圧信号と基準電圧との差からなる誤差電圧信号を生成して出力する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力信号を基準として前記スイッチング素子を流れる電流を検出する素子電流検出回路と、
前記誤差電圧信号が下限電圧よりも小さい場合には前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記誤差電圧信号が上限電圧よりも大きい場合には前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開させる軽負荷検出回路とを有しており、
前記出力負荷検出回路は、出力端に抵抗が接続されたカレントミラー回路により構成されており、前記出力負荷検出回路に入力された前記帰還電流信号は、帰還電圧信号に変換されて前記誤差増幅回路に出力され、
前記軽負荷検出回路は、前記下限電圧及び上限電圧を出力する基準電圧源と、前記基準電圧源が出力する電圧信号と前記誤差電圧信号とを比較する比較器とを含み、
前記下限電圧又は前記上限電圧の値は、前記比較器の出力信号により切り替わるように設定されていることを特徴とするスイッチング電源用半導体装置。 - 前記下限電圧又は前記上限電圧の値を可変に設定できる検出電圧可変手段をさらに備えていることを特徴とする請求項１０に記載のスイッチング電源用半導体装置。
- 前記スイッチング素子及び前記制御回路は、前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに前記制御回路における前記基準電圧端子及び帰還信号の入力端子が外部接続端子となるように１つの半導体基板上に集積化されていることを特徴とする請求項１０又は１１に記載のスイッチング電源用半導体装置。
- 前記スイッチング素子及び前記制御回路は、前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに前記制御回路における前記基準電圧端子及び帰還信号の入力端子が外部接続端子となるように１つのパッケージに収納されていることを特徴とする請求項１０又は１１に記載のスイッチング電源用半導体装置。
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