JP3100914B2

JP3100914B2 - スイッチング電源

Info

Publication number: JP3100914B2
Application number: JP08345946A
Authority: JP
Inventors: 竜太郎荒川; 裕治田中
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1996-12-25
Filing date: 1996-12-25
Publication date: 2000-10-23
Anticipated expiration: 2016-12-25
Also published as: JPH10191625A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、チョッパ方式降圧
型のスイッチング電源に関する。

【０００２】

【従来の技術】図７は従来のスイッチング電源を示す回
路図である。図７において、５１はＰＮＰ型トランジス
タであるスイッチングデバイス、５２はコイル、５３は
回生用ダイオード、５４，５７はコンデンサ、５５は出
力端子、５６は入力端子、５８は起動用電源ブロック、
５９は電源切替ブロック、６０，６１は制御回路、６
２，６３，６６，６７は抵抗、６４はレベルシフトトラ
ンジスタ、６５は基準電圧Ｖ_refを発生する基準電源で
ある。

【０００３】この従来のスイッチング電源は、入力端子
５６に印加される直流電圧を降圧して出力端子５５から
出力するチョッパ方式降圧型電源回路であり、ＰＮＰ型
トランジスタであるスイッチングデバイス５１のコレク
タ端子に、アノード端子が接地された回生用ダイオード
５３のカソード端子とコイル５２の一方の端子とが接続
され、スイッチングデバイス５１のエミッタ端子に、入
力側コンデンサ５７の正極端子と入力端子５６とが接続
されている。コイル５２の他方の端子に、出力側コンデ
ンサ５４の正極端子と出力端子５５とが接続されてい
る。

【０００４】入力端子５６に電圧が印加されると、起動
用電源ブロック５８により制御回路用電源電圧が、電源
切替ブロック５９を経て比較器からなる制御回路６０に
供給される。制御回路６０は、基準電源６５からの基準
電圧Ｖ_refと、出力電圧Ｖ_ou _tを抵抗６６，６７で分圧
した出力側検出電圧Ｖ_cinとを比較し、制御回路６１を
介して、レベルシフトトランジスタ６４のベース端子を
駆動する。ここでは簡単に説明するため、レベルシフト
トランジスタ６４と抵抗６２，６３とでレベルシフト回
路を構成している。レベルシフトトランジスタ６４がオ
ンになると、スイッチングデバイス５１がオンとなり、
コイル５２に電流が流れ出す。出力端子５５の電圧Ｖ
_outが規定値以上になると、電源切替ブロック５９は制
御回路６０の電源電圧を出力端子５５側から供給される
ように切り替える。制御回路６１は、制御回路６０から
の出力値を基に、スイッチングデバイス５１のオンデュ
ーティを制御する回路である。

【０００５】図８に図７のスイッチング電源における各
部の電流電圧波形を示す。まず、入力端子５６に電圧が
印加され、起動電圧以上に達すると、起動用電源ブロッ
ク５８で、制御回路６０に供給する電源電圧が形成さ
れ、電源切替ブロック５９を経由して制御回路６０に電
圧が供給される。次に、出力電圧Ｖ_outは０Ｖであるの
で、出力電圧Ｖ_outを分圧した出力側検出電圧Ｖ_cinも
０Ｖであり、これと基準電圧Ｖ_refとが比較されて、制
御回路６０の出力信号Ｖ_coutがオンになり、制御回路６
１を介してレベルシフトトランジスタ６４がオンとな
る。すると、スイッチングデバイス５１のベース端子の
電圧Ｖ_Bが低下してスイッチングデバイス５１がオンと
なり、スイッチングデバイス５１に流れる電流Ｉ_Pがコ
イル５２へ流れ込む。

【０００６】ここで、スイッチングデバイス５１のスイ
ッチング周波数に対応した、デューティ信号は制御回路
６１で形成される。レベルシフトトランジスタ６４への
オン信号は、制御回路６１の最大デューティに達する
か、もしくは出力側検出電圧Ｖ _cinが基準電圧Ｖ_refに
達すると、オフに変化する。レベルシフトトランジスタ
６４がオフし、スイッチングデバイス５１がオフする
と、コイル５２に蓄えられた電気エネルギーは、ダイオ
ード５３を経由して出力側に供給される。コイル５２に
は、図８の電流Ｉ_Lに示すように、スイッチングデバイ
ス５１がオン，オフを繰り返す間中連続して電流が流れ
続ける。定常状態での各部の電流電圧波形は図８に示す
ようになり、デューティ信号幅をコントロールすること
で、出力端子５５の出力電圧Ｖ_outは一定に制御され
る。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】一般にスイッチング電
源では、部品小型化のため、スイッチング周波数ｆ_cは
１００ｋ〜２００ｋＨｚと高速であることが多い。上記
従来のスイッチング電源においては、レベルシフトトラ
ンジスタ６４と抵抗６２，６３とからなるレベルシフト
回路が必要なので、スイッチングデバイス５１のスイッ
チング速度は、スイッチングデバイス５１の入力容量Ｃ
₅₁と、抵抗６２の抵抗値Ｒ₆₂と、抵抗６３の抵抗値Ｒ₆₃
とによって大きく影響され、時定数τ＝Ｃ₅₁×（Ｒ₆₂＋
Ｒ₆₃）でスイッチング時間が決定される。ここで、スイ
ッチング速度を高速化するには、抵抗６２の抵抗値
Ｒ₆₂，抵抗６３の抵抗値Ｒ₆₃またはスイッチングデバイ
ス５１の入力容量Ｃ₅₁を小さくすればよいが、入力容量
Ｃ₅₁はデバイスの固有値であるため、抵抗６２および抵
抗６３の抵抗値Ｒ₆₂，Ｒ₆₃を小さくすればよい。

【０００８】しかしながら、例えば入力電圧Ｖ_inが１０
０〜６００Ｖと高圧の電源回路の場合、スイッチングデ
バイス５１がオン時のデバイス５１のドライブ電流Ｉ_d
は、Ｉ_d＝（６００−Ｖ_BE−Ｖ_CE）／（Ｒ₆₂＋Ｒ₆₃）と
なる。抵抗６２，抵抗６３の抵抗値が数百Ωと小さいと
きには、Ｉ_dは数Ａオーダーの大きな電流値となる。レ
ベルシフトトランジスタ６４は、Ｉ_dをドライブ可能な
特性を有する大きなデバイスが必要になる。このとき、
抵抗６２，６３での損失Ｐ_dは、Ｐ_d＝（６００−Ｖ_BE
−Ｖ_CE）×Ｉ_d×オンデューティ（Ｗ）と表されるの
で、Ｐ_dはオンデューティが１０％と仮定しても数十Ｗ
という非常に大きな値になってしまうので、電源の電圧
変換効率が大きく低下する。また、スイッチングデバイ
ス５１のオンデューティδは、δ＝Ｖ_out／Ｖ_inで表さ
れるので、入力電圧Ｖ_inと出力電圧Ｖ_outの差が大きい
とき、例えばＶ_in＝６００Ｖ，Ｖ_out＝２０Ｖとすれ
ば、δ＝５％と非常に小さい値であり、スイッチング周
波数をｆ_c＝１００ｋＨｚとすれば、スイッチングデバ
イス５１のオン時間Ｔ_ON＝０．５μｓとなる。ここで、
０．５μｓといった非常に短い時間を精度良くスイッチ
ングデバイス５１のデューティ制御ができなければ、出
力電圧のリップルが大変大きな値になる。従来の回路で
は、スイッチングデバイス５１をドライブするにはレベ
ルシフト回路が必要で、ダイレクトにドライブできない
ので上記のようなオン時間が０．５μｓというような短
い時間を精度良く制御することは非常に困難であった。

【０００９】このように従来の回路では、スイッチング
デバイスを高速スイッチングさせることは変換効率，デ
ューティ制御の面で非常に困難であった。反対にスイッ
チング周波数を低くした場合には、電源の構成部品寸法
が大きくなると同時に、出力側の電圧を検出して、スイ
ッチングデバイス５１のオン・オフ時間を制御する制御
回路６０，６１の応答性が悪くなる。応答性の悪い回路
ではデューティコントロールが十分でなく、出力電圧の
リップルが大きく精度の良い電源設計が難しい。精度良
い制御を実現するには、レベルシフト回路が複雑で、回
路の価格も高価格になってしまう。

【００１０】以上述べたように、従来の回路構成のチョ
ッパ方式スイッチング電源では、出力電圧が一定になる
ようにスイッチングデバイスをドライブする制御回路に
おいて、入力電圧に対応した耐圧を有するレベルシフト
回路が必要なため、スイッチングデバイスのドライブ回
路が複雑になり、電圧変換効率も悪く、レベルシフト回
路自身のコストが高価である。また、スイッチングデバ
イスをダイレクトにドライブできないために、高速スイ
ッチングさせることが困難な結果、出力電圧応答性が悪
く、出力電圧リップルが大きくなり、コイル，コンデン
サの寸法も大きくなることで、電源の寸法が大きくなる
とともに、価格も高価になる。さらに、スイッチングデ
バイスとしてＰＮＰ型トランジスタもしくはＰチャンネ
ルＭＯＳ・ＩＧＢＴを用いているので、同じ定格電圧・
電流・同一特性のＮチャンネルデバイスと比較すると、
デバイスのチップ面積が大きくなり、デバイスのコスト
も高価になるという課題を有していた。

【００１１】本発明は、上記課題を解決するもので、低
価格・小型・高性能化を達成できるスイッチング電源を
提供することを目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１記載のスイッチ
ング電源は、第１の直流電圧が入力側主端子に供給され
るスイッチングデバイスと、スイッチングデバイスの出
力側主端子に接続され、スイッチングデバイスのオンオ
フ制御によりスイッチングデバイスの出力側主端子から
断続的に出力される電流を、第１の直流電圧より電圧の
絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力する変換
回路とを備え、スイッチングデバイスの出力側主端子に
一端を接続したコンデンサと、コンデンサの他端に接続
され第２の直流電圧による電流をコンデンサへ供給する
出力電圧検出回路と、コンデンサの両端の電圧を電源電
圧とし、コンデンサの両端子間の電位差の変動のみによ
りスイッチングデバイスのオンオフ制御を行う制御回路
とを設けたスイッチング電源であって、制御回路は、そ
の基準電位が第２の直流電圧の基準電位より高圧側にあ
り、スイッチングデバイスがオフ時のみに第２の直流電
圧の検出を行う回路からなり、出力電圧検出回路は、ス
イッチングダイオードと、ダイオード，ツェナダイオー
ドおよびトランジスタのうちのいずれか１つからなる電
圧降下型素子との直列接続回路、またはスイッチングダ
イオードと、電圧降下型素子および抵抗を組み合わせた
回路ブロックとの直列接続回路からなり、変換回路は、
チョークコイル、平滑コンデンサおよび整流ダイオード
からなることを特徴とする。請求項２記載のスイッチン
グ電源は、請求項１記載のスイッチング電源において、
スイッチングデバイスはＮチャンネルトランジスタまた
はＮＰＮ型トランジスタからなる。請求項３記載のスイ
ッチング電源は、請求項１記載のスイッチング電源にお
いて、第２の直流電圧が負極性である。

【００１３】この構成により、レベルシフト回路を使用
せず、スイッチングデバイスをダイレクトにドライブ、
制御することが可能になり、スイッチングデバイスを高
速スイッチング周波数で制御することで、出力電圧のリ
ップルが小さく電圧変換効率の高い高性能電源を実現で
き、同時に変換回路に用いるコイル・コンデンサ等の小
型化・低価格も実現され、Ｐ型スイッチングデバイスよ
り同一特性であれば安価なＮ型スイッチングデバイスを
使用するので、低価格・小型・高性能の電源を実現でき
る。

【００１４】

【００１５】上記のように出力電圧検出回路を構成する
ことにより、電圧降下型素子を取り替えるのみで、出力
電圧の設定・変更が容易に実現でき、リニアレギュレー
ターのような使いやすさを達成できる。

【００１６】また、出力の第２の直流電圧を負極性とす
ることにより、負極性の制御電圧源が必要なセットにお
いても、正極性電圧源と基本回路が同様の本発明のスイ
ッチング電源により対応できる。

【００１７】

【００１８】

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しながら説明する。図１は本発明の実施の
形態のスイッチング電源の回路図である。図１におい
て、１はＮチャンネルＭＯＳからなるスイッチングデバ
イス、２はコイル、３はコイル２に回生電流を流すため
のダイオード、４，７は電圧平滑用のコンデンサ、５は
出力端子、６は入力端子、８はスイッチングダイオー
ド、９はツェナダイオード、１０は制御回路電源用のコ
ンデンサ、１１は電源切替ブロック、１２は比較器、１
３は起動用電源ブロック、１４，１５，１６は抵抗、１
７はツェナダイオードである。また、３１はコンデンサ
１０の両端の電圧を電源電圧とし、コンデンサ１０の両
端子間の電位差の変動によりスイッチングデバイス１の
オンオフ制御を行う制御回路であり、３２はスイッチン
グダイオード８およびツェナダイオード９からなる出力
電圧検出回路、３３はコイル２とダイオード３とコンデ
ンサ４とからなる変換回路である。また、図２は図１に
おける各部の電流電圧波形を示す。なお、図２（ｄ）中
の三角波キャリア信号および図２（ｉ）のＰＷＭオンパ
ルスは後述の図６に関連するものである。

【００２０】このスイッチング電源は、入力端子７に、
平滑用のコンデンサ７，起動用電源ブロック１３および
ＮチャンネルＭＯＳからなるスイッチングデバイス１の
ドレイン端子を接続し、スイッチングデバイス１のソー
ス端子を、コイル２の一方の端子とアノード端子が接地
されたダイオード３のカソード端子とに接続し、コイル
２の他方の端子を、平滑用のコンデンサ４の正極端子お
よび出力端子５に接続している。そして、出力端子５
に、ツェナダイオード９およびスイッチングダイオード
８を介してコンデンサ１０の一方の端子を接続し、コン
デンサ１０の他方の端子をスイッチングデバイス１のソ
ース端子に接続している。また、コンデンサ１０の一方
の端子と起動用電源ブロック１３との間に電源切替ブロ
ック１１を接続している。

【００２１】さらに、比較器１２の電源端子がコンデン
サ１０の一方（正極）の端子に接続され、比較器１２の
グラウンド端子がコンデンサ１０の他方（負極）の端子
に接続されており、このようにコンデンサ１０の両端子
間の電圧を電源電圧とする比較器１２の出力信号端子を
スイッチングデバイス１のゲート端子に接続している。
比較器１２には、コンデンサ１０の両端子間の電圧を抵
抗１４，１５で分圧した電位Ｖ₂がマイナス側の入力信
号端子に入力され、スイッチングデバイス１のソース端
子の電位（＝コンデンサ１０の他方の端子電位）Ｖ₀よ
りもツェナダイオード１７の降伏電圧分だけ高い電位Ｖ
₁がプラス側の入力信号端子に入力される。

【００２２】なお、起動用電源ブロック１３は、入力端
子６に印加された電圧より制御回路用電源電圧を形成
し、電源切替ブロック１１を経て制御回路３１の比較器
１２へ供給する。電源切替ブロック１１は、スイッチン
グ電源が正常に動作を始めると、比較器１２の電源電圧
をコンデンサ１０から供給されるように切り替えるため
のものである。コンデンサ１０には、ツェナダイオード
９およびダイオード８を経由して出力端子５より電圧が
供給される。

【００２３】以上のように構成されるスイッチング電源
の動作を説明する。まず、入力端子６に直流電圧（第１
の直流電圧）が印加され、規定値に達すると起動用電源
ブロック１３で制御回路用電源が形成される。出力端子
５は０Ｖであり、このときのＶ₁とＶ₂とが比較器１２
で比較されて、ある時間幅の出力信号Ｖ_coutがオンとな
り、スイッチングデバイス１はオンになる。スイッチン
グデバイス１がオンになると、コイル２に電流Ｉ_Pが流
れ込み、スイッチングデバイス１がオフ状態に変化する
と、ダイオード３を経由してコイル２に蓄えられた電気
エネルギが出力側に供給される。ダイオード３は、スイ
ッチングデバイス１と同程度の耐圧が必要で、リカバリ
ー特性は高速である方が電圧変換効率がよいので、Ｔｒ
ｒ（逆回復時間，逆方向電流時間）は５０ｎｓ程度であ
ればよい。

【００２４】そして、出力端子５の電圧が上昇してき
て、ツェナダイオード９の降伏電圧Ｖ _z，スイッチング
ダイオード８の順方向電圧Ｖ_f，制御回路３１の電源電
圧Ｖ_cの合計（Ｖ_z＋Ｖ_f＋Ｖ_c）より大きくなると、
スイッチングデバイス１がオフした時に、出力端子５か
らツェナダイオード９，スイッチングダイオード８を経
由してコンデンサ１０に電流Ｉ_cが流れ込み、制御回路
３１に出力電圧値の情報がフィードバックされる。制御
回路３１の電源電圧Ｖ_cが十分高くなると、切替ブロッ
ク１１により出力端子５側から制御回路３１に電源電圧
が供給されるように切り替わる。制御回路３１の基準電
位（Ｖ₀）は、スイッチングデバイス１のソース端子と
同電位であるので、スイッチングデバイス１がオンの状
態では、制御回路３１の基準電位は入力電圧（Ｖ_in）に
ほぼ等しくなり、コンデンサ１０の正極電位は入力電圧
のグラウンド端子を基準電位とすれば、ほぼＶ_in＋Ｖ_c
と非常に高圧になる。このため、コンデンサ１０の電荷
が出力端子５側に移動しないように、入力電圧以上の耐
圧を有するスイッチングダイオード８が必要になる。こ
のスイッチングダイオード８のリカバリー特性は、高速
であるほど電源の特性がよくなる。例えば、Ｔｒｒ＜１
００ｎｓの特性のデバイスを使用することが好ましい。

【００２５】制御回路３１はコイル２に対して高圧側
（ハイサイド）に位置するので、スイッチングデバイス
１がオフの時に出力電圧検出信号として、ダイオード
８，９を経由して電流Ｉ_cがコンデンサ１０に流れ込
み、制御回路３１の電源電圧Ｖ_cが上昇するという形で
制御回路３１へフィードバックされ、スイッチングデバ
イス１への次の出力信号のオン時間が決定される。制御
回路３１がコイル２の高圧側（ハイサイド）に位置し、
スイッチングデバイス１のソース端子と制御回路３１の
グラウンド端子とが共通なので、従来のレベルシフト回
路は不要である。

【００２６】なお、図２に示すように、比較器１２に入
力されるＶ₁は制御回路３１内の基準電圧で一定の電圧
値であり、Ｖ₂は制御回路３１の電源電圧Ｖ_cを抵抗１
４，１５で分割した電圧値である。スイッチングデバイ
ス１がオフした瞬間にスイッチングデバイス１のソース
端子電位Ｖ₀が高圧から低圧に降下するので、出力端子
５の電位Ｖ_outが（Ｖ_c＋Ｖ_z＋２Ｖ_f）以上であると
電流Ｉ_cが流れ込み、電源電圧Ｖ_cが上昇することで、
電圧値Ｖ₂も上昇する。その後、電圧値Ｖ₂は、制御回
路３１での消費電流により除々に低下してくると同時に
基準電圧値Ｖ₁と比較された結果により、次のスイッチ
ングパルスのオンパルス幅が決定される。そして、次の
パルス幅が決定されたオンパルス（Ｖ_cout）がスイッチ
ングデバイス１に与えられ、スイッチングデバイス１が
オフした瞬間に前述したように、出力端子５より電圧が
フィードバックされ、出力電圧Ｖ_outが一定となるよう
に、スイッチングデバイス１を制御し続けていく。

【００２７】以上のようにこの実施の形態によれば、ス
イッチングデバイス１にＮチャンネルＭＯＳを使用し、
スイッチングデバイス１の制御回路３１を、コイル２の
高圧側（ハイサイド）に位置させ、スイッチングデバイ
ス１のソース端子、言い換えればコイル２の高圧側端子
を基準電位（Ｖ₀）として動作させ、スイッチングデバ
イス１がオフの時に出力電圧検出を行う回路構成なの
で、レベルシフト回路が不要で、高速スイッチング周波
数での制御が容易に実現でき、出力電圧を精度よく制御
することが可能になり、部品サイズの小型化による電源
の小型化，部品低コスト化による低価格化，出力電圧の
精度が良い高性能電源の実現という有利な効果を得るこ
とができる。

【００２８】なお、スイッチングデバイス１として、Ｎ
チャンネルＭＯＳを用いたが、ＮチャンネルＩＧＢＴ等
のＮチャンネルトランジスタあるいはＮＰＮ型トランジ
スタでも同様の効果が得られる。これらのＮチャンネル
ＭＯＳ，ＮチャンネルＩＧＢＴ等のＮチャンネルトラン
ジスタあるいはＮＰＮ型トランジスタは、同じ定格電圧
・電流・同一特性のスイッチングデバイスとして従来使
用されているＰチャンネルＭＯＳ，ＰチャンネルＩＧＢ
ＴあるいはＰＮＰ型トランジスタと比べて、チップ面積
が小さく、低価格である。

【００２９】特に、商用交流入力電圧１００Ｖ系，２０
０Ｖ系で動作する電気機器の制御回路の電源として、交
流整流した電圧（１００Ｖ〜４００Ｖ）を第１の直流電
圧（Ｖ_in）として入力し、２０Ｖ以下の電圧を第２の直
流電圧（Ｖ_out）として出力する回路において、低コス
ト化・小型化・高性能化の効果が著しい。また、出力電
圧検出回路３２を、スイッチングダイオード８およびツ
ェナダイオード９で構成したが、ツェナダイオード９の
代わりに、ダイオード，トランジスタ等の電圧降下型素
子、またはそれらの電圧降下型素子と抵抗を組み合わせ
た回路ブロックを用い、例えば図３，図４のように構成
してもよい。ツェナダイオード９の代わりに、図３で
は、トランジスタ１８および抵抗１９，２０を用い、図
４では、ダイオード２１および抵抗２２，２３を用いて
いる。このように出力電圧検出回路を構成することによ
り、ツェナダイオード９，トランジスタ１８，ダイオー
ド２１等の電圧降下型素子を取り替えるのみで、出力電
圧の設定・変更が容易に実現でき、リニアレギュレータ
ーのような使いやすさを達成できる。これらは、出力電
圧の設定を、ツェナダイオード９の降伏電圧，トランジ
スタ１８のＶ_BE電圧_,ダイオード２１の順方向電圧を利
用して行っており、基本的な動作は同じである。

【００３０】また、入力端子６，スイッチングデバイス
１，コイル２，出力端子６の各ブロック間に抵抗等の電
圧降下型素子を直列に接続して、過電流保護機能を追加
しても良く、過負荷保護機能・スイッチングデバイスの
過熱保護機能の回路ブロックが追加されても良い。ま
た、図５に示すように、コイル２とダイオード３の配置
を入れ替えて、出力端子５に出力される電圧の極性が負
極性となる構成にしてもよい。このときの出力電圧をＶ
_out，入力電圧をＶ_in，スイッチングデバイス１のオン
デューティをδとすると、Ｖ_out＝−｛δ／（１−δ）｝×Ｖ_in となる。この図５のように、出力端子５に出力される電
圧の極性を負極性としたことにより、負極性の制御電圧
源が必要なセットにおいても、正極性電圧源と基本回路
が同様の本発明のスイッチング電源により対応できる。

【００３１】また、スイッチングデバイス１のスイッチ
ング制御方式にパルス幅制御方式（ＰＷＭ方式）を用い
た構成としてもよい。これは、図６に示すように、三角
波キャリア生成回路３５で周波数が一定（例えば１００
ｋＨｚ）の三角波キャリア信号（図２（ｄ）参照）を生
成し、この三角波キャリア信号電圧と、制御回路３１の
電源電圧Ｖ_cを抵抗１４，１５で分割した電圧（あるい
は電源電圧Ｖ_c）とを、比較器１２で比較し、１つの三
角波（１キャリア）中でのスイッチングデバイス１のオ
ンデューティをＰＷＭパルス生成回路３４で決定し、次
のパルス幅が決まる。そしてＰＷＭパルス生成回路３４
から図２（ｉ）のようなＰＷＭオンパルスがスイッチン
グデバイス１のゲート端子に印加される。この構成で
は、スイッチングデバイス１のデューティを可変制御す
るので、出力端子５の電圧精度が向上する。

【００３２】また、例えば図１におけるスイッチングデ
バイス１，制御回路３１，電源切替ブロック１１および
起動用電源ブロック１３を、少なくともスイッチングデ
バイス１の２つの主端子（ソース端子，ドレイン端子）
および出力電圧検出回路３２に接続する端子の３つの端
子を外部接続端子として同一の半導体基板上に集積化
し、３つ以上の端子を有したパッケージに組み込むこと
により、部品点数が大幅に削減可能で、部品の寸法も小
さくなり、より小型・低価格の電源を実現できる。

【００３３】

【発明の効果】以上のようにこの発明のスイッチング電
源は、チョッパ方式降圧型の電源であり、スイッチング
デバイスの出力側主端子に一端を接続したコンデンサ
と、コンデンサの他端に接続され第２の直流電圧による
電流をコンデンサへ供給する出力電圧検出回路と、コン
デンサの両端の電圧を電源電圧とし、コンデンサの両端
子間の電位差の変動によりスイッチングデバイスのオン
オフ制御を行う制御回路とを設けたことにより、レベル
シフト回路を使用せず、スイッチングデバイスをダイレ
クトにドライブ、制御することが可能になり、スイッチ
ングデバイスを高速スイッチング周波数で制御すること
で、出力電圧のリップルが小さく電圧変換効率の高い高
性能電源を実現でき、同時に変換回路に用いるコイル・
コンデンサ等の小型化・低価格も実現でき、低価格・小
型・高性能な電源を実現できる。また、Ｎチャンネルト
ランジスタまたはＮＰＮ型トランジスタからなるスイッ
チングデバイスを使用することで、スイッチングデバイ
スが安価である。

【００３４】また、出力電圧検出回路を、スイッチング
ダイオードと、ダイオード，ツェナダイオード，トラン
ジスタ等の電圧降下型素子との直列接続回路、またはス
イッチングダイオードと、電圧降下型素子および抵抗を
組み合わせた回路ブロックとの直列接続回路として構成
することにより、電圧降下型素子を取り替えるのみで、
出力電圧の設定・変更が容易に実現でき、リニアレギュ
レーターのような使いやすさを達成できる。

【００３５】また、出力の第２の直流電圧を負極性とし
たことにより、負極性の制御電圧源が必要なセットにお
いても、正極性電圧源と基本回路が同様の本発明のスイ
ッチング電源により対応できる。また、１００Ｖ以上の
直流電圧を２０Ｖ以下の直流電圧に変換するスイッチン
グ電源において、低コスト化・小型化・高性能化の効果
が著しい。

【００３６】また、スイッチングデバイスおよび制御回
路を、少なくともスイッチングデバイスの２つの主端子
および出力電圧検出回路に接続する端子の３つの端子を
外部接続端子として同一の半導体基板上に集積化し、３
つ以上の端子を有したパッケージに組み込むことによ
り、部品点数が大幅に削減可能で、部品の寸法も小さく
なり、より小型・低価格の電源を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源を示す
回路図である。

【図２】本発明の実施の形態のスイッチング電源におけ
る各部の動作波形図である。

【図３】本発明の実施の形態のスイッチング電源を示す
他の回路図である。

【図４】本発明の実施の形態のスイッチング電源を示す
他の回路図である。

【図５】本発明の実施の形態のスイッチング電源を示す
他の回路図である。

【図６】本発明の実施の形態のスイッチング電源を示す
他の回路図である。

【図７】従来のスイッチング電源を示す回路図である。

【図８】従来のスイッチング電源における各部の動作波
形図である。

【符号の説明】

１スイッチングデバイス２コイル３ダイオード４コンデンサ５出力端子６入力端子７コンデンサ８スイッチングダイオード９ツェナダイオード１０コンデンサ１１電源切替ブロック１２比較器１３起動用電源ブロック１４抵抗１５抵抗１６抵抗１７ツェナダイオード３１制御回路３２出力電圧検出回路３３変換回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/155

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の直流電圧が入力側主端子に供給さ
れるスイッチングデバイスと、前記スイッチングデバイ
スの出力側主端子に接続され、前記スイッチングデバイ
スのオンオフ制御により前記スイッチングデバイスの出
力側主端子から断続的に出力される電流を、前記第１の
直流電圧より電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変
換して出力する変換回路とを備え、前記スイッチングデバイスの前記出力側主端子に一端を
接続したコンデンサと、前記コンデンサの他端に接続され前記第２の直流電圧に
よる電流を前記コンデンサへ供給する出力電圧検出回路
と、前記コンデンサの両端の電圧を電源電圧とし、前記コン
デンサの両端子間の電位差の変動のみにより前記スイッ
チングデバイスのオンオフ制御を行う制御回路とを設け
たスイッチング電源であって、前記制御回路は、その基準電位が前記第２の直流電圧の
基準電位より高圧側にあり、前記スイッチングデバイス
がオフ時のみに前記第２の直流電圧の検出を行う回路か
らなり、前記出力電圧検出回路は、スイッチングダイオードと、
ダイオード，ツェナダイオードおよびトランジスタのう
ちのいずれか１つからなる電圧降下型素子との直列接続
回路、または前記スイッチングダイオードと、前記電圧
降下型素子および抵抗を組み合わせた回路ブロックとの
直列接続回路からなり、前記変換回路は、チョークコイル、平滑コンデンサおよ
び整流ダイオードからなることを特徴とするスイッチン
グ電源。
【請求項２】スイッチングデバイスがＮチャンネルト
ランジスタまたはＮＰＮ型トランジスタからなる請求項
１記載のスイッチング電源。
【請求項３】第２の直流電圧が負極性である請求項１
記載のスイッチング電源。