JP2002325438A - 同期整流コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 同期整流コンバータに関し、複数の同期整流
コンバータを並列運転する場合に、過電流垂下機能と負
荷側から電源側への逆流防止機能を備える上に、過電流
などの出力電流の検出と逆流防止を電力効率がよい状態
で行なうことができる同期整流コンバータを提供する。 【解決手段】 転流電界効果トランジスタに直列に挿入
した電流検出手段と、該電流検出手段が検出した電流か
ら生成した電圧と第一の基準電圧とから過電流検出信号
を生成してパルス幅制御手段に供給する過電流検出手段
と、該電流検出手段が検出した電流から生成した電圧と
第二の基準電圧とから低電流検出信号を生成して出力す
る低電流検出手段と、該低電流検出信号を受けて該転流
電界効果トランジスタをオフにする転流電界効果トラン
ジスタ停止手段とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、同期整流コンバー
タに係り、特に、複数の同期整流コンバータを並列運転
する場合に、過電流垂下機能と負荷側から電源側への逆
流防止機能を備える上に、過電流などの出力電流の検出
と逆流防止を電力効率がよい状態で行なうことができる
同期整流コンバータに関する。

【０００２】電源回路には大別して、ドロッパ方式とス
イッチング・レギュレータ方式とがあるが、電力効率と
電源回路の大きさの面から最近では後者が主流になって
いる。そして、スイッチング・レギュレータ方式の１つ
に同期整流コンバータがあり、これには、入力電源側と
負荷側の間にトランスを使用しない非絶縁型の同期整流
コンバータと、入力電源側と負荷側の間にトランスを使
用する絶縁型の同期整流コンバータとがある。

【０００３】さて、電源回路から電力の供給を受ける負
荷側における状況を見ると、情報通信装置を構成する大
規模集積回路の動作電圧が低下の一途を辿っている。こ
の傾向は、デジタル回路のみならずアナログ回路におい
ても同様である。即ち、或る程度以前には大規模集積回
路の動作電圧は５ボルトが標準的であったものが３・３
ボルトに低下し、２・５ボルトを経由して最近では１・
８ボルトにまで低下している。そして、近い将来には１
ボルト未満になるとも予測されている。かくの如く大規
模集積回路の動作電圧が低下するので電源回路の出力電
圧が低電圧化されるが、低電圧電源には同期整流コンバ
ータが適している。

【０００４】そして、上記の如き大規模集積回路の動作
電圧の低下が急速に進んでくると、大規模集積回路の開
発時期の差によって、情報通信装置において使用する大
規模集積回路の動作電圧を統一することが困難になり、
電源回路側は複数の出力電圧に対応する必要に迫られて
いる。その上、出力電圧が低下してゆくのであるから電
源回路において昇圧する必要性も薄れてくる。このた
め、最近では非絶縁型の同期整流コンバータが広く使用
されるようになっている。

【０００５】一方、大規模集積回路においては回路規模
の一層の大規模化が進んでおり、電源回路が供給しなけ
ればならない出力電流が増加する一方である。このよう
な状況にあって必要とされる負荷電流に一々対応して電
源回路を設計、製造することは時間的にも設計に必要と
なる人的資源の面からも効率的ではない。従って、複数
の電源回路を並列接続して大きな負荷電流を分担して供
給するという電源システムが一般的になっている。

【０００６】図１０は、複数電源を並列接続した電源シ
ステムである。

【０００７】図１０において、１０１は入力電源、１０
２は第一の電源回路（図では電源＃１と略記している。
以降も、図では同様に記載する。）、１０３は第二の電
源回路、１０４は第ｎの電源回路（ｎは２以上の整
数）、１０５は負荷である。

【０００８】第一の電源回路１０２乃至第ｎの電源回路
１０４は共通の入力電源１０１に並列接続されて所定の
出力電圧と出力電流を生成して、各々、共通の負荷１０
５に並列接続されて所定の出力電圧と出力電流を供給す
る。

【０００９】このような電源システムに適用される各々
の電源回路には、先ず、各々の電源の出力電流バランス
をとるために過電流垂下機能が必要である。又、並列接
続している他の電源回路の出力電圧が高い場合や、より
高い電圧の電源システム（図示を省略している。）から
負荷１０５を経由した電流の回り込みがある場合に対応
するために負荷１０５から入力電源１０１側への逆流防
止機能が必要である。特に、同期整流コンバータにおい
て必須な転流電界効果トランジスタが逆流を吸い込む現
象があるために逆流防止機能は重要である。

【００１０】しかも、出力電圧が低下し、出力電流が増
加するという環境にあって、過電流垂下機能や逆流防止
機能のために必要な電流検出や、逆流防止機能そのもの
を電力効率を低下させることなく実現することが肝要で
ある。

【００１１】

【従来の技術】図８は、従来の同期整流コンバータの構
成例で、先に記載した背景に鑑みて非絶縁型の同期整流
コンバータを図示している。尚、図８では図の煩雑化を
避けるために単一の同期整流コンバータのみを図示して
いるが、複数の同期整流コンバータが並列接続されて運
転されているものと理解して図を見て戴きたい。

【００１２】図８において、１は入力電源である。

【００１３】２は同期整流コンバータにおけるスイッチ
ング動作によって発生するリップル電圧を抑圧するコン
デンサである。

【００１４】３は主電界効果トランジスタで、図８では
ソースをサブストレートに接続したＰチャネル型電界効
果トランジスタである。尚、主電界効果トランジスタ３
についてはボディ・ダイオードの図示を省略している
が、ソースをサブストレートに接続しているので、ドレ
イン側がアノード、サブストレート側がカソードにな
る。

【００１５】４は転流電界効果トランジスタ、４−１は
転流電界効果トランジスタ４のボディ・ダイオードであ
る。図８では転流電界効果トランジスタ４はソースをサ
ブストレートに接続したＮチャネル型電界効果トランジ
スタであるので、ドレイン側がカソード、サブストレー
ト側がアノードになる。

【００１６】１３は平滑回路を構成するチョーク・コイ
ル、１４は平滑回路を構成するコンデンサである。

【００１７】１５は過電流垂下機能のための電流検出手
段を構成するために出力回路の直列に挿入される抵抗、
１６は該電流検出手段を構成するために抵抗１５の端子
に２つの入力端子を接続される差動増幅器である。

【００１８】１７は主電界効果トランジスタ３及び転流
電界効果トランジスタ４のオン・オフを制御する制御回
路で、基準電圧源１７−１、同期整流コンバータの出力
電圧を非反転入力端子に受け、基準電圧源１７−１の出
力電圧を反転入力端子に受ける差動増幅器１７−２、鋸
歯状波電圧を生成する鋸歯状波電源１７−３、電流検出
手段を構成する差動増幅器１６の出力と差動増幅器１７
−２の出力の和の電圧を反転入力端子に受け、鋸歯状波
電源１７−３の出力を非反転入力端子に受けて主電界効
果トランジスタ３のゲートに供給するパルス幅を制御す
るコンパレータ１７−４を備えている。

【００１９】１８はカソードを負荷側にして出力回路に
直列に挿入される逆流防止ダイオードである。

【００２０】そして、コンデンサ２以降逆流防止ダイオ
ード１８までの構成要素によって同期整流コンバータが
構成される。

【００２１】最後に、２４は上記同期整流コンバータか
ら電力の供給を受ける負荷である。

【００２２】今、コンパレータ１７−４の出力波形のデ
ューティ比が当初５０％であるものと仮定して図８の構
成の動作を説明する。

【００２３】コンパレータ１７−４の出力波形のデュー
ティ比が当初５０％であると仮定したから、コンパレー
タ１７−４の出力の論理レベルが“１”の半周期で主電
界効果トランジスタ３がオンになり、主電界効果トラン
ジスタ３がオンの時に転流電界効果トランジスタ４はオ
フになる。そして、コンパレータ１７−４の出力の論理
レベルが“０”の半周期で主電界効果トランジスタ３が
オフになり、主電界効果トランジスタ３がオフの時に転
流電界効果トランジスタ４がオンになる。

【００２４】従って、主電界効果トランジスタ３がオン
の時には主電界効果トランジスタ３、チョーク・コイル
１３及びとコンデンサ１４を経由して電流が流れて平滑
される。一方、主電界効果トランジスタ３がオフになっ
てもチョーク・コイル１３は蓄積した磁気エネルギーに
よって電流を同じ方向に流し続けようとするので、チョ
ーク・コイル１３、コンデンサ１４及び転流電界効果ト
ランジスタ４を経由して電流が流れて平滑される。この
ため、出力電圧も出力電流も連続波形になり、脈流には
ならない。

【００２５】そして、出力電圧が高くなった場合には差
動増幅器１７−２を経由してコンパレータ１７−４の反
転入力端子の電圧が上昇するので、主電界効果トランジ
スタ３をオンにするパルス幅が減少して出力電圧が一定
に保たれる。

【００２６】又、出力電流が増加して差動増幅器１６の
出力電圧が上昇するとコンパレータ１７−４の反転入力
端子の電圧が上昇するので、主電界効果トランジスタ３
をオンにするパルス幅が減少して出力電圧を垂下させ
る。

【００２７】図９は、図８の構成の過電流垂下特性であ
る。

【００２８】図９において、縦軸は出力電圧、横軸は出
力電流である。更に、出力電流については逆電流領域、
通常運転領域及び過電流垂下領域に分けることができ
る。そして、出力電流が通常運転領域を超える値になる
と上記の如くパルス幅制御手段が出力電圧を垂下させ、
それでも出力電流が増加すると最終的には出力電圧を０
に抑圧する。

【００２９】又、負荷側の電圧が高くなったり、負荷側
から回り込み電流が流入する場合に備えて逆流防止ダイ
オードが図８の如く配置されているので、負荷側の電圧
が高くなったり、負荷側から回り込み電流が流入しよう
としても逆流が同期整流コンバータに流入することはな
い。もし、逆流防止ダイオード１８を挿入していなけれ
ば、逆流が転流電界効果トランジスタを流れるために当
該同期整流コンバータが短絡モードになって、当該同期
整流コンバータに損傷を与える恐れがあるので、逆流防
止ダイオード１８の役割は大きい。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】しかし、図８の構成で
は過電流垂下機能のための電流検出手段を構成する抵抗
１５と、逆流防止ダイオードは出力回路に直列に挿入さ
れている。

【００３１】先にも記載した如く、同期整流コンバータ
の出力電圧は大規模集積回路の動作電圧の低下に伴って
低下傾向にあり、現状では１・８ボルトまで低下してい
る。一方、逆流防止ダイオードのフォワード電圧は通常
の接合ダイオードの場合には０．７〜０．８ボルト程度
であり、ショットキー・バリア・ダイオードを用いても
０．４ボルト程度あり、逆流防止ダイオードにおける電
圧ドロップを無視することができなくなっている。

【００３２】又、やはり先にも記載した如く負荷が必要
とする電流は増加傾向にある。この状況下にあって電流
検出手段を構成する抵抗が出力回路に直列に挿入される
ことも問題である。即ち、電流検出感度を確保するには
該抵抗の抵抗値をあまり微小にはできず、出力電流によ
る該抵抗における電圧ドロップを無視することができな
くなるからである。

【００３３】つまり、図８の構成の同期整流コンバータ
は電力効率の低下というペナルティを払って過電流垂下
機能と逆流防止機能を備えているものであるということ
ができる。

【００３４】本発明は、かかる問題点に鑑み、複数の同
期整流コンバータを並列運転する場合に、過電流垂下機
能と負荷側から電源側への逆流防止機能を備える上に、
過電流などの出力電流の検出と逆流防止を電力効率がよ
い状態で行なうことができる同期整流コンバータを提供
することを目的とする。

【００３５】

【課題を解決するための手段】第一の発明は、主電界効
果トランジスタと転流電界効果トランジスタと該主電界
効果トランジスタ及び該転流電界効果トランジスタのパ
ルス幅を制御するパルス幅制御手段とを備える同期整流
コンバータにおいて、該転流電界効果トランジスタに直
列に挿入した電流検出手段と、該電流検出手段が検出し
た電流から生成した電圧と第一の基準電圧とから過電流
状態を検出して過電流検出信号を該パルス幅制御回路に
供給する過電流検出手段と、該電流検出手段が検出した
電流から生成した電圧と第二の基準電圧とから低電流状
態を検出して低電流検出信号を出力する低電流検出手段
と、該低電流検出信号を受けて該転流電界効果トランジ
スタをオフにする転流電界効果トランジスタ停止手段と
を備える同期整流コンバータである。

【００３６】第一の発明によれば、電流検出手段を転流
電界効果トランジスタに直列に挿入するので、電流検出
を行なうための影響は転流に対してのみであり、損失が
少ない。又、該電流検出手段が検出した電流から生成し
た電圧と第二の基準電圧とから該低電流検出手段が低電
流状態を検出して低電流検出信号を該転流電界効果トラ
ンジスタ停止手段に供給し、該転流電界効果トランジス
タ停止手段が低電流状態の時に転流電界効果トランジス
タをオフにするので、負荷側にて生じようとする逆流が
転流電界効果トランジスタを流れることがなく、負荷側
から見て当該同期整流コンバータが短絡モードになるこ
とはない。このため、過電流垂下機能と負荷側から電源
側への逆流防止機能を備える上に、過電流などの出力電
流の検出と逆流防止を電力効率がよい状態で行なうこと
ができる同期整流コンバータを提供することが可能にな
る。

【００３７】第二の発明は、第一の発明の同期整流コン
バータにおいて、上記電流検出手段にトランスを使用す
る同期整流コンバータである。

【００３８】第二の発明によれば、該電流検出手段にト
ランスを使用するので、電流検出のための損失は一層小
さくなり、且つ、該トランスの一次側巻線と二次側巻線
の巻数比の設定によって微小電流の検出が容易になり、
低電流検出信号によって確実に転流電界効果トランジス
タをオフさせることが可能になる。

【００３９】第三の発明は、第一の発明の同期整流コン
バータにおいて、上記第二の基準電圧が、検出電流の値
に応じて２つの値の一方を取ることが可能な低電流検出
手段を備える同期整流コンバータである。

【００４０】第三の発明によれば、該低電流検出手段が
有する基準電圧が、検出電流の値に応じて２つの値の一
方を取ることが可能であるため、該低電流検出手段が出
力する低電流検出信号にヒステリシスを持たせることが
可能になり、検出電流の僅かな変動によって同期整流と
ダイオード整流との間のハンティングが生ずることを抑
圧できて、同期整流コンバータの動作の安定化が可能に
なる。

【００４１】第四の発明は、第一の発明の同期整流コン
バータにおいて、上記転流電界効果トランジスタ停止手
段が、上記転流電界効果トランジスタのゲートに直列に
挿入した補助電界効果トランジスタと、該補助電界効果
トランジスタのゲート電圧を上記低電流検出信号によっ
て制御するトランジスタとを備える同期整流コンバータ
である。

【００４２】第四の発明によれば、該低電流検出手段が
該低電流検出信号を出力しているダイオード整流動作時
には該補助電界効果トランジスタをオフにして上記転流
電界効果トランジスタをオフにし、該低電流検出手段が
該低電流検出信号を出力しない同期整流動作時には該補
助電界効果トランジスタをオンにして該転流電界効果ト
ランジスタをオンにするので、該転流電界効果トランジ
スタを逆流が流れることがなくなる。

【００４３】第五の発明は、第四の発明の同期整流コン
バータにおいて、上記転流電界効果トランジスタ停止手
段に、該転流電界効果トランジスタ停止手段が該転流電
界効果トランジスタをオフにする時に転流電界効果トラ
ンジスタの蓄積電荷を放電させる構成を備える同期整流
コンバータである。

【００４４】第五の発明によれば、該転流電界効果トラ
ンジスタ停止手段が該転流電界効果トランジスタをオフ
にする時に転流電界効果トランジスタの蓄積電荷を放電
させるので、該転流電界効果トランジスタがオフに転ず
る時の遅延時間を短縮することができる。

【００４５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の原理的構成（そ
の１）で、先にも記載した背景から非絶縁型の同期整流
コンバータに本発明の技術を適用するものとして図示し
ている。

【００４６】図１において、１は入力電源である。

【００４７】２は同期整流コンバータにおけるスイッチ
ング動作によって発生するリップル電圧を抑圧するコン
デンサである。

【００４８】３は主電界効果トランジスタで、ソースを
サブストレートに接続したＰチャネル型電界効果トラン
ジスタである。尚、主電界効果トランジスタ３について
はボディ・ダイオードの図示を省略しているが、ソース
をサブストレートに接続していることを考慮すれば、ド
レイン側がアノード、サブストレート側がカソードにな
ることは容易に理解できる。

【００４９】４は転流電界効果トランジスタ、４−１は
転流電界効果トランジスタ４のボディ・ダイオードであ
る。転流電界効果トランジスタ４はソースをサブストレ
ートに接続したＮチャネル型電界効果トランジスタであ
るので、ドレイン側がカソード、サブストレート側がア
ノードになる。

【００５０】５は転流電界効果トランジスタ４に並列に
接続した転流ダイオードである。尚、転流電界効果トラ
ンジスタ４のボディ・ダイオード４−１が十分な電流容
量を持っている場合には転流ダイオード５は必ずしも必
要がない。

【００５１】６は転流電界効果トランジスタ４に直列に
挿入した電流検出手段である。

【００５２】７は電流検出手段６が検出した電流を電圧
変換する整流手段である。

【００５３】９は第一の基準電圧源、８は第一の基準電
圧源９の出力電圧と整流手段７の出力電圧とから過電流
状態を検出して過電流検出信号を出力する過電流検出手
段である。

【００５４】１１は第二の基準電圧源、１０は第二の基
準電圧源の出力電圧と整流手段７の出力電圧とから低電
流状態を検出して低電流検出信号を出力する低電流検出
手段である。

【００５５】１２は、低電流検出手段１０が出力する低
電流検出信号によって転流電界効果トランジスタ４をオ
フにする転流電界効果トランジスタ停止手段である。
尚、低電流検出手段１０の出力は転流電界効果トランジ
スタ停止手段の制御端子に供給される。

【００５６】１３は平滑回路を構成するチョーク・コイ
ル、１４は平滑回路を構成するコンデンサである。

【００５７】１７は主電界効果トランジスタ３及び転流
電界効果トランジスタ４のオン・オフを制御するパルス
幅制御回路で、基準電圧源１７−１、同期整流コンバー
タの出力電圧を非反転入力端子に受け、基準電圧源１７
−１の出力電圧を反転入力端子に受ける差動増幅器１７
−２、鋸歯状波電圧を生成する鋸歯状波電源１７−３、
電流検出手段を構成する差動増幅器６の出力と差動増幅
器１７−２の出力の和の電圧を反転入力端子に受け、鋸
歯状波電源１７−３の出力を非反転入力端子に受けて主
電界効果トランジスタ３のゲートに供給するパルス幅を
制御するコンパレータ１７−４を備えている。

【００５８】そして、コンデンサ２以降パルス幅制御手
段までの構成要素によって同期整流コンバータが構成さ
れる。

【００５９】尚、パルス幅制御手段１７を構成する差動
増幅器１７−２の非反転入力端子には図１に示されてい
る同期整流コンバータの出力電圧が供給され、パルス幅
制御手段１７を構成するコンパレータ１７−４の反転入
力端子には過電流検出手段８の出力が供給され、差動増
幅器１７−２の出力端子もコンパレータ１７−４の反転
入力端子に接続される。

【００６０】最後に、２４は上記同期整流コンバータか
ら電力の供給を受ける負荷である。

【００６１】即ち、図１の構成の特徴は、転流電界効果
トランジスタに直列に挿入した電流検出手段と、該電流
検出手段が検出した電流から生成した電圧と第一の基準
電圧とから過電流状態を検出して過電流検出信号を該パ
ルス幅制御回路に供給する過電流検出手段と、該電流検
出手段が検出した電流から生成した電圧と第二の基準電
圧とから低電流状態を検出して低電流検出信号を出力す
る低電流検出手段と、該低電流検出信号を受けて該転流
電界効果トランジスタをオフにする転流電界効果トラン
ジスタ停止手段とを備える点にある。

【００６２】図２は、図１の構成の過電流垂下動作であ
る。

【００６３】図２において、横軸は時間で、縦軸は各素
子の動作波形を示す振幅である。

【００６４】通常動作領域では、主電界効果トランジス
タ（図では「主ＦＥＴ」と略記している。）と転流電界
効果トランジスタ（図では「転流ＦＥＴ」と略記してい
る。）とは例えばデューティ比５０％でオンとオフを逆
相で繰り返している。そして、主電界効果トランジスタ
がオンの時には電流は図１の主電界効果トランジスタ
３、チョーク・コイル１３及びコンデンサ１４を経由し
て流れて平滑化され、転流電界効果トランジスタ４がオ
ンで主電界効果トランジスタ３がオフの時には電流は図
１のチョーク・コイル１３、コンデンサ１４及び転流電
界効果トランジスタ４を経由して流れて平滑化される。
従って、主電界効果トランジスタ３がパルス幅制御手段
１７によってオンとオフを繰り返すが、出力電流は脈流
にはならない。

【００６５】過電流動作領域に入ると、転流電界効果ト
ランジスタ４を流れる転流電流の振幅も大きくなるの
で、整流手段７が出力する電圧も高くなる。従って、過
電流検出手段８が過電流状態を検出してパルス幅制御手
段１７に供給し、パルス幅制御手段１７が主電界効果ト
ランジスタ３のオン時間を短縮し、転流電界効果トラン
ジスタ４のオン時間を伸長する。そして、該過電流検出
信号が出力され続けると、主電界効果トランジスタ３の
オン時間は更に短縮され、転流電界効果トランジスタ４
のオン時間は更に伸長される。このようにして同期整流
コンバータは出力電圧を垂下させる。

【００６６】ところで、転流電界効果トランジスタ４が
オンの時には転流ダイオード５はオンになっている転流
電界効果トランジスタ４によってシャントされているの
で、通常動作領域においても過電流動作領域においても
転流ダイオードは常にオフである。

【００６７】図３は、図１の構成における低電流動作で
ある。

【００６８】図３において、横軸は時間で、縦軸は各素
子の動作波形を示す振幅である。

【００６９】同期整流動作をしている時には低電流検出
信号は出力されないので、主電界効果トランジスタ３と
転流電界効果トランジスタ４のオン、オフはパルス幅制
御手段１７によって制御されており、主電界効果トラン
ジスタ３と転流電界効果トランジスタ４の動作波形はオ
ン、オフ逆相である。

【００７０】上記の状態で時刻ｔ_D に低電流検出信号を
低電流検出手段１０が出力したものとする。該低電流検
出信号によって転流電界効果トランジスタ停止手段１２
が転流電界効果トランジスタ４を強制的にオフさせるの
で、以降は該低電流検出信号が出力されている間は転流
電界効果トランジスタ４は停止させられている。

【００７１】一方、転流電界効果トランジスタ４の停止
とは無関係に主電界効果トランジスタ３はパルス幅制御
手段１７によってオン、オフを制御され続け、しかも、
今の場合には過電流検出信号は出力されないので、主電
界効果トランジスタ３の動作及び動作波形のデューティ
比は同期整流動作の時と変わりがない。

【００７２】そして、主電界効果トランジスタ３がオフ
の時にはチョーク・コイル１３が吐き出す電流はコンデ
ンサ１４を経由して転流ダイオード５を流れる。従っ
て、時刻ｔ_D 以降は主電界効果トランジスタ３がオフし
ている間は転流ダイオード５に電流がながれ、主電界効
果トランジスタ３がオンしている間は転流ダイオード５
には電流が流れない。尚、上では転流電流が転流ダイオ
ード５のみに流れるかのように記載しているが、ボディ
・ダイオード４−１のフォワード特性が転流ダイオード
５のフォワード特性との関係で転流ダイオード５とボデ
ィ・ダイオード４−１の電流が決まる。尚、転流ダイオ
ードによる電圧ドロップを小さくする目的でショットキ
ー・バリア・ダイオードを用いる場合には上記転流電流
は転流ダイオードを流れる。

【００７３】そして、逆電流領域においては電流検出手
段６を流れる電流の方向は低電流領域における方向の逆
になるので、低電流検出手段１０は低電流検出信号を出
力している。これによって転流電界効果トランジスタ停
止手段１２が転流電界効果トランジスタ４をオフにする
ので、負荷側から逆流が流れ込もうとしても転流電界効
果トランジスタ４を流れることはない。その上、逆流に
対して転流ダイオード及びボディ・ダイオード４−１は
逆方向に挿入されているので、逆流は転流ダイオード及
びボディ・ダイオード４−１を流れることもできない。

【００７４】即ち、図１の構成によって負荷側からの逆
流が同期整流コンバータを流れることはなく、同期整流
コンバータの負荷側に逆流防止ダイオードを挿入する必
要がなくなる。従って、逆流防止のために出力電圧を低
下させることがなくなる。

【００７５】しかも、過電流状態と低電流状態を検出す
る電流検出手段６が転流電界効果トランジスタ４と直列
に挿入されていて、電流検出を行なうための影響は転流
に対してのみであり、損失が少ない。

【００７６】図４は、図１の構成に対応する同期整流コ
ンバータである。

【００７７】図４において、１は入力電源である。

【００７８】２は同期整流コンバータにおけるスイッチ
ング動作によって発生するリップル電圧を抑圧するコン
デンサである。

【００７９】３は主電界効果トランジスタで、ソースを
サブストレートに接続したＰチャネル型電界効果トラン
ジスタである。尚、主電界効果トランジスタ３について
はボディ・ダイオードの図示を省略しているが、ソース
をサブストレートに接続しているので、ドレイン側がア
ノード、サブストレート側がカソードになる。

【００８０】４は転流電界効果トランジスタ、４−１は
転流電界効果トランジスタ４のボディ・ダイオードであ
る。転流電界効果トランジスタ４はソースをサブストレ
ートに接続したＮチャネル型電界効果トランジスタであ
るので、ドレイン側がカソード、サブストレート側がア
ノードになる。

【００８１】５は転流電界効果トランジスタ４に並列に
接続した転流ダイオードである。尚、転流電界効果トラ
ンジスタ４のボディ・ダイオード４−１が十分な電流容
量を持っている場合には転流ダイオード５は必ずしも必
要がない。

【００８２】６−１は転流電界効果トランジスタ４に直
列に挿入する電流検出手段を構成するトランスである。

【００８３】７−１は整流手段を構成する整流ダイオー
ド、７−２は整流手段を構成するコンデンサである。

【００８４】尚、図４の構成においてはトランス６−１
において検出した転流電流によってコンデンサ７−２に
正の電圧を蓄積することを想定しているので、トランス
６−１の一次巻線と二次巻線の巻き方向を逆にする。

【００８５】８−１は過電流検出手段を構成する差動増
幅器、８−２乃至８−５は過電流検出手段を構成する抵
抗である。このうち、抵抗８−２及び８−３はコンデン
サ７−２の端子電圧を分圧して過電流検出手段への入力
電圧とする抵抗、抵抗８−４及び８−５は過電流検出手
段に供給する第一の基準電圧を生成する抵抗である。
尚、抵抗８−４と８−５の接続点は差動増幅器８−１の
反転入力端子に接続され、抵抗８−２と８−３の接続点
は差動増幅器８−１の非反転入力端子に接続される。

【００８６】１０−１は低電流検出手段を構成する差動
増幅器、１０−２乃至１０−５は低電流検出手段を構成
する抵抗である。このうち、抵抗１０−２及び１０−３
はコンデンサ７−２の端子電圧を分圧して低電流検出手
段への入力電圧とする抵抗、抵抗１０−４及び１０−５
は低電流検出手段に供給する第二の基準電圧を生成する
抵抗である。尚、抵抗１０−４と１０−５の接続点は差
動増幅器１０−１の非反転入力端子に接続され、抵抗１
０−２と１０−３の接続点は差動増幅器１０−１の反転
入力端子に接続される。

【００８７】又、１０−６はやはり低電流検出手段を構
成する抵抗、１０−７及び１０−８は低電流検出手段を
構成するダイオードである。ここで、ダイオード１０−
７のアノードは差動増幅器１０−１の出力端子に接続さ
れ、ダイオード１０−７のカソードは抵抗１０−６の一
方の端子に接続され、抵抗１０−６のもう一方の端子は
差動増幅器１０−１の非反転入力端子に接続され、ダイ
オード１０−８のアノードは差動増幅器１０−１の出力
端子に接続される。詳細は後述するが、ダイオード１０
−７と抵抗１０−６の直列回路で差動増幅器１０−１に
正帰還をかけているのは、差動増幅器１０−１に供給す
る第二の基準電圧にヒステリシスを持たすためであり、
ダイオード１０−８は低電流検出手段と後述する転流電
界効果トランジスタ停止手段との結合に方向性を持たせ
るためである。

【００８８】１２−１は転流電界効果トランジスタ４の
ゲートに直列に挿入されて転流電界効果トランジスタ４
のオン、オフを制御する補助電界効果トランジスタ、１
２−２は低電流検出手段からの低電流検出信号によって
オン、オフして補助電界効果トランジスタ１２−１のオ
ン、オフを制御するトランジスタ、１２−３は入力電源
１の正側の端子と補助電界効果トランジスタ１２−１の
ゲートの間に配置される抵抗、１２−４は転流電界効果
トランジスタ４のゲートとトランジスタ１２−２のコレ
クタの間に配置されて転流電界効果トランジスタ４がオ
フになる時に蓄積電荷を転流電界効果トランジスタ４か
ら放出させるためのダイオードで、補助電界効果トラン
ジスタ１２−１乃至ダイオード１２−４によって転流電
界効果トランジスタ停止手段が構成される。

【００８９】１３は平滑回路を構成するチョーク・コイ
ル、１４は平滑回路を構成するコンデンサである。

【００９０】１７は主電界効果トランジスタ３及び転流
電界効果トランジスタ４のオン・オフを制御するパルス
幅制御回路で、基準電圧源１７−１、同期整流コンバー
タの出力電圧を非反転入力端子に受け、基準電圧源１７
−１の出力電圧を反転入力端子に受ける差動増幅器１７
−２、鋸歯状波電圧を生成する鋸歯状波電源１７−３、
電流検出手段を構成する差動増幅器８−１の出力と差動
増幅器１７−２の出力の和の電圧を反転入力端子に受
け、鋸歯状波電源１７−３の出力を非反転入力端子に受
けて主電界効果トランジスタ３のゲートに供給するパル
ス幅を制御するコンパレータ１７−４を備えている。

【００９１】１９は抵抗、２０はツェナー・ダイオード
で、抵抗１９の一方の端子を入力電源１の正側の端子に
接続し、抵抗１９のもう一方の端子をツェナー・ダイオ
ード２０のカソードと接続し、ツェナー・ダイオード２
０のアノードを入力電源１の負側の端子に接続して、抵
抗１９とツェナー・ダイオード２０によって定電圧源を
構成する。そして、抵抗１９とツェナー・ダイオード２
０の接続点に抵抗８−４及び抵抗８−５より成る分圧回
路と抵抗１０−４及び抵抗１０−５より成る分圧回路を
接続して、過電流検出手段と低電流検出手段にそれぞれ
第一の基準電圧と第二の基準電圧を供給する。

【００９２】そして、コンデンサ２以降ツェナー・ダイ
オード２０までの構成要素によって同期整流コンバータ
が構成される。

【００９３】尚、パルス幅制御手段１７を構成する差動
増幅器１７−２の非反転入力端子には図１に示されてい
る同期整流コンバータの出力電圧が供給され、パルス幅
制御手段１７を構成するコンパレータ１７−４の反転入
力端子には過電流検出手段８の出力が供給され、差動増
幅器１７−２の出力端子もコンパレータ１７−４の反転
入力端子に接続される。

【００９４】最後に、２４は上記同期整流コンバータか
ら電力の供給を受ける負荷である。

【００９５】図５は、図４の構成における各部の波形
で、図５（イ）は、出力電流、図５（ロ）は、転流電
流、図５（ハ）は、図４の構成におけるトランス６−１
の二次側巻線を流れる検出電流、図５（ニ）は、図４の
構成におけるコンデンサ７−２の端子電圧である検出電
圧である。

【００９６】図４の主電界効果トランジスタ３と転流電
界効果トランジスタ４がパルス幅制御手段の出力に応じ
てオンとオフを繰り返し、出力電流を形成する。図５
（イ）においては、時刻０から時刻ｔ₁ の間、時刻ｔ₂
と時刻ｔ₃ の間は主電界効果トランジスタ３がオンであ
り、時刻ｔ₁ から時刻ｔ₂ の間、時刻ｔ₃ と時刻ｔ₄ の
間は転流電界効果トランジスタ４がオンであり、それぞ
れの電界効果トランジスタを流れる電流によって出力電
流は連続になっている。

【００９７】従って、転流電流は、図５（ロ）の如く、
時刻ｔ₁ から時刻ｔ₂ の間、時刻ｔ ₃ と時刻ｔ₄ の間に
流れる。該転流電流が図４のトランス６−１の一次巻線
を流れるので、トランス６−１の二次巻線には図５
（ハ）の如き検出電流が流れる。転流電流は脈流である
ためにトランス６−１の一次側に流れた転流電流に対応
する検出電流が二次側を流れる。尚、図５（ロ）と図５
（ハ）では転流電流と検出電流の絶対値に注目して図示
していることに留意されたい。

【００９８】図５（ハ）の如き検出電流が図４の整流ダ
イオード７−１及びコンデンサ７−２によってピーク整
流されて、図５（ニ）の如き検出電圧が生成される。即
ち、該検出電圧は転流電流に比例する電圧であり、とり
もなおさず、出力電流に比例する電圧である。

【００９９】しかも、図４の構成ではトランス６−１を
使用して電流検出を行なっているので、電流検出に伴う
損失が微小な上に、一次巻線と二次巻線の巻き数比の設
定によって微小な転流電流を検出することも可能にな
る。

【０１００】図６は、図４の構成の電流制御特性であ
る。

【０１０１】図６において、縦軸は出力電圧、横軸は出
力電流である。今、出力電流が小さい低電流領域の動作
を考える。

【０１０２】まず、出力電流が低電流領域で０から徐々
に増加する場合には、図４のコンデンサ７−２の端子電
圧が低いので、差動増幅器１０−１の出力電圧が高くな
り、低電流検出信号が出力される。該低電流検出信号が
トランジスタ１２−２のベースに供給されるので、トラ
ンジスタ１２−２がオンするために補助電界効果トラン
ジスタ１２−１のゲート電圧が低くなり、補助電界効果
トランジスタ１２−１はオフになる。従って、転流電界
効果トランジスタ４もオフになって図４の同期整流コン
バータは同期整流動作ではなくダイオード整流動作のモ
ードで動作を開始する。

【０１０３】そして、差動増幅器１０−１の出力電圧が
ダイオード１０−７及び抵抗１０−６を介して差動増幅
器１０−１の非反転入力端子に帰還されるので、差動増
幅器１０−１に供給される第二の基準電圧はツェナー・
ダイオード２０の電圧を単に抵抗１０−４と抵抗１０−
５とで分圧した電圧より高くなっている。つまり、図４
の構成の同期整流コンバータが同期整流動作に移行する
出力電流のスレショルドが高い方にシフトしている。こ
れを図６ではＩ_a と表示している。

【０１０４】そして、検出電圧が出力電流Ｉ_a に相当す
る電圧になって初めてダイオード整流動作から同期整流
動作に移行し、同期整流動作中には差動増幅器１０−１
の出力電圧が低くなっているので、ダイオード１０−７
と抵抗１０−６による帰還はかからず、差動増幅器１０
−１の非反転入力端子に供給される第二の基準電圧は出
力電流Ｉ_a に対応する電圧より低くなっている。

【０１０５】次に、図４の同期整流コンバータが通常運
転領域で同期整流動作をしていて出力電流が徐々に減少
して低電流領域に近づく場合には、第二の基準電圧が出
力電流Ｉ_a に対応する電圧より低くなっているので、出
力電流がＩ_a に達しても差動増幅器１０−１の出力電圧
は低いままで、出力電流Ｉ_a より低い電流Ｉ_b に達する
までは差動増幅器１０−１は低電流検出信号を出力しな
い。つまり、同期整流動作をしていて出力電流が減少す
る場合には出力電流Ｉ_a から出力電流Ｉ_b までは同期整
流動作を継続し、出力電流がＩ_b になって初めてダイオ
ード整流動作に移行する。

【０１０６】上記の如く、低電流検出手段の第二の基準
電圧がヒステリシスを持つことによって、同期整流動作
とダイオード整流動作の境界領域で第二の基準電圧に雑
音が重畳していても、重畳雑音によって同期整流動作と
ダイオード整流動作の間をハンティングすることがなく
なるので、同期整流コンバータの動作が安定化される。

【０１０７】又、通常運転領域にあって転流電界効果ト
ランジスタ４がオンしている時には転流電界効果トラン
ジスタのチャネルには電荷が蓄積されている。この蓄積
電荷は等価的に転流電界効果トランジスタ４のゲートに
蓄積されており、転流電界効果トランジスタ４は該蓄積
電荷を消失しないとオフにはならず、転流電界効果トラ
ンジスタ４がオフになるのに遅延が生ずる。ダイオード
１２−４はこれを防止するために配置されたものであ
る。

【０１０８】即ち、転流電界効果トランジスタ４をオフ
にするためにトランジスタ１２−２がオンになってその
内部抵抗が微小になるために、転流電界効果トランジス
タ４の蓄積電荷はダイオード１２−４及びトランジスタ
１２−２を介して短時間に放電され、転流電界効果トラ
ンジスタ４がオフになる時の遅延時間が短縮される。

【０１０９】ここまでは、低電流領域の前後の動作の説
明であるが、出力電流が通常動作領域中で大きくなって
ゆくと、ついには過電流検出手段が過電流状態を検出し
て過電流検出信号を出力する。これによってパルス幅制
御手段が主電界効果トランジスタのオン時間を短縮して
出力電圧を垂下させる。これが過電流垂下領域である。
尚、主電界効果トランジスタと転流電界効果トランジス
タの通常動作領域と過電流動作領域におけるパルス幅に
ついては図２を参照されたい。

【０１１０】ここで、図４においては、転流電界効果ト
ランジスタ４のオン、オフを制御するために補助電界効
果トランジスタ１２−１を適用し、補助電界効果トラン
ジスタ１２−１のオン、オフを制御するためにバイポー
ラ型のトランジスタ１２−２を適用しているが、転流電
界効果トランジスタ４のオン、オフを制御するためにバ
イポーラ型のトランジスタを適用することもできるし、
転流電界効果トランジスタ４のオン、オフを制御するト
ランジスタのオン、オフを制御するために電界効果トラ
ンジスタを適用することもできる。

【０１１１】つまり、転流電界効果トランジスタ４のオ
ン、オフを制御するために第一の３端子能動素子を適用
し、該第一の３端子能動素子のオン、オフを制御するた
めに第二の３端子能動素子を適用し、該第二の３端子能
動素子によって該第一の３端子能動素子の制御電極の電
圧を制御すればよい。

【０１１２】さて、これまでは先に記載した背景に鑑
み、非絶縁型の同期整流コンバータに本発明の技術を適
用した物について記載してきた。しかし、本発明の技術
は絶縁型の同期整流コンバータにも適用することができ
る。

【０１１３】図７は、本発明の原理構成（その２）で、
絶縁型の同期整流コンバータに本発明の技術を適用する
ものである。

【０１１４】図７において、１は入力電源である。

【０１１５】２は同期整流コンバータにおけるスイッチ
ング動作によって発生するリップル電圧を抑圧するコン
デンサである。

【０１１６】３は主電界効果トランジスタで、通常はＮ
チャネル型電界効果トランジスタが使用される。

【０１１７】２１は主トランス、２２は主電界効果トラ
ンジスタ３がオン時に主トランスに生ずる電圧によって
オンになるスイッチ電界効果トランジスタである。

【０１１８】４は転流電界効果トランジスタ、４−１は
転流電界効果トランジスタ４のボディ・ダイオードであ
る。

【０１１９】５は転流電界効果トランジスタ４に並列に
接続した転流ダイオードである。尚、転流電界効果トラ
ンジスタ４のボディ・ダイオード４−１が十分な電流容
量を持っている場合には転流ダイオード５は必ずしも必
要がない。

【０１２０】６は転流電界効果トランジスタ４に直列に
挿入した電流検出手段である。

【０１２１】７は電流検出手段６が検出した電流を電圧
変換する整流手段である。

【０１２２】９は第一の基準電圧源、８は第一の基準電
圧源９の出力電圧と整流手段７の出力電圧とから過電流
状態を検出して過電流検出信号を出力する過電流検出手
段である。

【０１２３】１１は第二の基準電圧源、１０は第二の基
準電圧源の出力電圧と整流手段７の出力電圧とから低電
流状態を検出して低電流検出信号を出力する低電流検出
手段である。

【０１２４】尚、過電流検出手段８及び低電流検出手段
１０に供給する電圧は、図７の構成が絶縁型であるため
に入力電源回路１から取ることはできない。従って、正
確には主トランス２１には三次巻線と該三次巻線に生ず
る電圧を整流する整流手段が必要であるが、当業者には
容易に理解できることであり、しかも、本発明の技術そ
のものとは無関係であるので、上記構成は図示を省略し
ている。

【０１２５】１２は、低電流検出手段１０が出力する低
電流検出信号によって転流電界効果トランジスタ４をオ
フにする転流電界効果トランジスタ停止手段である。
尚、低電流検出手段１０の出力は転流電界効果トランジ
スタ停止手段の制御端子に供給される。

【０１２６】１３は平滑回路を構成するチョーク・コイ
ル、１４は平滑回路を構成するコンデンサである。

【０１２７】１７は主電界効果トランジスタ３及び転流
電界効果トランジスタ４のオン・オフを制御するパルス
幅制御回路で、基準電圧源１７−１、同期整流コンバー
タの出力電圧を非反転入力端子に受け、基準電圧源１７
−１の出力電圧を反転入力端子に受ける差動増幅器１７
−２、鋸歯状波電圧を生成する鋸歯状波電源１７−３、
過電流検出手段を構成する差動増幅器８の出力と差動増
幅器１７−２の出力の和の電圧を反転入力端子に受け、
鋸歯状波電源１７−３の出力を非反転入力端子に受けて
主電界効果トランジスタ３のゲートに供給するパルス幅
を制御するコンパレータ１７−４及びコンパレータ１７
−４の出力の論理レベルを反転するインバータ１７−５
を備えている。尚、インバータ１７−５を使用するの
は、主電界効果トランジスタ３にＮチャネル型電界効果
トランジスタを使用することを想定しているからであ
る。

【０１２８】２３は、過電流検出手段の出力と負荷の端
子電圧をパルス幅制御手段に供給するに当たって主トラ
ンス２１の一次側と絶縁をとるためのフォト・カプラで
ある。尚、パルス幅制御回路１７の市販品にフォト・カ
プラが備えられていることがあるが、この場合には図７
におけるフォト・カプラ２３は必要がなくなる。

【０１２９】そして、コンデンサ２以降フォト・カプラ
２３までの構成要素によって絶縁型の同期整流コンバー
タが構成される。

【０１３０】尚、パルス幅制御手段１７を構成する差動
増幅器１７−２の非反転入力端子には図１に示されてい
る同期整流コンバータの出力電圧が供給され、パルス幅
制御手段１７を構成するコンパレータ１７−４の反転入
力端子には過電流検出手段８の出力が供給され、差動増
幅器１７−２の出力端子もコンパレータ１７−４の反転
入力端子に接続される。

【０１３１】最後に、２４は上記同期整流コンバータか
ら電力の供給を受ける負荷である。

【０１３２】ここで、スイッチ電界効果トランジスタ２
２は、主電界効果トランジスタ３がオンの時にはオンと
なっているので、主電界効果トランジスタ３がオンの時
にはチョーク・コイル１３、コンデンサ１４、スイッチ
電界効果トランジスタ２２及び主トランス２１の二次側
巻線を通って電流が流れる。

【０１３３】一方、主電界効果トランジスタ３がオフに
なると主トランス２１の二次側巻線に生ずるリセット電
圧によってスイッチ電界効果トランジスタ２２はオフに
なる。従って、主電界効果トランジスタ３がオフの時に
はチョーク・コイル１３、コンデンサ１４及び転流的４
を経由して電流が流れる。

【０１３４】従って、図７の構成の同期整流動作は図１
の構成の同期整流動作と同じになる。

【０１３５】そして、過電流検出手段８の出力によって
主電界効果トランジスタ３のオン時間を短縮して出力電
圧を垂下させる動作、低電流検出手段の出力によって転
流電界効果トランジスタ停止手段１２を介して転流電界
効果トランジスタ４をオフにしてダイオード整流動作に
遷移させる動作も図１の構成と同じである。

【０１３６】更に、低電流検出手段１０の第二の基準電
圧にヒステリシスを与える技術、転流電界効果トランジ
スタ停止手段１２に転流電界効果トランジスタ４のゲー
トに蓄積された電荷を放電させる構成を備える技術も、
図４の構成と同様に実現することができる。

【０１３７】

【発明の効果】以上詳述した如く、本発明によれば、複
数の同期整流コンバータを並列運転する場合に、過電流
垂下機能と負荷側から電源側への逆流防止機能を備える
上に、過電流などの出力電流の検出と逆流防止を電力効
率がよい状態で行なうことができる同期整流コンバータ
を実現することができる。

【０１３８】即ち、 第一の発明によれば、電流検出手
段を転流電界効果トランジスタに直列に挿入するので、
電流検出を行なうための影響は転流に対してのみであ
り、損失が少ない。又、該電流検出手段が検出した電流
から生成した電圧と第二の基準電圧とから該低電流検出
手段が低電流状態を検出して低電流検出信号を該転流電
界効果トランジスタ停止手段に供給し、該転流電界効果
トランジスタ停止手段が低電流状態の時に転流電界効果
トランジスタをオフにするので、負荷側にて生じようと
する逆流が転流電界効果トランジスタを流れることがな
く、負荷側から見て当該同期整流コンバータが短絡モー
ドになることはない。このため、過電流垂下機能と負荷
側から電源側への逆流防止機能を備える上に、過電流な
どの出力電流の検出と逆流防止を電力効率がよい状態で
行なうことができる同期整流コンバータを提供すること
が可能になる。

【０１３９】又、第二の発明によれば、該電流検出手段
にトランスを使用するので、電流検出のための損失は一
層小さくなり、且つ、該トランスの一次側巻線と二次側
巻線の巻数比の設定によって微小電流の検出が容易にな
り、低電流検出信号によって確実に転流電界効果トラン
ジスタをオフさせることが可能になる。

【０１４０】又、第三の発明によれば、該低電流検出手
段が有する基準電圧が、検出電流の値に応じて２つの値
の一方を取ることが可能であるため、該低電流検出手段
が出力する低電流検出信号にヒステリシスを持たせるこ
とが可能になり、検出電流の僅かな変動によって同期整
流とダイオード整流との間のハンティングが生ずること
を抑圧できて、同期整流コンバータの動作の安定化が可
能になる。

【０１４１】又、第四の発明によれば、該低電流検出手
段が該低電流検出信号を出力しているダイオード整流動
作時には該電界効果トランジスタをオフにして上記転流
電界効果トランジスタをオフにし、該低電流検出手段が
該低電流検出信号を出力しない同期整流動作時には該電
界効果トランジスタをオンにして該転流電界効果トラン
ジスタをオンにするので、該転流電界効果トランジスタ
を逆流が流れることはなくなる。

【０１４２】更に、第五の発明によれば、該転流電界効
果トランジスタ停止手段が該転流電界効果トランジスタ
をオフにする時に転流電界効果トランジスタの蓄積電荷
を放電させるので、該転流電界効果トランジスタがオフ
に転ずる時の遅延時間を短縮することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の原理構成図（その１）。

【図２】 図１の構成における過電流垂下動作。

【図３】 図１の構成における低電流動作。

【図４】 図１の構成に対応する同期整流コンバータ。

【図５】 図４の構成における各部の波形。

【図６】 図４の構成の電流制御特性。

【図７】 本発明の原理構成図（その２）。

【図８】 従来の同期整流コンバータの構成例。

【図９】 図８の構成の過電流垂下特性。

【図１０】 複数電源を並列接続した電源システム。

【符号の説明】

１ 入力電源 ２ コンデンサ ３ 主電界効果トランジスタ ４ 転流電界効果トランジスタ ４−１ ボディ・ダイオード ５ 転流ダイオード ６ 電流検出手段 ６−１ トランス ７ 整流手段 ７−１ 整流ダイオード ７−２ コンデンサ ８ 過電流検出手段 ８−１ 差動増幅器 ８−２、８−３、８−４、８−５ 抵抗 ９ 第一の基準電圧源 １０ 低電流検出手段 １０−１ 差動増幅器 １０−２、１０−３、１０−４、１０−５、１０−６
抵抗 １０−８、１０−９ ダイオード １１ 第二の基準電圧源 １２ 転流電界効果トランジスタ停止手段 １２−１ 補助電界効果トランジスタ １２−２ トランジスタ １２−３ 抵抗 １３ チョーク・コイル １４ コンデンサ １５ 抵抗 １６ 差動増幅器 １７ パルス幅制御手段 １７−１ 基準電圧源 １７−２ 差動増幅器 １７−３ 鋸歯状波電源 １７−４ コンパレータ １７−５ インバータ １８ 逆流防止ダイオード １９ 抵抗 ２０ ツェナー・ダイオード ２１ 主トランス ２２ スイッチ電界効果トランジスタ ２３ フォト・カプラ ２４ 負荷 １０１ 入力電源 １０２ 第一の電源回路（電源＃１） １０３ 第二の電源回路（電源＃２） １０４ 第ｎの電源回路（電源＃ｎ） １０５ 負荷

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 月元 誠士 福岡県福岡市博多区博多駅前三丁目22番８ 号 富士通九州ディジタル・テクノロジ株 式会社内 Ｆターム(参考） 5G053 AA01 AA02 BA01 CA02 EB02 EC03 5H006 AA05 BB08 CA02 CA07 CB07 CC02 DB01 DC02 FA02 5H730 AA16 AA17 AA20 AS01 AS05 BB13 BB23 BB57 DD04 EE02 EE08 EE10 EE13 EE59 FD01 FD31 FF02 FF19 FG05 XX03 XX15 XX23 XX35 XX43 XX49

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 主電界効果トランジスタと転流電界効果
   トランジスタと該主電界効果トランジスタ及び該転流電
   界効果トランジスタのパルス幅を制御するパルス幅制御
   手段とを備える同期整流コンバータにおいて、 該転流電界効果トランジスタに直列に挿入した電流検出
   手段と、 該電流検出手段が検出した電流から生成した電圧と第一
   の基準電圧とから過電流状態を検出して過電流検出信号
   をパルス幅制御手段に供給する過電流検出手段と、 該電流検出手段が検出した電流から生成した電圧と第二
   の基準電圧とから低電流状態を検出して低電流検出信号
   を出力する低電流検出手段と、 該低電流検出信号を受けて該転流電界効果トランジスタ
   をオフにする転流電界効果トランジスタ停止手段とを備
   えることを特徴とする同期整流コンバータ。
2. 【請求項２】 請求項１記載の同期整流コンバータにお
   いて、 上記電流検出手段にトランスを使用することを特徴とす
   る同期整流コンバータ。
3. 【請求項３】 請求項１記載の同期整流コンバータにお
   いて、 上記電流検出手段が検出した電流の値に応じて上記第二
   の基準電圧が２つの値の一方を取ることが可能な低電流
   検出手段を備えることを特徴とする同期整流コンバー
   タ。
4. 【請求項４】 請求項１記載の同期整流コンバータにお
   いて、 上記転流電界効果トランジスタ停止手段が、 上記転流電界効果トランジスタのゲートに直列に挿入し
   た第一の３端子能動素子と、 該第一の３端子能動素子の制御電極の電圧を上記低電流
   検出信号によって制御する第二の３端子能動素子とを備
   えることを特徴とする同期整流コンバータ。
5. 【請求項５】 請求項４記載の同期整流コンバータにお
   いて、 上記転流電界効果トランジスタ停止手段に、 該転流電界効果トランジスタ停止手段が該転流電界効果
   トランジスタをオフにする時に転流電界効果トランジス
   タの蓄積電荷を放電させる構成を備えることを特徴とす
   る同期整流コンバータ。