CN110401349B - 电源控制用半导体装置和开关电源装置及其设计方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供电源控制用半导体装置和开关电源装置及其设计方法。在生成并输出对开关元件进行通断控制的驱动脉冲的电源控制电路中设置：被施加与流过初级侧线圈的电流成正比的电压的电流检测端子；比较施加到电流检测端子的电压与上限电流检测电压来检测变压器的次级侧电路的过电流状态的过电流检测电路；生成周期地使开关元件成为接通状态的导通信号的导通信号生成电路；响应过电流检测电路检测出了过电流状态而生成使开关元件成为断开状态的控制信号的关断信号生成电路及使校正电流流向电流检测端子的校正电流生成电路，校正电流流过与电流检测端子连接的校正用电阻元件，使施加到电流检测端子的电压偏移。

Description

电源控制用半导体装置和开关电源装置及其设计方法
技术领域
本发明涉及一种电源控制用半导体装置和使用该半导体装置的直流电源装置及其设计方法，特别是涉及一种有效用于通过变压器的初级侧电路进行具备电压转换用变压器的开关控制方式的绝缘型直流电源装置中的过电流保护电路的动作点的校正、输出波动的调整的技术。
背景技术
在直流电源装置中存在将交流电源进行整流的二极管桥电路以及由使通过该电路进行整流的直流电压下降而转换为期望电位的直流电压的DC-DC转换器等构成的绝缘型AC-DC转换器。作为绝缘型AC-DC转换器，例如已知一种开关电源装置，其通过PWM(脉宽调制)控制方式、PFM(脉冲频率调制)控制方式等对与电压转换用变压器的初级侧线圈串联连接的开关元件进行接通、断开驱动而控制流过初级侧线圈的电流，并控制次级侧线圈感应的电压。
另外，在开关电源装置中，规定了额定负载电流(或最大负载电流)，当发生流过次级侧的电流增加到额定负载电流以上的过电流状态时电源装置有时受损，因此有时在初级侧的控制电路上设置过电流检测功能以及检测出过电流的情况下断开开关元件的过电流保护功能。此外，作为检测开关电源装置中的负载的过电流状态的方法，存在以下方法：与初级侧的开关元件串联设置电流检测用电阻，通过该电阻来监视电流-电压转换后的电压(三角波形的电压的峰值)(专利文献1)。
另外，以往的开关电源装置通常输出电压为固定，但是，近年来，期望一种具有以下功能的电源装置：例如如USB-PD(Power Delivery：电力输送)标准那样，根据来自负载侧的装置的请求，例如5V，9V，15V······那样，能够切换输出电压。
作为与能够切换上述输出电压的开关电源装置有关的发明，例如存在专利文献2所记载的发明。
在设计能够切换输出电压的开关电源装置的情况下，如何设定各输出电压中的过电流保护动作时的输出电流值(以下，称为输出过电流限制值)存在各种想法，考虑了在输出电压越高则使输出过电流限制值越小的情况、即使改变输出电压也要使输出过电流限制值大致相同的情况等。
然而，在专利文献2所记载的开关电源装置中，在将输出电压设定为较低时将过电流保护控制电路的开关元件的过电流限制值从高基准电压切换为低基准电压，并且将开关频率的最大限制值从高频率切换为低频率，由此以设定与输出电压相应的过电流保护动作时的输出电流值的方式，构成初级侧的控制用IC。
因此，在使用如上所述控制用IC来设计开关电源装置的情况下，设计人员无法自由地设定切换输出电压时的输出过电流限制值。另外，在专利文献2所记载的开关电源装置中，存在以下问题：在将输出电压切换为低电压时导致将开关频率设定为较低，由此输出波动变大。
专利文献1：日本特开2005-341730号公报
专利文献2：日本特开2017-127109号公报
发明内容
本发明是关注如上所述课题而完成的，其目的在于，提供以下技术：在具备电压转换用变压器并构成对流过初级侧线圈的电流进行接通、断开来控制输出的开关电源装置的电源控制用半导体装置中，在设计成具有根据来自负载侧的装置的请求来切换输出电压的功能的情况下，能够自由地设定输出电压与输出过电流限制值的关系。
本发明的其它目的在于，提供一种在设计成具有能够切换输出电压的功能的情况下，能够自由地设定输出电压与输出波动的关系的电源控制用半导体装置以及使用该半导体装置的开关电源装置。
为了达到上述目的，在本发明的电源控制用半导体装置中，生成并输出驱动脉冲，该驱动脉冲根据与流过上述变压器的初级侧线圈的电流成正比的电压以及来自上述变压器的次级侧的输出电压检测信号对用于使电流间歇地流过上述变压器的初级侧线圈的开关元件进行接通、断开控制，该电源控制用半导体装置具备：
电流检测端子，其被施加与流过上述初级侧线圈的电流成正比的电压；
过电流检测电路，其将与施加到上述电流检测端子的电压相应的电压和上限电流检测电压进行比较来检测上述变压器的次级侧电路的过电流状态；
导通信号生成电路，其生成周期地使上述开关元件成为接通状态的导通信号；
关断信号生成电路，其对上述过电流检测电路检测出过电流状态进行响应而生成使上述开关元件成为断开状态的控制信号；以及
校正电流生成电路，其使与上述变压器的次级侧的输出电压相应的校正电流流向上述电流检测端子，
其中，由上述校正电流生成电路生成的校正电流流过与上述电流检测端子相连接的校正用的电阻元件，使施加到上述电流检测端子的电压偏移。
此外，上述校正用的电阻即可以作为外置元件而与电流检测端子相连接，也可以作为可切换电阻值的元件而形成于半导体芯片上。
根据具有上述结构的电源控制用半导体装置，校正电流流过校正用电阻，由此使施加到电流检测端子的电压偏移，由此能够改变表观上的上限电流检测电压，并且由校正电流生成电路生成的校正电流的电流值与变压器的次级侧的输出电压相应地变化，因此能够根据输出电压来改变施加到电流检测端子的电压的偏移量，由此能够自由地设定与输出电压相应的输出过电流限制值。其结果，例如在USB-PD标准的电源装置中，在要设定多个输出电压的情况下，能够容易地设计根据各输出电压电平来设定任意的输出过电流限制值的电源装置。
另外，优选具有：
控制端子，其被输入上述输出电压检测信号；以及过电流限制电压生成单元，其生成预定的过电流限制电压，
上述关断信号生成电路具备：
电压选择单元，其将与上述控制端子的电压相应的电压和上述过电流限制电压中较低的电压选择为上述上限电流检测电压；以及
电压比较电路，其将由上述电压选择单元选择的上述上限电流检测电压和与施加到上述电流检测端子的电压相应的电压进行比较。
在此，“与控制端子的电压相应的电压”意味着除了包含控制端子的电压本身以外，还包含经由缓冲器输入的电压、将控制端子的电压进行放大或分压而得到的电压、经由用于防止次谐波振荡的斜坡补偿电路而输入的电压等。
另外，在此，“与施加到电流检测端子的电压相应的电压”意味着除了包含电流检测端子的电压本身以外，还包含上述校正用电阻构成于半导体芯片上并通过使上述校正电流流过而使上述电流检测端子的电压偏移的电压、进一步通过非反相放大器将上述电流检测端子的电压或上述电流检测端子的电压被偏移而得到的电压进行放大后的电压等。
根据上述结构，在正常动作状态下，在电流检测端子的电压达到与输出电压检测信号相应的控制端子的电压的时间点生成开关元件的关断信号，在流过过电流的状态下，在电流检测端子的电压达到过电流限制电压的时间点生成开关元件的关断信号，因此能够无缝地进行正常动作状态与过电流保护状态的迁移。
另外，优选上述变压器是一种具备辅助线圈的变压器，
上述校正电流生成电路具备：采样保持电路，其将与上述辅助线圈感应的电压或将该感应的电压分压而得到的电压相应的电压，在上述开关元件关断之后，在上述变压器的消磁期间取入并保持；以及电压-电流转换电路，其生成与上述采样保持电路保持的电压相应的电流。
在此，“相应的电压”意味着包含通过以后的实施例中说明的运算电路进行运算之前的电压以外，还包含运算后的电压。
根据上述结构，能够实现生成期望的校正电流的合理的校正电流生成电路。
并且，优选上述校正电流生成电路根据上述输出电压检测信号以及上述辅助线圈感应的电压或将该感应的电压分压而得到的电压，生成上述校正电流，使得在输出电压检测信号高时成为与输出电压检测信号低时相等或比输出电压检测信号低时更大的电流值。
由此，在设计具有期望的输出电流-开关频率特性的电源装置时，能够降低预定的输出电流范围内的开关频率，从而能够得到高电力转换效率。
另外，期望上述导通信号生成电路具备以预定频率生成振荡信号的振荡电路，
上述振荡电路生成与被输入上述输出电压检测信号的控制端子的电压相应的频率的振荡信号。
由此，能够自由地设计输出电压与输出波动的关系，因此能够实现输出波动较小的电源装置。此外，波动抑制效果在预定的输出电压和预定的输出电流中频率越高则能够得到越高的效果。
另外，开关电源装置具备：
具有上述结构的电源控制用半导体装置；
电压转换用变压器；
与上述变压器的初级侧线圈串联连接的开关元件；
电流-电压转换用电阻元件，其与上述开关元件串联连接，将电流-电压转换后的电压施加到上述电流检测端子；
输出电压检测单元，其检测上述变压器的次级侧的输出电压并将检测信号输出到上述电源控制用半导体装置；以及
校正用电阻元件，其连接在上述电流检测端子与上述电流-电压转换用电阻元件的一个端子之间。
由此，能够实现具有能够根据来自负载侧的装置的请求切换输出电压的功能并且任意地设定输出过电流限制值的开关电源装置。
本申请的其它发明是一种开关电源装置的设计方法，使用了具有上述结构的电源控制用半导体装置，具有以下步骤：
以第一输出电压和第二输出电压各自的情况下的校正电流成为第一校正电流值和第二校正电流值的电压施加到已被施加了上述辅助线圈的感应电压或将该感应电压进行分压而得到的电压的端子的方式，决定辅助线圈的匝数和分压比；
求出上述变压器的次级侧的输出电流在上述第一输出电压时成为第一输出电流值并在上述第二输出电压时成为第二输出电流值的开关元件的第一电流限制值和第二电流限制值；以及
决定在上述第一输出电压和第二输出电压且上述上限电流检测电压为过电流限制电压的情况下，成为上述开关元件的上述第一和第二电流限制值的、与上述电流检测端子相连接的电流-电压转换用电阻元件和校正用电阻元件的电阻值。
根据上述方法，在构成为能够切换输出电压的开关电源装置中，能够设计具有期望的输出过电流限制值-输出电压特性的开关电源装置。
本申请的其它发明是一种开关电源装置的设计方法，使用了具有上述结构的电源控制用半导体装置，具有以下步骤：
决定上述变压器的次级侧的输出电压为第一值并且输出电流为第一值中的上述上限电流检测电压的第一值；
以在上述变压器的次级侧的输出电压为第一值且输出电流为第一值时上述上限电流检测电压成为上述第一值的方式决定与上述电流检测端子相连接的电流-电压转换用电阻元件的电阻值；
决定上述变压器的次级侧的输出电压为第二值且输出电流为第二值中的上述上限电流检测电压的第二值；以及
根据通过上述校正电流生成电路流动的与上述变压器的次级侧的输出电压相应的上述校正电流的值，以输出电压为第二值且输出电流为第二值中的上述上限电流检测电压成为上述第二值且上述开关元件的接通、断开动作频率不低于预定值的方式决定上述校正用电阻元件的电阻值。
根据上述方法，在构成为能够切换输出电压的开关电源装置中，能够设计切换为低输出电压时的输出波动较小的开关电源装置。
根据本发明，在具备电压转换用变压器并构成对流过初级侧线圈的电流进行接通、断开来控制输出的开关电源装置的电源控制用半导体装置中，在设计成具有能够根据来自负载侧的装置的请求切换输出电压的功能的情况下，能够自由地设定输出电压与输出过电流限制值的关系。另外，在设计成具有能够切换输出电压的功能的情况下，具有能够实现可自由地设定输出电压与输出波动的关系的电源控制用半导体装置以及使用该半导体装置的开关电源装置。
附图说明
图1是表示作为本发明所涉及的开关电源装置的AC-DC转换器的一个实施方式的电路结构图。
图2是表示图1的AC-DC转换器中的变压器的初级侧开关电源控制电路(电源控制用IC)的第一实施方式的框图。
图3的(A)是表示在使用了第一实施方式的电源控制用IC的AC-DC转换器中改变校正电阻的电阻值时的过电流保护功能动作时的输出过电流限制值-输出电压特性的变化情形的曲线图，(B)是表示改变校正电阻和电流检测电阻的抵抗值时的过电流保护功能动作时的输出过电流限制值-输出电压特性的变化情形的曲线图，(C)是表示第一实施方式的电源控制用IC中的输出电压与校正电流的关系的曲线图。
图4是表示第一实施方式的电源控制用IC的具体电路结构例的电路结构图。
图5是表示在第一实施方式中输出电压被控制为高电平时的电源控制用IC的各部电压或电流的变化情形的波形图。
图6是表示在第一实施方式中输出电压被控制为中间电平时的电源控制用IC的各部电压或电流的变化情形的波形图。
图7是表示在第一实施方式中输出电压被控制为低电平时的电源控制用IC的各部电压或电流的变化情形的波形图。
图8是表示第一实施方式的电源控制用IC的变形例的电路结构图。
图9的(A)是表示第一实施方式的实施例的校正电流生成单元中的校正电流-控制电压特性的曲线图，(B)是表示变形例的校正电流生成单元中的校正电流-控制电压特性的曲线图，(C)是表示变形例的校正电流生成单元中的校正电流-控制电压特性的其它例的曲线图。
图10是表示由变形例的电压选择单元选择的上限电流检测电压-控制电压特性和振荡电路的频率(Fsw)-控制电压特性的曲线图。
图11的(A)是表示第一实施方式的实施例中的开关频率(Fsw)-输出电流特性的曲线图，(B)是表示变形例中的开关频率(Fsw)-输出电流特性的曲线图。
图12是表示第一实施方式的电源控制用IC的变形例中的校正电流生成单元的具体例的电路结构图。
图13是表示电源控制用IC的第二实施方式的框图。
图14的(A)是表示使用第二实施方式的电源控制用IC的AC-DC转换器中增大校正电阻的电阻值时的开关频率-输出电流特性的变化情形的曲线图，(B)是表示减小校正电阻的电阻值时的开关频率-输出电流特性的变化情形的曲线图，(C)是表示第二实施方式的电源控制用IC中的输出电压与校正电流的关系的曲线图。
图15是表示第二实施方式的电源控制用IC的具体电路结构例的电路结构图。
图16是表示在第二实施方式中输出电压被控制为高电压时的电源控制用IC的各部电压的变化情形的波形图。
图17是表示在第二实施方式中输出电压被控制为低电压时的电源控制用IC的各部电压的变化情形的波形图。
图18的(A)是表示使用第三实施方式的电源控制用IC的AC-DC转换器中增大校正电阻的电阻值时的控制电压-输出电流特性的变化情形的曲线图，(B)是表示减小校正电阻的电阻值时的控制电压-输出电流特性的变化情形的曲线图，(C)是表示第三实施方式的电源控制用IC中的开关频率与控制电压的关系的曲线图。
图19是表示电源控制用IC的第三实施方式的框图。
图20是表示第三实施方式的电源控制用IC的具体电路结构例的电路结构图。
附图标记说明
11：二极管桥电路(整流电路)；12：变压器；13：电源控制电路(电源控制用IC)；14：次级侧电路(输出电压检测电路)；15：光电耦合器；31：导通(turnon)信号生成单元；32：关断(turn off)信号生成单元；33：驱动脉冲生成单元；33b：驱动电路；34：校正电流生成单元；35：电流限制值决定单元；35a：过电流限制电压生成单元；35b：最小值选择电路。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的优选实施方式。
(第一实施方式)
第一实施方式的开关电源装置具有根据来自负载侧的装置的请求来切换输出电压的功能，并且能够自由地设定输出电压与过电流保护动作时的输出电流(输出过电流限制值)的关系。图1是表示作为应用本发明的开关电源装置的AC-DC转换器的第一实施方式的电路结构图。
本实施方式的AC-DC转换器具有：二极管桥电路11，其对来自AC电源10的交流电压(AC)进行整流；电压转换用变压器12，其具有使整流后的电压平滑的平滑用电容器C1、初级侧线圈Np以及次级侧线圈Ns和辅助线圈Nb；开关晶体管SW，其由与该变压器12的初级侧线圈Np串联连接的N沟道MOSFET构成；以及电源控制电路13，其对该开关晶体管SW进行接通(on)、断开(off)驱动。
此外，在本实施方式中，电源控制电路13在如单晶硅那样的一个半导体芯片上形成为半导体集成电路(以下，称为电源控制用IC)，具备外部端子DRV，该外部端子DRV用于将对上述开关晶体管SW进行接通、断开控制的信号输出到SW的栅极端子。
在上述变压器12的次级侧设置有与次级侧线圈Ns串联连接的整流用二极管D2以及连接在该二极管D2的阳极端子与次级侧线圈Ns的另一端子之间的平滑用电容器C2，使电流间歇地流过初级侧线圈Np，由此将次级侧线圈Ns感应的交流电压进行整流并平滑，由此输出与初级侧线圈Np和次级侧线圈Ns的线圈比相应的直流电压Vout。
并且，在变压器12的次级侧设置有用于检测输出电压Vout的输出电压检测电路14，在该输出电压检测电路14与电源控制用IC 13之间设置有光电耦合器(PC)15，该光电耦合器(PC)15将与输出电压检测电路14的检测电压相应的输出电压检测信号传递到电源控制用IC 13的控制端子CTRL。
输出电压检测电路14具备使输出电压Vout分压的电阻R21、R22以及将由该电阻R21、R22分压得到的电压设为输入的误差放大器AMP，误差放大器AMP输出与来自输出电压切换单元16的基准电压和由电阻R11、R12分压得到的电压的电位差相应的电压。另外，输出电压切换单元16构成为根据从获取AC-DC转换器的输出电压Vout而进行动作的负载装置(例如USB设备)17提供的输出电压切换指令(二进制码或模拟信号)，由此能够切换所生成的基准电压，通过切换基准电压而改变误差放大器AMP的输出并改变向初级侧反馈的输出电压检测信号，通过改变电源控制用IC 13使开关晶体管SW导通的时间，从AC-DC转换器输出与基准电压相应的输出电压Vout。另外，切换输出电压的手段并不限定于上述结构，只要能够切换输出电压则也可以是任意结构。
并且，在本实施方式中，在开关晶体管SW的源极端子与接地点GND之间连接电流检测用电阻Rs，该电流检测电阻Rs的检测电压Vr经由校正电阻Rcomp被输入到电源控制用IC13的电流检测端子CS。
另外，在该实施方式的AC-DC转换器的初级侧设置有由与上述辅助线圈Nb串联连接的整流用二极管D0以及连接在该二极管D0的阳极端子与接地点GND之间的平滑用电容器C0构成的整流平滑电路，将通过该整流平滑电路进行整流、平滑过的电压Vaux施加到上述电源控制用IC 13的电源电压端子VDD。并且，在上述辅助线圈Nb的端子之间连接有分压用电阻R11、R12，通过该电阻R11、R12分压得到的电压Vvs被输入到电源控制用IC 13的电压检测端子VS。
接着，根据图2说明第一实施方式中的上述电源控制用IC 13的功能性电路结构例。
如图2所示，本实施方式的电源控制用IC 13具备：导通信号生成单元31，其生成导通信号Son，该导通信号Son赋予使预定频率的时钟脉冲那样的初级侧开关晶体管SW接通的定时；以及关断信号生成单元32，其生成关断信号Soff，该关断信号Soff赋予将电流检测端子CS的电压Vcs与上限电流检测电压Vlim进行比较而使开关晶体管SW关断的定时。
另外，电源控制用IC 13具备：驱动脉冲生成单元33，其根据由导通信号生成单元31生成的导通信号Son以及由关断信号生成单元32生成的关断信号Soff，生成开关晶体管SW的驱动信号(驱动脉冲)Sdrv；校正电流生成单元34，其生成与电压检测端子VS的电压Vvs相应的电流而使校正电流Icomp流向电流检测端子CS；以及电流限制值决定单元35，其输出上限电流检测电压Vlim。电压检测端子VS的电压Vvs为通过外置的串联电阻R11、R12对辅助线圈Nb感应的电压进行分压得到的电压，辅助线圈Nb感应的电压成为与AC-DC转换器的次级侧的输出电压Vout与二极管D2的正向电压VF之和成正比的电压，该正向电压VF不管输出电压Vout而成为大致固定值，因此校正电流Icomp成为与输出电压Vout相应的电流。
而且，由上述校正电流生成单元34生成的校正电流Icomp从电流检测端子CS经由校正电阻Rcomp和电流检测电阻Rs流向接地点，由此使电流检测端子CS的电压提升(偏移)。在此，校正电阻Rcomp和电流检测电阻Rs分别为外置电阻，因此IC的用户即电源装置的设计人员能够任意地设定校正电阻Rcomp和电流检测电阻Rs的电阻值，由此能够设计具有期望的输出过电流限制值-输出电压特性的开关电源装置。
在此，说明改变校正电阻Rcomp与电流检测电阻Rs的电阻值时的电源控制用IC 13的输出过电流限制值-输出电压特性和过电流保护动作。
如上所述，当由校正电流生成单元34生成的校正电流Icomp流向校正电阻Rcomp时使电流检测端子CS的电压提升，因此校正电流Icomp越大则电流检测电压Vcs越高，通过比使用了并未设置校正电阻Rcomp和校正电流生成单元34的电源控制用IC的情况更低的输出电压Vout，使过电流保护功能起作用。在图3的(A)中示出将电流检测电阻Rs的电阻值设为固定而改变校正电阻Rcomp的电阻值时的输出过电流限制值-输出电压特性的变化情形。
在图3的(A)中，曲线C0为校正电阻Rcomp的电阻值为“0”即校正电压Vcomp为零且并未进行校正时的输出过电流限制值-输出电压特性，成为越是向右下降即输出电压Vout越高则输出过电流限制值越小的特性。对于此，例如当将电阻值为2kΩ、4kΩ的校正电阻Rcomp连接到电流检测端子CS时，如图3的(A)的特性线C1、C2那样，曲线的倾斜减小。
另一方面，通过分别改变电流检测电阻Rs与校正电阻Rcomp的电阻值，如图3的(A)的箭头Y所示，能够使特性线上下偏移。其结果，通过分别改变电流检测电阻Rs与校正电阻Rcomp的电阻值，能够实现图3的(B)示出的特性。
图4示出图2的电源控制用IC 13的具体电路结构例。
如图4所示，在本实施例的电源控制用IC 13中，生成导通信号Son的导通信号生成单元31由以预定频率进行振荡的环形振荡器那样的振荡电路OSC构成。也可以由具有振子的振荡电路以及将由该振荡电路生成的振荡信号进行分频的分频电路等来构成导通信号生成单元31。另外，导通信号生成单元31也可以是根据来自控制端子CTRL的控制电压Vctrl来改变频率的振荡电路。
电流限制值决定单元35包括用于生成过电流限制电压Vocp的基准电压电路那样的过电流限制电压生成单元35a以及用于选择所生成的过电流限制电压Vocp和控制端子CTRL的控制电压Vctrl(也可以是使控制电压Vctrl偏移的电压、由放大器放大的电压)中较低的电压的最小值选择电路35b。生成关断信号Soff的关断信号生成单元32包括电压比较电路CMP，该电压比较电路CMP将由最小值选择电路35b选择的上限电流检测电压Vlim(Vocp或Vctrl)与电流检测端子CS的电压Vcs进行比较。代替设置最小值选择电路35b，也可以包括将上限电流检测电压Vlim与电流检测端子CS的电压Vcs进行比较的电压比较电路和将来自控制端子CTRL的控制电压Vctrl与电流检测端子CS的电压Vcs进行比较的电压比较电路、以及选择两个电压比较电路的输出中首先变化的信号的电路或求得两个电压比较电路的输出的逻辑或的或(OR)门。
另外，在图4、图8和图15示出的电路中，电流检测端子CS的电压Vcs直接被输入到电压比较电路CMP，但是也可以构成为输入由未图示的放大电路放大或由电平偏移电路偏移的电压。
另外，来自控制端子CTRL的控制电压Vctrl在图4和图8示出的电路中被输入到最小值选择电路35b，在图15示出的电路中直接被输入到电压比较电路CMP，但是也可以构成为输入经由未图示的缓冲器输入的电压、将控制端子的电压进行放大或分压而得到的电压、经由用于防止次谐波振荡的斜坡补偿电路输入的电压。
驱动脉冲生成单元33由RS触发器33a和输出阻抗低的驱动电路(驱动器)33b等构成，RS触发器33a通过由导通信号生成单元31生成的导通信号Son设定，通过由关断信号生成单元32生成的关断信号Soff复位；输出阻抗低的驱动电路(驱动器)33b根据上述触发器33a的输出来生成与外部端子DRV相连接的开关晶体管SW的栅极驱动脉冲Sdrv等。
校正电流生成单元34由单次脉冲(one shot pulse)生成电路34a、采样保持电路34b、电压-电流转换电路34c以及开关S2等构成。单次脉冲生成电路34a检测上述触发器33a的输出的下降沿并生成采样信号Ssamp，采样保持电路34b由通过采样信号Ssamp而接通、断开的开关S1和电容器Ch构成，对电压检测端子VS的电压Vvs进行采样，电压-电流转换电路34c将采样后的电压转换为电流，开关S2通过触发器33a的输出与开关S1互补地接通、断开，使电压-电流转换电路34c的输出电流流向电流检测端子CS。电压-电流转换电路34c由gm放大器构成，该gm放大器将采样的电压与基准电压Vref设为输入，并输出与它们的电位差相应的电流等。
如上所述，被输入对辅助线圈的感应电压进行分压而得到的电压的电压检测端子VS的电压Vvs成为与次级侧的输出电压Vout和二极管D2的正向电压VF之和成正比的电压。另一方面，根据来自负载装置的切换指令来切换次级侧的输出电压Vout。如图3的(C)所示，电压-电流转换电路34c生成输出电压Vout越低则越大的校正电流Icomp且输出电压Vout越高则越小的校正电流Icomp，并使校正电流流向电流检测端子CS。
此外，在图4的实施例的电源控制用IC 13中，将过电流限制电压Vocp设为固定值，但是也可以是与输入电压Vin相关联的电压值或与开关晶体管SW的导通时间相关联的电压值、与SW的驱动脉冲的导通占空比相关联的电压值。另外，在上述实施例中，通过电阻Rs进行初级侧线圈的电流检测，但是也可以检测开关晶体管SW的导通电阻即SW的源-漏极间电压来进行。
另外，在上述实施例中，通过振荡电路OCS以固定频率来生成赋予导通定时的导通信号Son，但是也可以检测变压器12的电流为0的定时或检测变压器12的电流为0且开关晶体管SW的源-漏极间电压为0或SW的谐振电压为极小或谐振电压减小而无法检测的定时，而生成导通信号Son。
并且，也可以是，在上述“变压器12的电流为0”的状态下，检测次级侧线圈的电流或将次级侧线圈的电流转换为电压而进行检测、检测在开关晶体管SW处于关断状态下变压器12完成消磁且SW的电压处于谐振的状态或次级侧线圈的电压或初级侧辅助线圈的电压处于谐振的状态，而生成导通信号Son。
接着，使用图5～图7的时序图来说明输出电压Vout被切换时的上述电源控制用IC13(图4)的过电流保护动作。此外，图5、图6、图7分别示出输出电压Vout为Vout1、Vout2、Vout3(Vout1>Vout2>Vout3)时的动作定时，Vfb表示由采样保持电路34b采样的电压，Idmg表示在变压器12的次级侧线圈的消磁期间流动的电流的变化。根据图5～图7可知，在表示电流检测端子CS的电压Vcs的变化的波形中，电压Vcs到达Vlim时，驱动脉冲Sdrv被变化为低电平，开关晶体管SW被关断。
如图5～图7所示，电源控制用IC 13在过电流保护功能起作用时，在电流检测端子CS的电压Vcs达到上限电流检测电压Vlim(Vocp)而栅极驱动脉冲Sdrv从高电平变化为低电平的定时t1、t4、t7，开关晶体管SW被关断，由此辅助线圈感应的电压上升，电压检测端子VS的电压Vvs也上升。另外，在定时t1、t4、t7，采样信号Ssamp变化为高电平，使采样保持电路34b的开关S1接通而使电容器Ch充放电。而且，在采样信号Ssamp变换为低电平的定时t2、t5、t8，开关S1被断开而此时的端子VS的电压Vvs作为Vfb而被采样保持电路34b的电容器Ch保持。于是，由电压-电流转换电路34c生成与保持电压Vfb成反比的校正电流Icomp而流向电流检测端子CS。
在此，输出电压Vout1、Vout2、Vout3为Vout1>Vout2>Vout3，因此与图5相比，校正电流Icomp在图6、图7中更大，由此提升的电压Vcomp变大。因此，根据图6、图7可知，在定时t3、t6，栅极驱动脉冲Sdrv变化为高电平而开关晶体管SW导通，由此电流流过初级侧线圈，在电流检测端子CS的电压Vcs上升的期间Ton，以与不使校正电流Icomp流动的情况相比小的初级侧线圈电流达到上限电流检测电压Vlim。此外，在输出电流并不大的正常动作时，在电流检测端子CS的电压Vcs达到并非是过电流限制电压Vocp的来自控制端子CTRL的控制电压Vctrl的时间点，开关晶体管SW被关断。
其结果，在次级侧线圈的消磁期间流动的电流Idmg变小，输出电压Vout越低则表观过电流保护的过电流限制电压越小。另外，通过改变与电流检测端子CS相连接的校正电阻Rcomp的电阻值，能够改变通过使校正电流Icomp流动而提升的电压Vcomp的大小，由此，如图3的(A)所示，能够自由地设定过电流保护功能动作时的输出过电流限制值-输出电压特性的倾斜。另外，通过改变与电流检测端子CS相连接的电流检测电阻Rs和校正电阻Rcomp各自的电阻值，如图3的(B)所示，能够使电流保护功能动作时的输出过电流限制值-输出电压特性偏移。
接着，说明本实施例的电源控制用IC 13中的过电流保护功能动作时的输出过电流限制值-输出电压特性的具体设定方法。
当将开关周期设为Tp、将消磁时间设为Tdmg时，如以下式(1)所示，图4的实施例的使用了电源控制用IC 13的图1的开关电源装置中的输出电流Iout成为消磁期间的变压器的次级侧线圈电流的时间平均。
[式1]
Iout＝(Idmg1+Idmg2)×0.5×Tdmg/Tp……(1)
在此，周期Tp为由导通信号生成单元31决定的频率Fsw的倒数即Tp＝1/Fsw。另外，如以下式(2)所示，开关关断时的消磁电流Idmg1与开关晶体管SW的导通电流Ion2处于由变压器12的初级侧线圈的匝数N1与次级侧线圈的匝数N2之比N1/N2决定的比例关系。
[式2]
Idmg1＝N1/N2×Ion2……(2)
另一方面，如以下式(3)所示，开关导通时的消磁电流Idmg2与开关晶体管SW的导通电流Ion1也处于由变压器12的匝数比N1/N2决定的比例关系。
[式3]
Idmg2＝N1/N2×Ion1……(3)
另外，如以下式(4)所示，消磁电流Idmg2从消磁电流Idmg1仅减小由输出电压Vout、二极管D2的正向电压VF、变压器的次级侧电感L2、消磁期间Tdmg决定的值。
[式4]
Idmg2＝Idmg1-(Vout+VF)/L2×Tdmg……(4)
另外，如以下式(5)所示，接通电流Ion2从接通电流Ion1仅增加由输入电压Vin、变压器的初级侧电感L1、接通时间Ton决定的值。
[式5]
Ion2＝Ion1+(Vin/L1)×Ton……(5)
另一方面，如以下式(6)所示，接通电流Ion2根据上限电流检测电压Vlim、校正电流Icomp、校正电阻Rcomp、电流检测电阻Rs决定。
[式6]
Ion2＝(Vlim-Icomp×Rcomp)/Rs……(6)
当使上述等式(1)～(6)变形时，得到以下式(7)。
Iout＝{(Vlim-Icomp×R2)/R1×N1/N2-(0.5×(Vout+VF))/(L2×Fsw)×
(1-(Vout+VF)/Vin×N1/N2)}×(1-(Vout+VF)/Vin×N1/N2)……(7)
根据上述式(7)可知，输出电流Iout为输出电压Vout与校正电流Icomp、校正电阻Rcomp、电流检测电阻Rs的函数。此外，在输出电流Iout大到过剩的过电流状态下，上限电流检测电压Vlim超过过电流限制电压Vocp而以过电流限制电压Vocp限制的过电流保护功能进行动作，输出电流Iout由输出过电流限制值限制。由此，使校正电流Icomp与电压检测端子VS的电压Vvs即输出电压Vout相应地变化，由此可知通过校正电阻Rcomp与电流检测电阻Rs的电阻值的调整能够自由地设定过电流保护功能动作时的输出过电流限制值-输出电压特性。
在使用具有上述结构的电源控制用IC 13来设计具有期望的输出过电流限制值-输出电压特性的开关电源装置的情况下，首先以第一输出电压与第二输出电压各自的情况下的校正电流成为第一校正电流值和第二校正电流值的电压Vvs被施加到电压检测端子VS的方式来决定辅助线圈Nb的匝数和电阻R11、R12的电阻比，接着求出上述变压器的次级侧的输出电流在上述第一输出电压时成为第一输出过电流限制值而在上述第二输出电压时成为第二输出过电流限制值的开关元件的第一电流限制值和第二电流限制值，在上述第一和第二输出电压且上述上限电流检测电压为过电流检测电压的情况下，决定成为上述开关元件的第一和第二电流限制值的、与上述电流检测端子相连接的电流-电压转换用电阻元件和校正用电阻元件的电阻值。
接着，使用图8～图12说明第一实施方式的电源控制用IC 13的变形例。在本变形例中，导通信号生成单元31由可切换频率的振荡电路OSC构成，与输入到控制端子CTRL的控制电压Vctrl相应地改变频率并生成导通信号Son这一点以及校正电流生成单元34根据电压检测端子VS的电压Vvs和来自控制端子CTRL的控制电压Vctrl来生成并输出校正电流Icomp这一点，与上述实施例存在差异。
如图10的(A)的实线A所示，可切换频率的振荡电路OSC在控制端子CTRL的控制电压Vctrl例如为1.5V以下的输出电压Vout低的区域内以如20kHz那样的低频率Fsw来生成导通信号Son，另一方面，在控制电压Vctrl例如为大于1.7V的输出电压Vout高的区域内以如65kHz那样高频率Fsw来生成导通信号Son。
在如上述实施例(图2)那样的开关电源装置中，在很多情况下，对多个额定输出电压与额定输出电流的组合中它们的积为最大的最大输出电力，进行作为输出电压与输出电流的积的输出电力越小则比最大输出电力时的开关频率低的开关频率的电力转换效率更高的设计。因而，如上所述在输出电压Vout低的区域内减小振荡电路OSC的频率Fsw，由此与在输出电压Vout高的区域或低的区域中均设为相同频率的情况相比，能够提高输出电压低的区域内的电力转换效率。
此外，在不设置校正电流生成单元34而根据控制端子CTRL的控制电压Vctrl来改变振荡电路OSC的频率Fsw的情况下，过电流保护动作时的输出电流与输出电压相应地发生较大变化(最大差：例如3A以上)，但是当设置校正电流生成单元34时提升电流检测端子CS的电压Vcs，由此能够减小过电流保护动作时的输出电流的变化(最大差：例如0.2A以下)。
另外，在本变形例中，控制端子CTRL的控制电压Vctrl被输入到最小值选择电路35b，最小值选择电路35b在输出电流Iout小于输出过电流限制值Iocp的正常动作范围Ta内，如图10的(A)的虚线B所示，使上限电流检测电压Vlim与控制端子CTRL的控制电压Vctrl成正比(例如0.208倍)地变化，当与Vctrl成正比的电压(例如0.208倍)变得大于过电流限制电压Vocp(例如0.52V)时，如范围Tb所示，上限电流检测电压Vlim变为固定(＝Vocp)，从而过电流保护功能起作用。
并且，在本变形例中，在上述实施例(图3)中，如图9的(A)所示，校正电流生成单元34构成为与被输入到控制端子CTRL的控制电压Vctrl无关地生成固定校正电流Icomp，但是在本变形例中，如图9的(B)所示，生成与控制端子CTRL的控制电压Vctrl相应地的校正电流Icomp。
另外，当输出电压Vout被切换为Vout1、Vout2、Vout3、Vout4(Vout1>Vout2>Vout3>Vout4)时，校正电流生成单元34与此相应地按照不同校正电流-控制电压特性(Icomp-Vctrl特性)来生成校正电流Icomp。此外，如图9的(C)所示，也可以以校正电流-控制电压特性以预定电压(在图中大约1.5V)以阶梯(step)状地变化的方式设计校正电流生成单元34。
在上述实施例(图2)的电源装置中，根据电压检测端子VS的电压Vvs来改变校正电流Icomp的大小，但是对来自控制端子CTRL的控制电压Vctrl是固定的(参照图9的(A))。在该情况下，关于相对于输出电流Iout的开关频率的特性，如图11的(A)所示，例如在Iout＝1A与Vout＝20V相比Vout＝5V的开关频率更高，与此相对，在通过校正电流生成单元34使流过校正电阻Rcomp的校正电流Icomp的大小相对于控制电压Vctrl变化的本变形例的电源装置中，关于相对于输出电流Iout的开关频率的特性，如图11的(B)所示，例如在Iout＝1A与Vout＝20V相比Vout＝5V的开关频率更低。其结果，存在具有期望的输出过电流限制值的电源装置的设计自由度更大并且以低输出电压得到高电力转换效率这种优点。
图12示出生成与电压检测端子VS的电压Vvs和控制端子CTRL的控制电压Vctrl相应的校正电流Icomp的本变形例中的校正电流生成单元34的具体例。
如图12所示，校正电流生成单元34具备将电压检测端子VS的电压Vvs和控制端子CTRL的控制电压Vctrl设为输入的运算电路34d，电压-电流转换电路34c将运算电路34d的输出电压转换为电流，由此生成并输出与VS端子的电压Vvs和CTRL端子的电压Vctrl相应的校正电流Icomp。另外，采样保持电路34b设置于运算电路34d与电压-电流转换电路34c之间，具备两组采样开关与电容器，具有低通滤波器的功能。此外，采样保持电路34b也可以设置于运算电路34d的前级。
运算电路34d包括：用于选择控制端子CTRL的控制电压Vctrl或预先设定的基准电压Vref2中较大的电压的最大值选择电路SEL；将最大值选择电路SEL的输出电压进行分压的电阻R31、R32；将电压检测端子VS的电压Vvs进行阻抗转换并输出的电压跟随器BUF、以及将对最大值选择电路SEL的输出电压进行分压而得到的电压和电压跟随器BUF的输出电压设为输入的减法电路SUB，电压-电流转换电路34c生成与CTRL端子的电压Vctrl和VS端子的电压Vvs的电位差相应的电流并作为校正电流Icomp来输出。
(第二实施方式)
接着，说明本发明的开关电源装置的第二实施方式。
图13是表示应用了第二实施方式的作为开关电源装置的DC-DC转换器的电路结构图。
第二实施方式的开关电源装置具有能够根据来自负载侧的装置的请求来切换输出电压的功能，并且能够自由地设计输出电压与输出波动的关系。因此，与图2示出的第一实施方式的开关电源装置同样地，设置有生成与电压检测端子VS的电压相应的电流并使校正电流Icomp流向电流检测端子CS的校正电流生成单元34以及与电流检测端子CS相连接的校正电阻Rcomp。
构成第二实施方式的开关电源装置的电源控制用IC 13与构成图2示出的第一实施方式的开关电源装置的电源控制用IC 13存在两种较大的差异。
第一差异在于，在第一实施方式的电源控制用IC 13中对生成关断信号Soff的关断信号生成单元32输入上限电流检测电压Vlim，与此相对，在构成第二实施方式的电源控制用IC 13中输入控制端子CTRL的控制电压Vctrl。
第二差异在于，在第一实施方式的电源控制用IC 13中赋予使开关晶体管SW导通的定时的导通信号生成单元31以预定频率来生成导通信号Son，与此相对，在第二实施方式的电源控制用IC 13中以与控制端子CTRL的控制电压Vctrl相应的频率来生成导通信号Son。
在此，说明改变第二实施方式中的校正电阻Rcomp和电流检测电阻Rs的电阻值时的电源控制用IC 13的动作。
如上所述，在如专利文献2所记载的以往的开关电源装置中，在将输出电压切换为低电压时较低地设定开关频率，由此存在输出波动变大这种问题。
在第二实施方式中，与第一实施方式同样地，当由校正电流生成单元34生成的校正电流Icomp流向校正电阻Rcomp时提升电流检测端子CS的电压，因此校正电流Icomp越大则电流检测电压Vcs越高，与并未设置校正电阻Rcomp和校正电流生成单元34的电源控制用IC 13相比关断信号Soff的生成定时提前。因此，在输出电压低时使较大的校正电流Icomp流动，从而避免将输出电压切换为低电压时开关频率降低这一情况而能够防止输出波动变大。
在图14的(A)中示出连接校正电阻Rcomp或较大地设定Rcomp的电阻值而切换输出电压时的开关频率-输出电流特性，在图14的(B)中示出并未连接校正电阻Rcomp或较小地设定Rcomp的电阻值地切换输出电压时的开关频率-输出电流特性。
在图14的(A)、(B)中，实线C1表示输出电压为Vout1时的特性，虚线C2表示输出电压为Vout2(Vout1>Vout2)时的特性。在无校正电阻Rcomp或Rcomp的电阻值小的情况下，如图14的(B)的特性线C2所示，即使输出电流Iout随着输出电压增加(Vout2)而增加，开关频率Fsw也难以增加。
与此相对，在增加校正电阻Rcomp的电阻值的情况下，如图14的(A)的特性线C2所示，在输出电压高的情况下也与输出电压低的情况同样地，与输出电流Iout增加相应地开关频率Fsw增加。其结果，即使将输出电压切换为低电压，也能够防止输出波动增加。而且，通过改变外置校正电阻Rcomp的电阻值，能够改变图14的(A)的特性线C2。
这样，在第二实施方式的开关电源装置中，能够自由地设计输出电压与输出波动的关系。此外，也能够根据开关频率即振荡电路的频率来调整输出波动，频率越高则越能够减小输出波动，另一方面，通常具有以下趋势：当增加频率时电力转换效率下降。因而，优选根据输出波动与电力转换效率的折衷关系来设定振荡电路的频率。
图15示出图13的电源控制用IC 13的具体电路结构例。
如图15所示，在本实施例的电源控制用IC 13中，生成导通信号Son的导通信号生成单元31由振荡电路OSC构成，该振荡电路OSC频率与控制端子CTRL的控制电压Vctrl相应地变化。但是，也可以是频率固定的振荡电路。
生成关断信号Soff的关断信号生成单元32由电压比较电路CMP构成，该电压比较电路CMP将控制端子CTRL的控制电压Vctrl与电流检测端子CS的电压Vcs进行比较。与第一实施方式(图4)同样地，也可以由生成过电流限制电压Vocp的过电流限制值生成单元35a、将过电流限制电压Vocp和来自控制端子CTRL的控制电压Vctrl中较低的电压选择为上限电流检测电压Vlim的最小值选择电路35b、以及将上限电流检测电压Vlim(Vocp或Vctrl)与电流检测端子CS的电压Vcs进行比较的电压比较电路CMP构成关断信号生成单元32。
驱动脉冲生成单元33和校正电流生成单元34具有与第一实施方式(图4)相同的结构，因此省略说明。
在本实施例中，次级侧的输出电压Vout也构成为根据来自负载装置的切换指令进行切换。如图14的(C)所示，构成校正电流生成单元34的电压-电流转换电路34c生成输出电压Vout越低则越大而输出电压Vout越高则越小的校正电流Icomp，并使其流向电流检测端子CS。
此外，在图15的实施例的电源控制用IC 13中，通过振荡电路OSC以与控制端子CTRL的控制电压Vctrl相应地变化的可变频率来生成赋予导通定时的导通信号Son，但是也可以检测变压器12的电流成为0的定时或检测变压器12的电流且开关晶体管SW的源-漏极间电压为0或SW的谐振电压为极小或谐振电压减小而无法检测的定时，以与经过了控制端子CTRL的控制电压Vctrl相应的时间为条件，以上述检测定时来生成导通信号Son。
并且，在上述“变压器12的电流为0”的状态下，也可以检测次级侧线圈的电流或将次级侧线圈的电流转换为电压并检测、检测开关SW处于断开状态且变压器完成消磁，开关SW的电压处于谐振的状态或次级侧线圈的电压或初级侧辅助线圈的电压处于谐振的状态，生成导通信号Son。
接着，使用图16和图17的时序图来说明输出电压Vout被切换时的上述电源控制用IC 13(图15)的动作。此外，图16和图17分别示出输出电压Vout为Vout1，Vout2(Vout1>Vout2)并且输出电流Iout分别为相同的Iout1时的动作定时，Vfb表示由采样保持电路34b采样的电压，Idmg表示在变压器12的次级侧线圈的消磁期间流动的电流变化。另外，在表示电流检测端子CS的电压Vcs的变化的波形中，在Vcs达到控制端子CTRL的控制电压Vctrl的时间点使开关晶体管SW关断。
如图16和图17所示，电源控制用IC 13在电流检测端子CS的电压Vcs达到从次级侧被输入到控制端子CTRL的控制电压Vctrl且栅极驱动脉冲Sdrv从高电平变化为低电平的定时t1、t4、t7，开关晶体管SW被关断从而辅助线圈感应的电压上升而电压检测端子VS的电压Vvs也上升。另外，在定时t1、t4、t7，采样信号Ssamp变化为高电平并且采样保持电路34b的开关S1被接通而对电容器Ch进行充放电。而且，在采样信号Ssamp变化为低电平的定时t2、t5、t8，开关S1断开，此时的端子VS的电压Vvs作为Vfb而被采样保持电路34b的电容器Ch保持。于是，由电压-电流转换电路34c生成与保持电压Vfb成反比的校正电流Icomp而流向电流检测端子CS。
在此，输出电压Vout1、Vout2为Vout1>Vout2，因此校正电流Icomp与图16相比在图17中更大，由此提升的电压Vcomp变大。因此，在定时t3、t6栅极驱动脉冲Sdrv变化为高电平并且开关晶体管SW被导通，从而电流流过初级侧线圈，在电流检测端子CS的电压Vcs上升期间(Ton)，以小于校正电流Icomp较小的情况的检测电压Vr即开关的电流峰值Ion2达到来自次级侧的控制电压Vctrl。由此，输出电压Vout低于Vout2，因此由输出电压检测单元14控制Vctrl使得成为Vout＝Vout2的结果是，Vctrl上升并且开关频率上升。即，开关周期缩短。
也就是说，在校正电流Icomp为零或校正电阻Rcomp的电阻值为零的情况下，开关周期延长，输出波动变大。
与此相对，在本实施例中，如上所述，开关周期缩短，输出波动变小。
接着，说明本实施例的电源控制用IC 13中的开关频率-输出电流特性的设定方法。
当将开关周期设为Tp、将消磁时间设为Tdmg时，如以下式(8)所示，使用图10的实施例的电源控制用IC 13的开关电源装置中的输出电流Iout成为消磁期间中的变压器的次级侧线圈电流的时间平均。
[式8]
Iout＝(Idmg1+Idmg2)×0.5×Tdmg/Tp……(8)
在此，周期Tp为通过过电流保护功能决定的频率Fsw的倒数即Tp＝1/Fsw。另外，如以下式(9)所示，消磁期间Tdmg与消磁期间的变压器次级侧线圈电流峰值Idmg1、变压器次级侧线圈的电感L2成正比，与输出电压Vout和二极管D2的正向电压VF之和成反比。
[式9]
Tdmg＝(L2×Idmg1)/(Vout+VF)……(9)
另外，如以下式(10)所示，关断时的消磁电流Idmg1与开关的电流峰值Ion2处于由变压器12的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比N1/N2决定的比例关系。
[式10]
Idmg1＝(N1/N2)×Ion2…(10)
另一方面，如以下式(11)所示，由来自端子CTRL的控制电压Vctrl、电流检测电阻Rs、校正电流Icomp、校正电阻Rcomp决定开关的电流峰值Ion2。
[式11]
Ion2＝(Vctrl-Rcomp×Icomp)/Rs…(11)
另外，如以下式(12)所示，变压器的初级侧线圈与次级侧线圈的电感比L1/L2成为匝数比N1/N2的平方。
[式12]
L1/L2＝(N1/N2)2……(12)
当整理以上式(8)～(12)时，如以下式(13)所示，可知开关频率Fsw成为与输出电压Vout、输出电流Iout、端子CTRL的控制电压Vctrl、电流检测电阻Rs、校正电流Icomp有关的式。
[式13]
Fsw＝(2×(Vout+VF)×Iout)/L1×(Rs/(Vctrl-Rcomp×Icomp))2……(13)
在此，当考虑将振荡电路OSC设计成控制电压Vctrl与振荡电路OSC的频率Fsw的关系处于如图18的(C)所示的关系时，例如在将电流检测电阻Rs设为相同电阻值的状态下，将校正电阻Rcomp的电阻值例如设定为如4kΩ那样高的值，设计成Vctrl-Iout处于如图18的(A)所示的关系，由此能够得到如图14的(A)所示的开关频率-输出电流特性，另一方面，设计成Vctrl-Iout处于如图18的(B)所示的关系，由此能够得到如图14的(B)所示的开关频率-输出电流特性。
此外，在图18(A)、(B)中，实线C1表示输出电压为Vout1时的特性，虚线C2表示输出电压为Vout2(Voutl＞Vout2)时的特性。
在使用具有上述结构的电源控制用IC 13来设计具有期望的特性且波动小的开关电源装置的情况下，首先决定上述变压器的次级侧的输出电压为第一值并且输出电流为第一值中的上述上限电流检测电压的第一值，以在上述变压器的次级侧的输出电压为第一值并且输出电流为第一值时上述上限电流检测电压为上述第一值的方式，来决定与上述电流检测端子相连接的电流-电压转换用电阻元件的电阻值，决定上述变压器的次级侧的输出电压为第二值并且输出电流为第二值中的上述上限电流检测电压的第二值，根据通过上述校正电流生成电路流动的与上述变压器的次级侧的输出电压相应的上述校正电流的值，以输出电压为第二值并且输出电流为第二值中的上述上限电流检测电压成为上述第二值并且上述开关元件的接通、断开动作的频率不会低于预定值的方式，来决定上述校正用电阻元件的电阻值。此外，在相对于输出电压检测信号的增加，频率相等或高情况下能够得到波动抑制效果。
(第三实施方式)
接着，说明本发明的开关电源装置的第三实施方式。
图19是表示应用本发明的作为开关电源装置的DC-DC转换器的第三实施方式的电路结构图。
第三实施方式的开关电源装置将第一实施方式与第二实施方式进行组合而成，具有能够根据来自负载侧的装置的请求来切换输出电压的功能，并且能够自由地设计输出电压与过电流保护动作时的输出电流的关系以及输出电压与输出波动的关系。因此，与图2示出的第一实施方式的开关电源装置同样地，设置有生成与电压检测端子VS的电压相应的电流而使校正电流Icomp流向电流检测端子CS的校正电流生成单元34以及与电流检测端子CS相连接的校正电阻Rcomp。
第三实施方式的开关电源装置与图2示出的第一实施方式的开关电源装置存在两种较大的差异。
第一差异在于，明确地示出在第一实施方式的电源控制用IC中从电流限制值决定单元35对生成关断信号Soff的关断信号生成单元32输入上限电流检测电压Vlim，与此相对，在第三实施方式的电源控制用IC中，电流限制值决定单元35选择过电流限制电压Vocp或被输入到控制端子CTRL的控制电压Vctrl的任一个并且作为上限电流检测电压Vlim而输入。
第二差异在于，在第一实施方式的电源控制用IC中赋予使开关晶体管SW导通的定时的导通信号生成单元31以预定频率来生成导通信号Son，与此相对，在第二实施方式的电源控制用IC中以与控制端子CTRL的控制电压Vctrl相应的频率来生成导通信号Son。
图20示出图19的电源控制用IC的具体电路结构例。
如图20所示，在本实施例的电源控制用IC 13中，生成导通信号Son的导通信号生成单元31由频率与控制端子CTRL的控制电压Vctrl相应地变化的振荡电路OSC构成。
电流限制值决定单元35包括：过电流限制电压生成单元35a，其生成过电流限制电压Vocp；以及最小值选择电路35b，其选择过电流限制电压Vocp或来自控制端子CTRL的控制电压Vctrl中较低的电压，生成关断信号Soff的关断信号生成单元32由电压比较电路CMP构成，该电压比较电路CMP将由最小值选择电路35b选择的电压Vlim(Vocp或Vctrl)与电流检测端子CS的电压Vcs进行比较。
驱动脉冲生成单元33由RS触发器33a和驱动电路(驱动器)33b等构成，RS触发器33a通过由导通信号生成单元31生成的导通信号Son来设置，通过由关断信号生成单元32生成的关断信号Soff来复位；驱动电路(驱动器)33b根据上述触发器33a的输出来生成与外部端子DRV相连接的开关晶体管SW的栅极驱动脉冲Sdrv等。
校正电流生成单元34由单次脉冲生成电路34a、采样保持电路34b、电压-电流转换电路34c和开关S2等构成，单次脉冲生成电路34a检测触发器33a的输出的下降沿并生成采样信号Ssamp；采样保持电路34b由通过采样信号Ssamp来接通、断开的开关S1和电容器Ch构成，对电压检测端子VS的电压Vvs进行采样；电压-电流转换电路34c将采样的电压转换为电流；开关S2根据触发器33a的输出与开关S1互补地接通、断开，并且使电压-电流转换电路34c的输出电流流向电流检测端子CS等。
次级侧的输出电压Vout根据来自负载装置的切换指令，输出电压检测电路14(参照图1)的输出发生变化，与此相应地被输入到控制端子CTRL的控制电压Vctrl发生变化，由此能够进行切换，电压-电流转换电路34c生成输出电压Vout越低则越大的校正电流Icomp且输出电压Vout越高则越小的校正电流Icomp，并使其流向电流检测端子CS。
在本实施例中，适当地设定与电流检测端子CS相连接的校正电阻Rcomp的电阻值或校正电阻Rcomp和电流检测电阻Rs的电阻值，如图4的(A)、(B)所示，能够设计成过电流保护功能起作用时的输出电流-输出电压特性成为期望的特性，并且如图18的(A)、(B)所示，能够设计成开关频率-输出电流特性成为期望的特性。此外，当通过改变校正电阻Rcomp的电阻值来调整一个特性时其它特性也发生变化，因此赋予顺序优先级且考虑平衡地进行设计即可。
以上，根据实施方式具体地说明了由本发明人完成的发明，但是本发明并不限定于上述实施方式。例如，在上述实施方式中，将使电流间歇地流过变压器的初级侧线圈的开关晶体管SW设为与电源控制用IC 13分开的元件，但是也可以将该开关晶体管SW安装到电源控制用IC 13中而构成为一个半导体集成电路。
另外，在上述实施方式中，将校正电阻Rcomp和电流检测电阻Rs构成为电源控制用IC 13的外置元件，但是也可以将校正电阻Rcomp或校正电阻Rcomp和电流检测电阻Rs作为可切换电阻值的元件而形成于电源控制用IC 13的芯片上，能够通过激光或掩模选择使得可选择设定电阻值。
另外，在上述实施方式中，作为次级侧线圈Ns感应的交流电压的整流单元而将次级侧线圈Ns串联地与二极管D2进行连接，但是也可以作为其它整流单元而将次级侧线圈Ns串联地与同步整流电路等整流电路进行连接。
并且，在上述实施方式中，说明了将本发明应用于构成反激的AC-DC转换器的电源控制用IC的情况，但是本发明还能够应用于构成正向型、准谐振型的AC-DC转换器的电源控制用IC。

Claims (10)

1.一种电源控制用半导体装置，生成并输出驱动脉冲，该驱动脉冲根据与流过电压转换用变压器的初级侧线圈的电流成正比的电压和来自上述变压器的次级侧的输出电压检测信号对用于使电流间歇地流过上述变压器的初级侧线圈的开关元件进行接通、断开控制，该电源控制用半导体装置的特征在于，具备：
电流检测端子，其被施加与流过上述初级侧线圈的电流成正比的电压；
过电流检测电路，其将与施加到上述电流检测端子的电压相应的电压与上限电流检测电压进行比较来检测上述变压器的次级侧电路的过电流状态；
导通信号生成电路，其生成周期地使上述开关元件成为接通状态的导通信号；
关断信号生成电路，其对上述过电流检测电路检测出过电流状态进行响应而生成使上述开关元件成为断开状态的控制信号；以及
校正电流生成电路，其使与上述变压器的次级侧的输出电压相应的校正电流流向上述电流检测端子，
其中，上述电源控制用半导体装置构成为由上述校正电流生成电路生成的校正电流流过与上述电流检测端子相连接的校正用电阻元件，从而使施加到上述电流检测端子的电压偏移。
2.根据权利要求1所述的电源控制用半导体装置，其特征在于，
该电源控制用半导体装置具有：
控制端子，其被输入上述输出电压检测信号；以及
过电流限制电压生成单元，其生成预定的过电流限制电压，
上述关断信号生成电路具备：
电压选择单元，其将与上述控制端子的电压相应的电压和上述过电流限制电压中较低的电压选择为上述上限电流检测电压；以及
电压比较电路，其将由上述电压选择单元选择的上述上限电流检测电压和与施加到上述电流检测端子的电压相应的电压进行比较。
3.根据权利要求1或2所述的电源控制用半导体装置，其特征在于，
上述变压器是具备辅助线圈的变压器，
上述校正电流生成电路具备：采样保持电路，其在上述开关元件关断之后，在上述变压器的消磁期间将与由上述辅助线圈感应的电压或对该感应的电压分压而得到的电压相应的电压取入并保持；以及电压-电流转换电路，其生成与上述采样保持电路保持的电压相应的电流。
4.根据权利要求3所述的电源控制用半导体装置，其特征在于，
上述校正电流生成电路构成为根据上述输出电压检测信号以及上述辅助线圈感应的电压或将该感应的电压分压而得到的电压，生成上述校正电流，使得在输出电压检测信号高时成为与输出电压检测信号低时相等或比输出电压检测信号低时更大的电流值。
5.根据权利要求1或2所述的电源控制用半导体装置，其特征在于，
上述导通信号生成电路具备以预定频率生成振荡信号的振荡电路，
上述振荡电路构成为生成与被输入上述输出电压检测信号的控制端子的电压相应的频率的振荡信号。
6.一种开关电源装置，其特征在于，具备：
权利要求1～5的任一项所述的电源控制用半导体装置；
电压转换用变压器；
与上述变压器的初级侧线圈串联连接的开关元件；
电流-电压转换用电阻元件，其与上述开关元件串联连接，将电流-电压转换后的电压施加到上述电流检测端子；
输出电压检测单元，其检测上述变压器的次级侧的输出电压并将检测信号输出到上述电源控制用半导体装置；以及
校正用电阻元件，其连接在上述电流检测端子与上述电流-电压转换用电阻元件的一个端子之间。
7.一种开关电源装置的设计方法，使用了权利要求3所述的电源控制用半导体装置，该设计方法的特征在于，具有以下步骤：
以第一输出电压和第二输出电压各自的情况下的校正电流成为第一校正电流值和第二校正电流值的电压施加到已被施加了上述辅助线圈的感应电压或将该感应电压进行分压而得到的电压的端子的方式，来决定辅助线圈的匝数和分压比；
求出上述变压器的次级侧的输出电流在上述第一输出电压时成为第一输出电流值、在上述第二输出电压时成为第二输出电流值的开关元件的第一电流限制值和第二电流限制值；以及
决定在上述第一输出电压和第二输出电压且上述上限电流检测电压为过电流限制电压的情况下，成为上述开关元件的上述第一电流限制值和第二电流限制值的、与上述电流检测端子相连接的电流-电压转换用电阻元件和校正用电阻元件的电阻值。
8.一种开关电源装置的设计方法，使用了权利要求5所述的电源控制用半导体装置，该设计方法的特征在于，具有以下步骤：
决定上述变压器的次级侧的输出电压为第一值并且输出电流为第一值中的上述上限电流检测电压的第一值；
以在上述变压器的次级侧的输出电压为第一值且输出电流为第一值时上述上限电流检测电压成为上述第一值的方式，来决定与上述电流检测端子相连接的电流-电压转换用电阻元件的电阻值；
决定上述变压器的次级侧的输出电压为第二值且输出电流为第二值中的上述上限电流检测电压的第二值；以及
根据通过上述校正电流生成电路而流动的与上述变压器的次级侧的输出电压相应的上述校正电流的值，以输出电压为第二值且输出电流为第二值中的上述上限电流检测电压成为上述第二值且上述开关元件的接通、断开动作频率不低于预定值的方式，来决定上述校正用电阻元件的电阻值。
9.一种电源控制用半导体装置，生成并输出驱动脉冲，该驱动脉冲根据与流过电压转换用变压器的初级侧线圈的电流成正比的电压以及来自上述变压器的次级侧的输出电压检测信号对用于使电流间歇地流过上述变压器的初级侧线圈的开关元件进行接通、断开控制，该电源控制用半导体装置的特征在于，具备：
电流检测端子，其被施加与流过上述初级侧线圈的电流成正比的电压；
校正用电阻元件，其形成为能够调整与上述电流检测端子相连接的电阻值；
过电流检测电路，其将与施加到上述电流检测端子的电压相应的电压和上限电流检测电压进行比较来检测上述变压器的次级侧电路的过电流状态；
导通信号生成电路，其生成周期地使上述开关元件成为接通状态的导通信号；
关断信号生成电路，其对上述过电流检测电路检测出过电流状态进行响应而生成使上述开关元件成为断开状态的控制信号；以及
校正电流生成电路，其使与上述变压器的次级侧的输出电压相应的校正电流经由上述电阻元件流向上述电流检测端子，
上述过电流检测电路构成为由上述校正电流生成电路生成的校正电流流过上述校正用电阻元件，从而将与施加到上述电流检测端子的电压被偏移的电压相应的电压和上述上限电流检测电压进行比较而能够检测上述过电流状态。
10.一种开关电源装置，其特征在于，具备：
权利要求9所述的电源控制用半导体装置；
电压转换用变压器；
与上述变压器的初级侧线圈串联连接的开关元件；
电流-电压转换用电阻元件，其与上述开关元件串联连接，将电流-电压转换后的电压施加到上述电流检测端子；以及
输出电压检测单元，其检测上述变压器的次级侧的输出电压并将检测信号输出到上述电源控制用半导体装置，
上述开关电源装置构成为通过由上述电源控制用半导体装置生成的驱动脉冲使上述开关元件接通、断开。
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