JP2015186405A - 絶縁型直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電力切り替え機能を備えた絶縁型直流電源装置において、複数の出力電力のいずれかを選択して切り替える場合に、出力電圧値により定電流垂下値が大きくずれるのを防止する。【解決手段】一次側制御回路に、発振回路からの発振信号およびコンパレータの出力に基づいて二次側出力電圧が一定となるようにスイッチング素子をオン、オフ制御する定電圧制御回路と、スイッチング素子の駆動パルスに応じて二次側オンデューティを算出し、二次側出力電流が所定値以上の場合にオンデューティに基づいて出力電流が一定となるようにスイッチング素子を制御するための信号を生成する定電流制御回路と、外部から供給される出力電圧値指定信号に応じて、一次側巻線の電流を変換した電圧と補助巻線の誘起電圧を伝達する経路のゲインをそれぞれ切り替えるとともにリミッタ回路のクランプ値とオンデューティの上限値を切り替える切替手段とを設けた。【選択図】図２

Description

本発明は、絶縁型直流電源装置に関し、特に出力電力切り替え機能を備え出力特性として定電流垂下特性を有する絶縁型直流電源装置に利用して有効な技術に関する。

直流電源装置には、交流電源を整流するダイオード・ブリッジ回路と、該回路で整流された直流電圧を降圧して所望の電位の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成された絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ（ＡＣアダプタ）がある。
近年、マイコン周辺機器等の多様化に伴い、ＡＣ−ＤＣコンバータに対して、例えば１２Ｖ／２Ａや５Ｖ／２Ａのような複数の出力電力の直流電圧のいずれかに切り替えて使用できる機能を有することが望まれており、例えばＵＳＢ−ＰＤ規格において要求されている。

また、従来、二次電池の充電用絶縁型直流電源装置として、通常は定電圧モードで出力し負荷が大きくなると定電流モードで出力するように設計されているものがある。具体的には、負荷が例えば１．７Ａ以下では定電圧モードで出力し負荷が１．７Ａとなると定電流モードに切り替わるように設計される。つまり、この場合、電源装置は、出力特性として定電流垂下特性を有することとなる。
ところで、従来、かかる定電流垂下特性を有する直流電源装置は、トランスの二次側からフォトカプラを介して一次側の制御回路へ出力電流値を帰還する方式が一般的であった。

しかしながら、電源装置にフォトカプラを使用すると部品点数が多くなり、コストアップを招くという課題がある。
そこで、トランスに二次側コイルと同相の電圧が誘起される補助巻線を設け、該補助巻線に誘起される電圧と、一次側コイルに流す電流を制御するスイッチング素子に流れる電流を検出することで、フォトカプラを使用することなく上記のような定電流垂下特性を実現できるようにした直流電源装置に関する発明が提案されている（例えば特許文献１参照）。

特開２００７−０４３７６７号公報

本発明者は、出力電力切り替え機能を備え出力特性として定電流垂下特性を有する絶縁型直流電源装置を開発すべくその回路形式について検討を行なった。その結果、特許文献１に開示されているような電源装置においては、補助巻線に誘起される電圧に比例した電圧（分圧電圧）を内部回路に伝達する回路のゲイン（ＶＳゲイン）を切り替えることで出力電圧を変更することができるものの、変更の前後で入力電圧の補償動作を満たすことができない。具体的には、出力電圧が低い場合には入力電圧が変化するとそれに応じてスイッチング素子に流れる電流が変化するが、出力電圧が高い場合には入力電圧が高い領域でスイッチング素子に流れる電流が入力電圧に対して不感となる（一定になる）ため、正確な出力制御が行えないことが分かった。

そこで、さらに、一次側コイルに流れる電流を検出した電圧を内部回路に伝達する回路のゲイン（ＣＳゲイン）を切り替えることを検討した。その結果、変更の前後で入力電圧の補償動作を満たしつつ出力電圧を変更することができた。しかしながら、このような方法では、出力電圧値が異なっても同じ電流値で垂下する特性を得たいにもかかわらず、図１０に示すように、出力電圧値により定電流垂下値が大きくずれてしまうという課題があることが明らかとなった。

なお、特許文献１に開示されている電源装置は、複数の出力電力の直流電圧のいずれかに切り替えるものではなく、所定の出力電力の直流電圧を出力する電源装置であり、本発明が目的とするような複数の出力電力の切替え機能を有するものでないので、上述したような課題が発生することもない。
本発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、出力電力切り替え機能を備え出力電圧値によって定電流垂下値が目標値から大きくずれることのない定電流垂下特性を有する絶縁型直流電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するため本発明は、
二次側巻線と同一極性の電圧を誘起する補助巻線を備えた電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出する電流検出素子と、前記トランスの補助巻線に誘起される電圧を検出する電圧検出素子と、前記電流検出素子により変換された電圧と前記電圧検出素子により検出された電圧が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する一次側制御回路と、を有する絶縁型直流電源装置であって、
前記一次側制御回路は、
前記電圧検出素子により検出され第１の経路を介して入力された電圧と所定の参照電圧との電位差に応じた電圧を出力する誤差増幅回路と、
前記電流検出素子により変換され第２の経路を介して入力された電圧と前記誤差増幅回路の出力電圧とを比較して前記スイッチング素子のオフタイミングを与える信号を生成するコンパレータと、
前記コンパレータに供給される前記誤差増幅回路の出力電圧を制限するリミッタ回路と、
前記誤差増幅回路の出力電圧に応じた周波数を有し前記スイッチング素子のオンタイミングを与えるための発振信号を生成する発振回路と、
前記発振回路により生成された発振信号および前記コンパレータの出力に基づいて二次側出力電圧が一定となるように前記スイッチング素子を制御するための信号を生成する定電圧制御回路と、
前記スイッチング素子の駆動パルスに応じて二次側オンデューティを算出し、二次側出力電流が所定値以上の場合に前記二次側オンデューティに基づいて二次側出力電流が一定となるように前記スイッチング素子を制御するための信号を生成する定電流制御回路と、
前記定電圧制御回路により生成された信号および前記定電流制御回路により生成された信号に基づいて前記駆動パルスを生成し出力する駆動パルス出力回路と、
外部から供給される出力電圧値指定信号に応じて、前記第１の経路のゲインと、前記第２の経路のゲインと、前記リミッタ回路のクランプ値と、前記二次側オンデューティの上限値を切り替える切替手段と、を備え、
前記第１の経路のゲイン、前記第２の経路のゲイン、前記リミッタ回路のクランプ値および前記二次側オンデューティの上限値は、指定された出力電圧値に応じてそれぞれ所定の出力電流値で、前記定電圧制御回路による定電圧制御から前記定電流制御回路による定電流制御に切り替える値に設定されるように構成する。

上記のような構成を有する絶縁型直流電源装置によれば、出力電力切り替え機能を備えるとともに、出力電圧値指定信号によって出力すべき電圧値が変更されたとしても、所望の出力電流値で定電圧制御から前記定電流制御回路による定電流制御に切り替えることができ、それによって定電流垂下値が目標値から大きくずれることのない定電流垂下特性を実現することができる。
また、一次側制御回路は一次側に設けられている素子からの信号に基づいてスイッチング素子を制御することができるため、二次側からのフィードバック信号を伝達するためのフォトカプラが不要であり、コストアップを回避することができる。

ここで、望ましくは、前記定電流制御回路は、入力電圧の大小にかかわらず前記スイッチング素子の制御周期が同一となるように補償する期間を付加して二次側オンデューティを決定するように構成する。
このような構成によれば、より正確な出力電流値で定電圧制御から前記定電流制御回路による定電流制御に切り替えることができ、それによって定電流垂下値がより正確に目標値に合致した定電流垂下特性を実現することができる。

また、望ましくは、前記切替手段には、二次側回路から絶縁型信号伝達手段を介して出力電圧値指定信号が入力されるように構成する。
このような構成によれば、一次側制御回路へトランスの二次側から出力電圧値指定情報を与えることができる。

本発明によれば、出力電力切り替え機能を備え出力電圧値によって定電流垂下値が目標値から大きくずれることのない定電流垂下特性を有する絶縁型直流電源装置を実現することができるという効果がある。

本発明に係る絶縁型直流電源装置としてのＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。 図１に示す実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおける一次側制御回路の構成例を示すブロック図である。 実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおける一次側制御回路のＣＶＣＣ切替回路による１周期の平均電流値の求め方を説明するための図である。 実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおける負荷−出力電圧特性を示すグラフである。 実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおける負荷−２次側オンデューティ特性を示すグラフである。 実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおける出力電圧が１２Ｖのときの負荷−周波数特性を示すグラフである。 実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおける出力電圧が９Ｖのときの負荷−周波数特性を示すグラフである。 実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおける出力電圧が５Ｖのときの負荷−周波数特性を示すグラフである。 実施形態の第１の変形例のＡＣ−ＤＣコンバータにおける負荷−周波数特性を示すグラフである。 従来のＡＣ−ＤＣコンバータにおいてＣＳゲインを切り替えることで出力電圧を切り替えた場合の負荷−出力電圧特性を示すグラフである。

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した絶縁型直流電源装置としてのＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。

この実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、交流電圧（ＡＣ）を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路１１と、整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサＣ１と、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎｂとを有する電圧変換用のトランス１２と、このトランス１２の一次側巻線Ｎｐと直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングトランジスタＳＷ１と、該スイッチングトランジスタＳＷ１を駆動する一次側制御回路１３を有する。この実施形態では、一次側制御回路１３は、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路（制御用ＩＣ）として形成されている。

上記トランス１２の一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓは極性が逆となる方向に巻いたコイルであり、本実施形態の電源装置はフライバック型のコンバータとして構成されている。
また、上記トランス１２の補助巻線Ｎｂは、二次側巻線Ｎｓと同一極性となる方向に巻いたコイルであり、二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧と同相で巻数比（１：１を含む）に比例した交流電圧が誘起されるように構成されている。

トランス１２の二次側には、二次側巻線Ｎｓと直列に接続された整流用ダイオードＤ２と、このダイオードＤ２のカソード端子と二次側巻線Ｎｓの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサＣ２とが設けられ、一次側巻線Ｎｐに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓとの巻数比に応じた直流電圧を出力する。また、二次側には、一次側のスイッチング動作で生じたスイッチングリップル・ノイズ等を遮断するためのフィルタを構成するコイルＬ３およびコンデンサＣ３が設けられており、このフィルタを介して出力端子ＯＵＴ１より直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。

また、トランス１２の二次側には、出力電圧の切替え情報を一次側制御用ＩＣ１３へ伝達する絶縁型信号伝達手段としてのフォトカプラを構成するフォトダイオード（発光側素子）１５ａと、図示しない装置外部のＣＰＵ（マイクロプロセッサ）からの出力電圧に関する制御コードに応じて上記フォトダイオード１５ａに印加する電圧を変化させてフォトダイオード１５ａを電圧駆動する二次側回路２１と、出力端子ＯＵＴ１の電圧Ｖｏｕｔを受けて二次側回路２１が必要とする電源電圧（例えば３．３Ｖ）を生成するＬＤＯ(低飽和型レギュレータ)２２が設けられている。

上記二次側回路２１は、アナログ電圧出力端子を有するＣＰＵ（マイクロプロセッサ）により構成することができる。ＣＰＵの代わりにＤＡ変換回路を用いても良い。
さらに、二次側回路２１は、ＵＳＢ規格のＵＳＢ−ＰＤ仕様に対応したＵＳＢ機器と通信するための通信機能を備えた通信用チップとＣＰＵなど２以上のＩＣによって構成しても良い。このような構成の場合、通信用チップと出力端子ＯＵＴ１との間にカップリングコンデンサを設けるとともに、ＵＳＢ機器側の通信用チップもカップリングコンデンサを介して出力端子ＯＵＴ１に接続されたＶバスなどと結合することで、交流信号によるシリアル通信が行えるように構成しても良い。

一方、上記トランス１２の一次側には、上記一次側制御用ＩＣ１３の外部端子ＣＤＣと接地点との間に接続されフォトダイオード１５ａからの信号を受信するフォトトランジスタ（受光側素子）１５ｂが設けられている。外部端子ＣＤＣと内部電源電圧端子と間にはプルアップ抵抗が設けられており、フォトトランジスタ１５ｂに流れる電流は該抵抗によって電圧に変換される。一次側制御用ＩＣ１３は、外部端子ＣＤＣの電圧に応じて、チップ内部の動作モードを制御する。

また、この実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの一次側には、上記補助巻線Ｎｂと直列に接続された整流用ダイオードＤ０と、このダイオードＤ０のカソード端子と接地点ＧＮＤとの間に接続された平滑用コンデンサＣ０とからなる整流平滑回路１４が設けられ、該整流平滑回路１４で整流、平滑された電圧が上記一次側制御用ＩＣ１３の電源電圧端子ＶCCに印加されている。これとともに、ダイオード・ブリッジ回路１１で整流された後の直流電圧が、抵抗Ｒ１を介して一次側制御用ＩＣ１３の高圧起動端子ＨＶに印加され、電源起動時のような補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される前の期間に一次側制御用ＩＣ１３を動作させることができるように構成されている。

さらに、本実施形態においては、スイッチングトランジスタＳＷ１のソース端子と接地点ＧＮＤとの間に電流検出用の抵抗Ｒｓが接続されているとともに、スイッチングトランジスタＳＷ１と電流検出用抵抗Ｒｓとの接続ノードＮ１と、一次側制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳとの間に抵抗Ｒ２が接続され、抵抗Ｒ２を介して電流検出用抵抗Ｒｓで生じた電圧が一次側制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳに印加されている。一次側制御用ＩＣ１３は、電流検出端子ＣＳの電圧すなわち電流検出用抵抗Ｒｓに流れる電流の変化に応じて、スイッチングトランジスタＳＷ１のオフタイミングを制御する。

また、本実施例の一次側制御用ＩＣ１３には、補助巻線Ｎｂに誘起される電圧を直列抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧した電圧が入力される外部端子ＶＳが設けられており、一次側制御用ＩＣ１３はトランスの二次側からのフィードバック電圧の代わりに、外部端子ＶＳの電圧に基づいてスイッチングトランジスタＳＷ１の制御信号の周波数を変化させ、負荷が大きい場合には制御信号の周波数を高くし、負荷が小さい場合には制御信号の周波数を低くすることで、負荷の大小や負荷の変動に関わらず出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保持する制御（定電圧制御）を行う。

さらに、本実施例の一次側制御用ＩＣ１３は、負荷電流が所定値以下の場合には上記定電圧制御モードで動作し、負荷電流が所定値を超えた場合には出力電流が一定となるように制御する定電流制御モードで動作する。また、一次側制御用ＩＣ１３は、上記外部端子ＣＤＣの電圧に応じて、出力電圧Ｖｏｕｔを５Ｖ、９Ｖまたは１２Ｖのような複数レベルのいずれかとなるように切替制御が可能に構成されている。

図２には、上記一次側制御用ＩＣ１３の具体的な回路例が示されている。
図２に示すように、本実施例の一次側制御用ＩＣ１３は、電流検出用抵抗Ｒｓにより電流−電圧変換された電圧が印加される端子ＣＳと、補助巻線Ｎｂの誘起電圧を直列抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧した電圧が印加される端子ＶＳと、該端子ＶＳに入力された電圧をサンプリングするサンプル・ホールド回路３１と、該サンプル・ホールド回路３１に対するサンプリングタイミングを付与するタイマ回路３２と、サンプリングされた電圧と所定の参照電圧との電位差を増幅する誤差アンプ（誤差増幅回路）３３と、該誤差アンプ３３の出力電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発振器（ＶＣＯ）３４と、誤差アンプ３３の出力電圧と電流検出用抵抗Ｒｓにより電流−電圧変換され端子ＣＳに入力された電圧とを比較するコンパレータ３５とを備える。

補助巻線Ｎｂの誘起電圧は、スイッチングトランジスタＳＷ１がオンされている期間は高い電位に変化し、スイッチングトランジスタＳＷ１がオフされると低い電位に変化してリンギングしながら所定の電位に収束する。上記タイマ回路３２は、補助巻線の誘起電圧が収束した直後のタイミングで該誘起電圧の分圧電圧をサンプル・ホールド回路３１によってサンプリングさせる。本実施例では、上記誤差アンプ３３と発振器（ＶＣＯ）３４とコンパレータ３５とにより、二次側の出力電圧Ｖｏｕｔが一定になるようにスイッチングトランジスタＳＷ１をオン、オフさせる定電圧制御系回路が構成される。

また、一次側制御用ＩＣ１３は、コンパレータ３５の出力によってリセットされるＲＳフリップフロップ３６と、該フリップフロップ３６の出力に応じてスイッチングトランジスタＳＷ１をオン、オフさせる駆動パルスON/OFFを生成するドライバ（駆動回路）３７を備える。上記フリップフロップ３６のセット端子には、負荷電流の大小に応じて定電圧制御と定電流制御とを切り替えるＣＶＣＣ切替回路３８を介して、上記発振器３４で生成される上記発振信号または後述の定電流制御系回路４０で生成される信号が、スイッチングトランジスタＳＷ１をオンさせるタイミングを与える信号として入力され、該信号の立ち上がりまたは立下りに同期してフリップフロップ３６がセット状態にされる。

フリップフロップ３６がセットされるとその出力がハイレベルに変化してドライバ３７によってスイッチングトランジスタＳＷ１がオン状態にされ、フリップフロップ３６がリセットされるとその出力がロウレベルに変化してドライバ３７によってスイッチングトランジスタＳＷ１がオフ状態にされる。
また、本実施例の一次側制御用ＩＣ１３には、誤差アンプ３３の出力電圧に制限をかけてコンパレータ３５に供給する電圧リミッタ回路３９が設けられており、この電圧リミッタ回路３９は、負荷の短絡などで出力電流が増加して出力電圧Ｖｏｕｔが低下するのに伴い端子ＶＳの電圧が低くなって誤差アンプ３３の出力が増加してゲート駆動パルスの幅が広がりスイッチングトランジスタＳＷ１により多くの電流を流し過ぎないように、誤差アンプ３３の出力に対して所定の電位でクランプをかけることによって出力電流を制限する機能を有する。

定電流制御系回路４０は、上記フリップフロップ３６の出力（または駆動パルス）に基づいて、フリップフロップ３６の出力がハイレベルに変化した後ロウレベルに変化するまでのオン期間（一次側コイルの充電時間に相当する期間）Ｔｏの長さに対応した電圧を生成する充電時間電圧変換回路４１と、上記タイマ回路３２の出力とフリップフロップ３６の出力に基づいて、フリップフロップ３６の出力がロウレベルに変化した後、タイマ回路３２からサンプリング信号が出力されるまで期間（二次側コイルの放電時間Ｔｄに相当する期間）の長さに対応した電圧を生成する放電時間電圧変換回路４２を備える。

また、定電流制御系回路４０は、充電時間電圧変換回路４１の出力と放電時間電圧変換回路４２の出力に基づいて、二次側オンデューティＴｏ／（Ｔｏ＋Ｔｄ）を算出して電圧値として出力するオンデューティ演算回路４３と、算出された二次側オンデューティが、予め設定した所定の上限値を超えないように制限するデューティリミッタ回路４４と、オンデューティ演算回路４３より出力された二次側オンデューティ電圧値またはデューティリミッタ回路４４により制限されたオンデューティ電圧値をこれに対応した時間に変換してパルス信号としてＣＶＣＣ切替回路３８へ供給する電圧−時間変換回路４５を備える。電圧−時間変換回路４５から出力されるパルス信号がフリップフロップ３６へ供給されると、一次側制御用ＩＣ１３は定電流制御モードで動作する。

ＣＶＣＣ切替回路３８は、例えば電圧−時間変換回路４５から出力されるパルス信号と発振器（ＶＣＯ）３４からの発振信号に基づいて、負荷電流が所定値よりも大きいか否か判断することができ、負荷電流が所定値よりも小さいと判定すると、発振器（ＶＣＯ）３４からの発振信号をフリップフロップ３６へ供給して一次側制御用ＩＣ１３を定電圧制御モードで動作させる。
一方、ＣＶＣＣ切替回路３８は、負荷電流が所定値よりも大きいと判定すると、発振信号に替えて電圧−時間変換回路４５からのパルス信号をフリップフロップ３６へ供給して一次側制御用ＩＣ１３を定電流制御モードで動作させる。なお、ＣＶＣＣ切替回路３８は、負荷電流が所定値よりも大きいか否かの判断を１周期ごとに行い、必要があれば定電圧制御モードと定電流制御モードの切り替えを行うように構成されている。従って、１周期ごとに定電圧制御モードと定電流制御モードを繰り返すこともある。

ここで、上記ＣＶＣＣ切替回路３８による具体的な切替えの仕方について説明する。
定電圧／定電流の切替え判定に際して、ＣＶＣＣ切替回路３８は、負荷電流すなわち二次側出力電流値（１周期の平均電流）の大きさを知る必要がある。１周期の間に二次側巻線に流れる電流は、図３（Ａ）に示すように変化する。図３（Ａ）において、Ｔon（以下、Ｔｏと記す）は二次側オン期間（一次側充電時間）、Ｔdischarge（以下、Ｔｄと記す）は二次側コイルの放電期間、Ｉｐはピーク電流である。１周期の平均電流値を知るには、（Ｔｏ＋Ｔｄ）を知る必要がある。しかし、一次側巻線Ｎｐに流れるピーク電流は原理的に入力電圧に依存しない（スイッチングトランジスタＳＷ１のオン時間が変わるため）が、二次側巻線Ｎｓに流れるピーク電流Ｉｐは入力電圧に依存する。

また、平均電流算出期間には、図３（Ｂ）に示すように電流調整期間Ｔａを含ませる必要があるので、放電期間Ｔｄのｎ倍を電流調整期間Ｔａとした。さらに、平均電流算出期間には一次側充電時間Ｔｏが加わるためＴｏを知る必要があるが、Ｔｏは入力電圧の大きさによって変わるので単純に加算しては垂下点がずれてしまう。つまり、平均電流算出期間すなわち一周期の長さは、高電圧入力時には低電圧入力時に比べて単純に処理すると短くなる。

そこで、本実施例では、図３（Ｂ）に示す高電圧入力時の垂下点に対して、低電圧入力時の垂下点を図３（Ｃ）に示すように電流が増える方向にシフトする、つまりオン期間の差を埋めて一周期の長さを常に同じにするため、補償時間Ｔｉを付加することとした。かかる条件の下で、効率をηとおくと、平均電流Ｉａは、次式
Ｉａ＝η×（Ｉｐ／２）×Ｔｄ／（Ｔｏ＋Ｔｄ＋ｎＴｄ＋Ｔｉ）
より求めることができる。
ＣＶＣＣ切替回路３８は、上記式より求めた平均電流Ｉａが予め設定された所定の電流値（例えば２Ａ）よりも大きくなると、定電圧制御モードから定電流制御モードへの切り替えを行うように構成されている。

さらに、本実施例の一次側制御用ＩＣ１３には、フォトトランジスタ１５ｂが接続される外部端子ＣＤＣの電圧値を検出することで、フォトカプラ（１５ａ，１５ｂ）を介して二次側回路４１が指定する動作モードを判定し、判定したモードに応じて内部の切替え制御信号を生成するモード切替回路３０が設けられている。
このモード切替回路３０が生成して出力する切替え制御信号は、外部端子ＣＳからコンパレータ３５の入力端子までの経路のゲインを切り替えるためのＣＳゲイン切替え制御信号と、外部端子ＶＳからサンプリングするサンプル・ホールド回路３１の入力端子までの経路のゲインを切り替えるためのＶＳゲイン切替え制御信号と、誤差アンプ３２の出力をクランプする電圧リミッタ回路３４のクランプポイント値を切り替えるためのクランプポイント切替え制御信号と、オンデューティ演算回路４３より出力され．二次側オンデューティ電圧値を制限するデューティリミッタ回路４４のオンデューティ上限値を切り替えるためのクランプポイント切替え制御信号である。

次に、上記切替え制御信号による具体的な制御の例を説明する。
なお、ＣＳゲインとＶＳゲインは、例えばＶＧＡ（可変利得アンプ）を、端子ＣＳとコンパレータ３５との間や、端子ＶＳとサンプル・ホールド回路３１との間にそれぞれ設けることでゲインを調整可能にすることができる。
本実施例では、二次側出力電圧Ｖｏｕｔの指定電圧値が５Ｖ→９Ｖ→１２Ｖのように高くなるほど、ＣＳゲインが小さくなり、ＶＳゲインも小さくなるようにゲインの切替え制御が行われる。なお、ゲインを切り替える代わりに、レベルシフト回路を設けて電位のシフト量を切り替えるように構成しても良い。

また、電圧リミッタ回路３４のクランプポイント値は、二次側出力電圧Ｖｏｕｔの指定電圧値が５Ｖ→９Ｖ→１２Ｖのように高くなるほど高い値となるように切替え制御が行われる。
デューティリミッタ回路４４のオンデューティ上限値は、二次側出力電圧Ｖｏｕｔの指定電圧値が５Ｖ→９Ｖ→１２Ｖのように高くなるほど大きな値となるように切替え制御が行われる。

図１に示すＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、図２に示すような構成を有する一次側制御用ＩＣ１３を使用して、上記のような切替え制御を行うことにより、図４に示すように、二次側出力電圧Ｖｏｕｔの指定電圧値が５Ｖ、９Ｖ、１２Ｖのいずれの場合にも、ほぼ同一の負荷電流値（約１．７Ａ）で電圧値が垂下する定電流垂下特性を持たせることができることをシミュレーションによって確認することができた。

また、本実施形態を適用したＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、指定出力電圧値が５Ｖ、９Ｖ、１２Ｖのように切り替わった場合、負荷電流の大きさに対する二次側オンデューティの軌跡は、図５に示すように、出力電圧値によって異なる。さらに、指定出力電圧値が５Ｖ、９Ｖ、１２Ｖのように切り替わった場合、負荷電流の大きさに対する誤差アンプ３３の出力ＦＢの値およびＶＣＯ３４の発振周波数は、図６、図７、図８に示すような軌跡となる。図６、図７および図８より、指定出力電圧値毎に発振周波数の軌跡は異なるが、誤差アンプ３３の出力ＦＢの値の軌跡は同じである。このことから、本実施例のＡＣ−ＤＣコンバータは、異なる出力電圧値を発振周波数の差によって処理していることが分かる。

次に、上記実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの変形例について説明する。
第１の変形例は、ＡＣ−ＤＣコンバータの負荷−周波数特性を変えるようにしたものである。上記実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、その負荷−周波数特性を示すと、図９に実線Ａで示すような比較的緩やかな曲線となる。このような特性の場合、コンバータの効率は良好なものではない。
そこで、第１の変形例は、図９に破線Ｂで示すように、特性を示すカーブの曲率を大きくする、つまり中負荷まで急速に周波数が上がり中高負荷領域で周波数が高止まりするような負荷−周波数特性を有するようにＡＣ−ＤＣコンバータを構成するというものである。

このような特性を有するＡＣ−ＤＣコンバータは、図２に示す発振器（ＶＣＯ）３４を工夫することで実現することができる。具体的には、図２に示す誤差アンプ３３の出力ＦＢのレベルは負荷の大きさに比例するので、発振器（ＶＣＯ）３４の発振周波数が、制御電圧であるＦＢに対して図９に示すようなカーブになるように、発振器（ＶＣＯ）３４を設計したり、誤差アンプ３３と発振器（ＶＣＯ）３４との間に、変換テーブルのような機能を有する回路を設けることによって実現することができる。
本変形例のように、中負荷まで急速に周波数が上がるような負荷−周波数特性をＡＣ−ＤＣコンバータに持たせることで、コンバータの効率を向上させることができるという利点がある。

第２の変形例は、定電圧制御モードと定電流制御モードとの組み合わせを、上記実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータと異なるようにしたものである。具体的には、上記実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの定電流垂下特性は、図４に示すように、複数の出力電圧５Ｖ，９Ｖ，１２Ｖに対して同一電流値１．７Ａで垂下するような特性であるのに対し、出力電圧−垂下電流の組み合せを、５Ｖ−１．５Ａ、９Ｖ−２Ａ、１２Ｖ−２Ａように任意の組み合わせとするものである。
このような組み合わせは、図２のリミッタ回路３４の定数を切り替えることによって実現することができる。本変形例のように構成することによって、例えばＵＳＢ−ＰＤ仕様で規定されている複数の出力電圧（出力電力）を切り替えて出力するＡＣ−ＤＣコンバータを提供することができるという利点がある。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、トランスの二次側の整流回路としてダイオード整流方式の回路を示して説明したが、二次側の整流回路として同期整流方式の回路を使用してもよい。
また、前記実施形態では、出力電圧のレベルが５Ｖ、９Ｖ、１２Ｖのように３段階あるような場合を説明したが、５Ｖ、９Ｖ、１２Ｖ、２０Ｖのように４段階に切り換える場合にも適用することができる。すなわち、本発明は、マルチ出力のＡＣ−ＤＣコンバータ一般に広く適用することができる。

１１ ダイオード・ブリッジ回路（整流回路）
１３ 一次側制御回路（一次側制御用ＩＣ）
１４ 整流回路
１５ａ フォトカプラの発光側ダイオード
１５ｂ フォトカプラの受光側トランジスタ
２１ 二次側回路
２２ レギュレータ
３１ サンプル・ホールド回路
３４ 発振器（ＶＣＯ）
４０ 定電流制御系回路
４３ オンデューティ演算回路
４４ デューティリミッタ回路

Claims (3)

1. 二次側巻線と同一極性の電圧を誘起する補助巻線を備えた電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出する電流検出素子と、前記トランスの補助巻線に誘起される電圧を検出する電圧検出素子と、前記電流検出素子により変換された電圧と前記電圧検出素子により検出された電圧が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する一次側制御回路と、を有する絶縁型直流電源装置であって、
   前記一次側制御回路は、
   前記電圧検出素子により検出され第１の経路を介して入力された電圧と所定の参照電圧との電位差に応じた電圧を出力する誤差増幅回路と、
   前記電流検出素子により変換され第２の経路を介して入力された電圧と前記誤差増幅回路の出力電圧とを比較して前記スイッチング素子のオフタイミングを与える信号を生成するコンパレータと、
   前記コンパレータに供給される前記誤差増幅回路の出力電圧を制限するリミッタ回路と、
   前記誤差増幅回路の出力電圧に応じた周波数を有し前記スイッチング素子のオンタイミングを与えるための発振信号を生成する発振回路と、
   前記発振回路により生成された発振信号および前記コンパレータの出力に基づいて二次側出力電圧が一定となるように前記スイッチング素子を制御するための信号を生成する定電圧制御回路と、
   前記スイッチング素子の駆動パルスに応じて二次側オンデューティを算出し、二次側出力電流が所定値以上の場合に前記二次側オンデューティに基づいて二次側出力電流が一定となるように前記スイッチング素子を制御するための信号を生成する定電流制御回路と、
   前記定電圧制御回路により生成された信号および前記定電流制御回路により生成された信号に基づいて前記駆動パルスを生成し出力する駆動パルス出力回路と、
   外部から供給される出力電圧値指定信号に応じて、前記第１の経路のゲインと、前記第２の経路のゲインと、前記リミッタ回路のクランプ値と、前記二次側オンデューティの上限値を切り替える切替手段と、を備え、
   前記第１の経路のゲイン、前記第２の経路のゲイン、前記リミッタ回路のクランプ値および前記二次側オンデューティの上限値は、指定された出力電圧値に応じてそれぞれ所定の出力電流値で、前記定電圧制御回路による定電圧制御から前記定電流制御回路による定電流制御に切り替える値に設定されていることを特徴とする絶縁型直流電源装置。
2. 前記定電流制御回路は、入力電圧の大小にかかわらず前記スイッチング素子の制御周期が同一となるように補償する期間を付加して二次側オンデューティを決定するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型直流電源装置。
3. 前記切替手段には、二次側回路から絶縁型信号伝達手段を介して出力電圧値指定信号が入力されることを特徴とする請求項１または２に記載の絶縁型直流電源装置。

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