JP2000209850A

JP2000209850A - スイッチング電源

Info

Publication number: JP2000209850A
Application number: JP11005828A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Oka; 俊幸岡
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-01-12
Filing date: 1999-01-12
Publication date: 2000-07-28

Abstract

(57)【要約】【課題】低入力電圧時のフの字垂下特性を緩和すると
ともに、高入力電圧時の過電流保護のかかり始めを低入
力電圧時のものに近づけることが可能な全世界入力対応
のＲＣＣ方式のスイッチング電源を提供する。【解決手段】低入力電圧時に主スイッチング素子Ｍの
ＯＮ期間におけるコンデンサＣ２の充電時間を長くする
（充電時定数を大きくする）とともに、主スイッチング
素子ＭのＯＦＦ期間におけるコンデンサＣ２のマイナス
方向への充電時間を短くする（充電時定数を小さくす
る）ように抵抗Ｒ４・Ｒ５の値を設定する。同時に、ツ
ェナーダイオードＺＤが導通するような高入力電圧時に
垂下開始負荷が低入力電圧時のものと同じになるよう、
主スイッチング素子ＭのＯＮ期間におけるコンデンサＣ
２の充電時定数を、抵抗Ｒ４・Ｒ５に加える過電流保護
動作調整部６のインピーダンスを調整して設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、産業用や民生用の
電子機器に直流安定化電圧を供給する自励タイプのスイ
ッチング電源に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来から比較的小型の電子機器によく用
いられるＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式
のスイッチング電源の概略構成図を図６に示す。

【０００３】同図において、スイッチング電源２１に
は、図中黒丸で示す極性の１次巻線Ｎ１、補助巻線Ｎ
２、および２次巻線Ｎ３を有するトランスＴが設けられ
ている。トランスＴの１次巻線Ｎ１側はいわゆる直流電
圧入力側にあたり、１次巻線Ｎ１と直列にパワーＭＯＳ
ＦＥＴからなる主スイッチング素子Ｍが接続され、１次
巻線Ｎ１の一端が直流電圧の高電位側の入力端子ＩＮ
に、また主スイッチング素子Ｍの一端が直流電圧の低電
位側の入力端子ＧＮＤ１に接続されている。また、入力
端子ＩＮと入力端子ＧＮＤ１との間に起動抵抗Ｒ１と分
圧抵抗Ｒ２とが互いに直列に接続されて設けられ、起動
抵抗Ｒ１と分圧抵抗Ｒ２との接続点は主スイッチング素
子Ｍのゲートに接続されている。

【０００４】また、トランスＴの補助巻線Ｎ２には、ド
ライブ部２、電圧制御部３、および過電流保護設定部４
が接続されている。ドライブ部２は抵抗Ｒ３とコンデン
サＣ１とからなり、補助巻線Ｎ２の一端と主スイッチン
グ素子Ｍとの間に互いに直列に接続されて設けられてい
る。電圧制御部３はＮＰＮ型のトランジスタＱとＮＰＮ
型のフォトトランジスタＰＴ１とからなり、トランジス
タＱは分圧抵抗Ｒ２と並列に、フォトトランジスタＰＴ
１はトランジスタＱのベース・コレクタ間にそれぞれ接
続されている。また、トランジスタＱのベースは後述す
るコンデンサＣ２の一端に接続されている。

【０００５】過電流保護設定部４は抵抗Ｒ４・Ｒ５、ツ
ェナーダイオードＺＤ、およびコンデンサＣ２からな
り、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２とはコンデンサＣ２の一
端が入力端子ＧＮＤ１に接続されるよう互いに直列に接
続されてその全体が補助巻線Ｎ２と並列に接続され、ツ
ェナーダイオードＺＤと抵抗Ｒ５とが互いに直接に接続
されてその全体が抵抗Ｒ４と並列に接続されている。ま
た、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２との接続点は前述のトラ
ンジスタＱのベースに接続されている。

【０００６】そして、トランスＴの２次巻線Ｎ３はいわ
ゆる整流出力側にあたり、２次巻線Ｎ３には整流用のダ
イオードＤ１が直列に接続されており、ダイオードＤ１
のカソード側が高電位側の出力端子ＯＵＴに、また２次
巻線Ｎ３の一端が低電位側の出力端子ＧＮＤ２に接続さ
れている。出力端子ＯＵＴと出力端子ＧＮＤ２との間に
は平滑コンデンサＣ３が接続され、平滑コンデンサＣ３
の後段に電圧検出調整部５が設けられている。

【０００７】電圧検出調整部５は、分圧抵抗Ｒ６・Ｒ
７、抵抗Ｒ８、発光ダイオードＬＥＤ１、およびシャン
トレギュレータＳＲからなる。分圧抵抗Ｒ６・Ｒ７は出
力端子ＯＵＴと出力端子ＧＮＤ２との間で互いに直列に
接続され、同じく出力端子ＯＵＴと出力端子ＧＮＤ２と
の間で互いに直列に接続された抵抗Ｒ８、前記フォトト
ランジスタＰＴ１とフォトカプラーを構成する発光ダイ
オードＬＥＤ１、およびシャントレギュレータＳＲと並
列に接続されている。また、分圧抵抗Ｒ６・Ｒ７同士の
接続点はシャントレギュレータＳＲのＲ端子に接続され
ている。

【０００８】上記の構成のスイッチング電源２１の動作
について以下に述べる。まず、入力端子ＩＮ−入力端子
ＧＮＤ１間に直流電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗
Ｒ１を介して主スイッチング素子Ｍのゲートにしきい値
以上の電圧が印加され、主スイッチング素子ＭがＯＮ状
態となる。これにより、トランスＴの１次巻線Ｎ１に直
流電圧Ｖｉｎが印加される。１次巻線Ｎ１に直流電圧Ｖ
ｉｎが印加されたことに伴って、補助巻線Ｎ２には１次
巻線Ｎ１と同方向の電圧が誘起され、ドライブ部２のコ
ンデンサＣ１および抵抗Ｒ３を介してこの誘起電圧が主
スイッチング素子Ｍのゲートに印加されるので、主スイ
ッチング素子ＭはＯＮ状態を維持する。

【０００９】主スイッチング素子ＭのＯＮ期間には、コ
ンデンサＣ１、抵抗Ｒ３、およびフォトトランジスタＰ
Ｔ１を経由する経路と、抵抗Ｒ４を経由する経路と、ツ
ェナーダイオードＺＤおよび抵抗Ｒ５を経由する経路と
に流れる電流によってコンデンサＣ２が充電される。上
記各経路を構成する素子の定数に基づいた時定数に従っ
てコンデンサＣ２の充電が行われ、トランジスタＱのベ
ース・エミッタ間電圧がしきい値電圧（例えば０．７
Ｖ）以上まで上昇するとトランジスタＱはＯＮ状態にな
り、この結果主スイッチング素子Ｍのゲート電圧が急速
に低下して主スイッチング素子ＭがＯＦＦ状態となる。
すると、１次巻線Ｎ１は主スイッチング素子ＭがＯＮ状
態の間に蓄積した励磁エネルギーを２次巻線Ｎ３に伝達
する。

【００１０】２次巻線Ｎ３には、１次巻線Ｎ１と逆極性
であるために主スイッチング素子ＭがＯＮ状態の間に下
向きの電圧が誘起されているが、この電圧はダイオード
Ｄ１に対して逆バイアスとなって整流出力側には電流が
流れず、主スイッチング素子ＭがＯＦＦ状態になる瞬間
に上向きの逆起電力が誘起され、１次巻線Ｎ１から受け
取った励磁エネルギーを整流出力側に放出する。そし
て、ダイオードＤ１により整流され、平滑コンデンサＣ
３により平滑化された直流電圧Ｖｏｕｔが出力端子ＯＵ
Ｔ−出力端子ＧＮＤ２間から出力される。

【００１１】一方、整流出力側で直流電圧Ｖｏｕｔが出
力されている間は、補助巻線Ｎ２に下向きの電圧が誘起
されており、この電圧によってコンデンサＣ２の電荷の
引き抜きが行われ、さらにコンデンサＣ２には主スイッ
チング素子ＭのＯＮ期間の場合と反対のマイナス方向に
電荷が蓄積される。これによりコンデンサＣ２は次回の
主スイッチング素子ＭのＯＮ状態切り換えに備えてリセ
ットされる。このときトランジスタＱはベース・エミッ
タ間電圧が低下してＯＦＦ状態となるが、補助巻線Ｎ２
に下向きの電圧が誘起されていることにより主スイッチ
ング素子ＭはゲートがＬｏｗレベルに維持されてＯＦＦ
状態のままである。

【００１２】整流出力側で励磁エネルギーの放出が終了
すると、補助巻線Ｎ２にリンギングが発生し、補助巻線
Ｎ２の寄生容量に蓄積されていた静電エネルギーが放出
されて補助巻線Ｎ２の励磁エネルギーに変換され、補助
巻線Ｎ２に上向きの起電力が発生する。このときの電圧
がリンギングパルスとしてドライブ部２のコンデンサＣ
１および抵抗Ｒ３を介して主スイッチング素子Ｍのゲー
トに印加される。リンギングパルスは主スイッチング素
子Ｍのしきい値以上の電圧となるように設定されている
ため、主スイッチング素子ＭはＯＮ状態となり、再び１
次巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加される。以上の動作
が繰り返されることにより、出力端子ＯＵＴからは直流
電圧Ｖｏｕｔが出力され続ける。

【００１３】ここで直流電圧Ｖｏｕｔの制御について述
べる。直流電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも高い場合は、電
圧検出調整部５の分圧抵抗Ｒ６・Ｒ７によって分圧され
てシャントレギュレータＳＲのＲ端子に入力された電圧
がシャントレギュレータＳＲ内部の基準電圧よりも高い
ため、シャントレギュレータＳＲは発光ダイオードＬＥ
Ｄ１に流す電流を増加させる。これにより発光ダイオー
ドＬＥＤ１の発光量が増加し、受光側のフォトトランジ
スタＰＴ１のインピーダンスが減少する。従って、主ス
イッチング素子ＭのＯＮ期間中にコンデンサＣ２への充
電電流が増加し、トランジスタＱのベース・エミッタ間
電圧は早くしきい値に到達して、主スイッチング素子Ｍ
のＯＮ期間がそれだけ短くなるように、すなわち直流電
圧Ｖｏｕｔが低下するように調整される。直流電圧Ｖｏ
ｕｔが設定値よりも低い場合は上記と逆の動作が行われ
て、主スイッチング素子ＭのＯＮ期間が長くなるよう
に、すなわち直流電圧Ｖｏｕｔが上昇するように調整さ
れる。

【００１４】次に、過電流保護動作について述べる。主
スイッチング素子ＭのＯＮ期間に補助巻線Ｎ２に誘起す
る電圧のパルス幅は、負荷が大きくなるほど出力電圧
（直流電圧Ｖｏｕｔ）を上昇させようとするために大き
くなるよう制御される。しかし、このときのコンデンサ
Ｃ２の充電は前記時定数に従って行われ、所定時間が経
過するとトランジスタＱがＯＮ状態となって主スイッチ
ング素子ＭがＯＦＦ状態となるために、上記パルス幅が
ある一定の大きさに達すると主スイッチング素子ＭがＯ
ＦＦ状態になり、スイッチング電源２１は過電流保護動
作を行うことになる。

【００１５】また、スイッチング電源２１の定常発振動
作時は、主スイッチング素子ＭがＯＦＦ状態となったと
きに、コンデンサＣ２はフライバック電圧により主スイ
ッチング素子ＭのＯＮ期間と反対にマイナス方向に充電
される。スイッチング電源２１が過電流保護動作に移行
した場合はコンデンサＣ２の充電方向がプラス側へ近づ
くために、トランジスタＱのベース・エミッタ間電圧が
しきい値に到達するまでの時間がさらに短くなり、主ス
イッチング素子ＭのＯＮ期間はますます短くなる。従っ
て、負荷インピーダンスの減少に伴って、出力電圧がま
すます低下するフの字垂下特性を呈することとなる。

【００１６】ところで、このＲＣＣ方式のスイッチング
電源２１を全世界入力対応で使用するとなれば、入力電
圧（直流電圧Ｖｉｎ）が低いとき（例えばＤＣ１００Ｖ
のとき）は入力電圧が高いとき（例えばＤＣ３００Ｖの
とき）に比べて、同じ負荷に対する出力電圧を取り出す
のに要する主スイッチング素子ＭのＯＮ期間は長くな
り、それだけ電流制限動作への移行が軽負荷で行われる
ことになる。逆に、高入力電圧時は主スイッチング素子
ＭのＯＮ期間が短くなり、それだけ電流制限動作への移
行が遅れるため、使用する素子の定格上好ましくない。

【００１７】従って、従来では抵抗Ｒ４と並列に、ツェ
ナーダイオードＺＤおよび抵抗Ｒ５を設けることにより
過電流保護動作のかかりを早めている。すなわち、高入
力電圧時には、主スイッチング素子ＭのＯＮ時に補助巻
線Ｎ２に誘起されるパルス電圧が高くてツェナーダイオ
ードＺＤにおいてツェナー電圧を越えた場合、抵抗Ｒ４
と抵抗Ｒ７との並列接続による合成抵抗が抵抗Ｒ４単独
の抵抗値よりも小さくなるので、コンデンサＣ２への充
電電流が増加してトランジスタＱのベース・エミッタ間
電圧が早くしきい値に到達するようになり、過電流保護
動作のかかりが早まる。このようにして、入力電圧の大
小による過電流保護動作のかかり始めの差を抑えてい
る。

【００１８】また、特開平７−７９４０号公報には、上
記スイッチング電源２１のツェナーダイオードＺＤおよ
び抵抗Ｒ５にさらにダイオードを直列に追加接続したこ
とに相当する構成とし、入力電圧の大小による過電流保
護の動作点を調整可能とすることが開示されている。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のスイッチング電源２１では、ＡＣ８５Ｖ〜２
７６Ｖといった広範囲の全世界入力に対して過電流保護
の動作点の変動を小さくすることは困難であるという問
題がある。また、スイッチング電源２１の起動時にはコ
ンデンサＣ２がマイナス方向に充電されていないため、
トランジスタＱのベース・エミッタ間電圧が比較的早く
しきい値に到達してしまい、特に主スイッチング素子Ｍ
のＯＮ期間が長い低入力電圧に対して起動特性が著しく
悪化するという欠点がある。

【００２０】本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされ
たものであって、その目的は、低入力電圧時のフの字垂
下特性を緩和するとともに、高入力電圧時の過電流保護
のかかり始めを低入力電圧時のものに近づけることが可
能な全世界入力対応のＲＣＣ方式のスイッチング電源を
提供することにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明のス
イッチング電源は、上記課題を解決するために、１次巻
線に入力された直流電圧を２次巻線でフライバック電圧
として出力するとともに上記１次巻線および上記２次巻
線からの帰還電圧が誘起される補助巻線を備えたトラン
スと、上記１次巻線への直流電圧の入力をスイッチング
する主スイッチング素子と、上記２次巻線から出力され
たフライバック電圧を整流平滑して直流電圧を出力する
出力部と、上記出力部に所定値以上の過電流が流れると
内部に設けられたコンデンサを上記補助巻線に誘起され
た帰還電圧に基づいて所定電圧まで充電することにより
上記主スイッチング素子のスイッチング動作を制御して
過電流保護を行う過電流保護設定部とを有する自励式の
スイッチング電源において、上記１次巻線に入力される
直流電圧の大小に依存せず上記出力部に所定値以上の負
荷が加わったときに過電流保護動作を開始するように、
上記コンデンサへの新たな充電経路を付加して上記コン
デンサの充電時定数を調整することが可能な充電時定数
調整手段を有することを特徴としている。

【００２２】上記の発明によれば、過電流保護設定部の
コンデンサが所定電圧まで充電されるまでの時間、すな
わち充電時定数を、充電時定数調整手段によるコンデン
サへの新たな充電経路の付加によってインピーダンスを
変化させて調整する。

【００２３】従って、例えば入力される直流電圧が所定
値よりも低い低入力電圧時と所定値よりも高い高入力電
圧時とで、コンデンサへの充電経路を別々に設ける場合
に、それぞれの充電経路に対して充電時定数を調整する
ことにより、両者の過電流保護のかかり始めを近づけた
り一致させたりすることができる。また、例えば出力部
に流れる負荷電流を検知し、これが所定値以上となった
ときのみ導通してコンデンサへ通じるような充電時定数
の非常に小さい充電経路を設けることにより、入力され
る直流電圧の大きさに関わらず過電流保護のかかり始め
を一定にすることができる。

【００２４】この結果、低入力電圧時のフの字垂下特性
を緩和するとともに、高入力電圧時の過電流保護のかか
り始めを低入力電圧時のものに近づけることが可能な全
世界入力対応のＲＣＣ方式のスイッチング電源を提供す
ることができる。

【００２５】請求項２に係る発明のスイッチング電源
は、上記課題を解決するために、請求項１に記載のスイ
ッチング電源において、上記過電流保護設定部は上記１
次巻線に入力される直流電圧が所定値よりも低い場合に
上記コンデンサに充電を行う低入力電圧用充電経路と、
上記１次巻線に入力される直流電圧が上記所定値よりも
高い場合に上記コンデンサに充電を行う高入力電圧用充
電経路とを有し、上記充電時定数調整手段は上記高入力
電圧用充電経路に上記コンデンサへの充電経路を新たに
付加する直列接続された抵抗とダイオードとを有し、上
記抵抗の値と上記ダイオードの接続極性との設定により
上記充電時定数が調整可能であることを特徴としてい
る。

【００２６】上記の発明によれば、過電流保護設定部は
低入力電圧用充電経路と高入力電圧用充電経路とを有し
ており、充電時定数調整手段は高入力電圧用充電経路
に、直列接続された抵抗とダイオードとからなる新たな
充電経路を付加する。このとき、例えば主スイッチング
素子のＯＮ期間とＯＦＦ期間とでコンデンサへの充電電
流の方向が互いに逆になるような場合に、ダイオードの
接続極性によって高入力電圧時における上記ＯＮ期間と
ＯＦＦ期間とのそれぞれの充電時定数を独立に調整され
る。

【００２７】従って、低入力電圧時の過電流保護のかか
り始めがある程度重負荷側になるように低入力電圧用充
電経路の充電時定数を設定して固定しておき、ダイオー
ドの接続極性を決定した上で抵抗の値を調整することに
より、高入力電圧時の過電流保護のかかり始めの負荷を
低入力電圧時のものに近づけたり一致させたりすること
ができる。

【００２８】請求項３に係る発明のスイッチング電源
は、上記課題を解決するために、請求項２に記載のスイ
ッチング電源において、上記抵抗はボリュームであるこ
とを特徴としている。

【００２９】上記の発明によれば、充電時定数調整手段
の抵抗がボリュームであるため、抵抗値を連続的に変化
させる、すなわち充電時定数を連続的に変化させること
ができるので、全世界入力時の中間領域に対して充電時
定数の調整を容易に行うことができる。

【００３０】請求項４に係る発明のスイッチング電源
は、上記課題を解決するために、請求項１に記載のスイ
ッチング電源において、上記出力部の負荷電流を検知し
て負荷の大きさを感知する負荷感知部と、上記負荷感知
部が所定値以上の負荷を感知すると上記充電時定数を最
小とする充電経路を新たに形成する定電流動作制御部と
を有することを特徴としている。

【００３１】上記の発明によれば、負荷感知部が出力部
に所定値以上の負荷電流が流れることを検知すると過負
荷として感知し、これに基づいて定電流動作制御部がコ
ンデンサへの充電が急速に行われるように、充電時定数
が最小となる充電経路を新たに形成する。従って、入力
電圧の大小に関わらず、負荷電流が一定の大きさに達す
ると充電時定数を過電流保護動作用の値に調整すること
ができる。

【００３２】請求項５に係る発明のスイッチング電源
は、上記課題を解決するために、請求項４に記載のスイ
ッチング電源において、上記負荷感知部は、負荷電流を
電圧降下として検知する抵抗と、検知した電圧降下を基
準電圧と比較して負荷の大きさを判定するコンパレータ
と、上記コンパレータが所定値以上の負荷を感知したと
きに発光駆動される発光素子とを有し、上記定電流動作
制御部は、上記発光素子から出力された光を受光すると
導通して上記充電経路を形成する受光素子を有すること
を特徴としている。

【００３３】上記の発明によれば、負荷感知部は、負荷
電流が抵抗に流れることによる電圧降下を検知し、これ
をコンパレータで基準電圧と比較して、その大小に基づ
いて発光素子の発光駆動を行う。一定以上の負荷電流が
流れたと判定されれば発光素子が発光するようにコンパ
レータの出力電圧を決め、発光素子からの光を定電流動
作制御部の受光素子で受光させる。そして、受光により
受光素子が導通して最小の充電時定数となる充電経路を
形成する。

【００３４】これにより、過電流保護動作時にコンデン
サを急速に充電するための負荷感知部および定電流動作
制御部を簡単な構成で実現することができる。

【００３５】

【発明の実施の形態】〔実施の形態１〕本発明のスイッ
チング電源の実施の一形態について図１ないし図３に基
づいて説明すれば、以下の通りである。

【００３６】図１に、本実施の形態のスイッチング電源
１の構成を示す。同図において、スイッチング電源１に
は、図中黒丸で示す極性の１次巻線Ｎ１、補助巻線Ｎ
２、および２次巻線Ｎ３を有するトランスＴが設けられ
ている。トランスＴの１次巻線Ｎ１側はいわゆる直流電
圧入力側にあたり、１次巻線Ｎ１と直列にパワーＭＯＳ
ＦＥＴからなる主スイッチング素子Ｍが接続され、１次
巻線Ｎ１の一端が直流電圧の高電位側の入力端子ＩＮ
に、また主スイッチング素子Ｍの一端が直流電圧の低電
位側の入力端子ＧＮＤ１に接続されている。また、入力
端子ＩＮと入力端子ＧＮＤ１との間に起動抵抗Ｒ１と分
圧抵抗Ｒ２とが互いに直列に接続されて設けられ、起動
抵抗Ｒ１と分圧抵抗Ｒ２との接続点は主スイッチング素
子Ｍのゲートに接続されている。

【００３７】また、トランスＴの補助巻線Ｎ２には、ド
ライブ部２、電圧制御部３、過電流保護設定部４、過電
流保護動作調整部６、および電圧検出調整部５が接続さ
れている。ドライブ部２は抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１と
からなり、補助巻線Ｎ２の一端と主スイッチング素子Ｍ
との間に互いに直列に接続されて設けられている。電圧
制御部３はＮＰＮ型のトランジスタＱとＮＰＮ型のフォ
トトランジスタＰＴ１とからなり、トランジスタＱは分
圧抵抗Ｒ２と並列に、フォトトランジスタＰＴ１はトラ
ンジスタＱのベース・コレクタ間にそれぞれ接続されて
いる。また、トランジスタＱのベースは後述するコンデ
ンサＣ２の一端に接続されている。

【００３８】過電流保護設定部４は抵抗Ｒ４・Ｒ５、ツ
ェナーダイオードＺＤ、およびコンデンサＣ２からな
り、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２とはコンデンサＣ２の一
端が入力端子ＧＮＤ１に接続されるよう互いに直列に接
続されてその全体が補助巻線Ｎ２と並列に接続され、ツ
ェナーダイオードＺＤと抵抗Ｒ５とが互いに直接に接続
されてその全体が抵抗Ｒ４と並列に接続されている。ま
た、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２との接続点は前述のトラ
ンジスタＱのベースに接続されている。

【００３９】過電流保護動作調整部（充電時定数調整手
段）６は後述するように高入力電圧時におけるコンデン
サＣ２の充電時定数を充電経路のインピーダンスを変化
させて調整するものであり、例えば図２に示すように互
いに直列に接続されたダイオードＤ２および抵抗Ｒ９
が、抵抗Ｒ５に並列に接続された状態に構成される。ダ
イオードＤ２のアノードはツェナーダイオードＺＤと抵
抗Ｒ５との接続点に、ダイオードＤ２のカソードは抵抗
Ｒ９の一端に、抵抗Ｒ９の他端は抵抗Ｒ５のツェナーダ
イオードＺＤの反対側の一端にそれぞれ接続されてい
る。

【００４０】そして、トランスＴの２次巻線Ｎ３側はい
わゆる整流出力側（出力部）にあたり、２次巻線Ｎ３に
は整流用のダイオードＤ１が直列に接続されており、ダ
イオードＤ１のカソード側が高電位側の出力端子ＯＵＴ
に、また２次巻線Ｎ３の一端が低電位側の出力端子ＧＮ
Ｄ２に接続されている。出力端子ＯＵＴと出力端子ＧＮ
Ｄ２との間には平滑コンデンサＣ３が接続され、平滑コ
ンデンサＣ３の後段に電圧検出調整部５が設けられてい
る。

【００４１】電圧検出調整部５は、分圧抵抗Ｒ６・Ｒ
７、抵抗Ｒ８、発光ダイオードＬＥＤ１、およびシャン
トレギュレータＳＲからなる。分圧抵抗Ｒ６・Ｒ７は出
力端子ＯＵＴと出力端子ＧＮＤ２との間で互いに直列に
接続され、同じく出力端子ＯＵＴと出力端子ＧＮＤ２と
の間で互いに直列に接続された抵抗Ｒ８、前記フォトト
ランジスタＰＴ１とフォトカプラーを構成する発光ダイ
オードＬＥＤ１、およびシャントレギュレータＳＲと並
列に接続されている。また、分圧抵抗Ｒ６・Ｒ７同士の
接続点はシャントレギュレータＳＲのＲ端子に接続され
ている。

【００４２】上記の構成のスイッチング電源１の動作に
ついて以下に述べる。まず、入力端子ＩＮ−入力端子Ｇ
ＮＤ１間に直流電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒ
１を介して主スイッチング素子Ｍのゲートにしきい値以
上の電圧が印加され、主スイッチング素子ＭがＯＮ状態
となる。これにより、トランスＴの１次巻線Ｎ１に直流
電圧Ｖｉｎが印加される。１次巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉ
ｎが印加されたことに伴って、補助巻線Ｎ２には１次巻
線Ｎ１と同方向の電圧（帰還電圧）が誘起され、ドライ
ブ部２のコンデンサＣ１および抵抗Ｒ３を介してこの誘
起電圧が主スイッチング素子Ｍのゲートに印加されるの
で、主スイッチング素子ＭはＯＮ状態を維持する。

【００４３】主スイッチング素子ＭのＯＮ期間には、コ
ンデンサＣ１、抵抗Ｒ３、およびフォトトランジスタＰ
Ｔ１を経由する第１の経路と、抵抗Ｒ４を経由する第２
の経路と、ツェナーダイオードＺＤから抵抗Ｒ５を経由
する第３の経路と、ツェナーダイオードＺＤからダイオ
ードＤ２および抵抗Ｒ９を経由する第４の経路とから選
ばれる経路に流れる電流によってコンデンサＣ２が充電
される。例えばツェナーダイオードＺＤが非導通状態と
なるような低入力電圧時には、第１および第２の経路
（低入力電圧用充電経路）に流れる電流によってコンデ
ンサＣ２の充電が行われ、ツェナーダイオードＺＤが導
通状態となるような高入力電圧時には、第１〜第４の経
路の全て（高入力電圧用充電経路）に流れる電流によっ
てコンデンサＣ２の充電が行われる。

【００４４】上記各経路を構成する素子の定数に基づい
た時定数に従ってコンデンサＣ２の充電が行われ、トラ
ンジスタＱのベース・エミッタ間電圧がしきい値電圧
（例えば０．７Ｖ）まで上昇するとトランジスタＱはＯ
Ｎ状態になり、この結果主スイッチング素子Ｍのゲート
電圧が急速に低下して主スイッチング素子ＭがＯＦＦ状
態となる。すると、１次巻線Ｎ１は主スイッチング素子
ＭがＯＮ状態の間に蓄積した励磁エネルギーを２次巻線
Ｎ３に伝達する。

【００４５】２次巻線Ｎ３には、１次巻線Ｎ１と逆極性
であるために主スイッチング素子ＭがＯＮ状態の間に下
向きの電圧が誘起されているが、この電圧はダイオード
Ｄ１に対して逆バイアスとなって整流出力側には電流が
流れず、主スイッチング素子ＭがＯＦＦ状態になる瞬間
に上向きの逆起電力（フライバック電圧）が誘起され、
１次巻線Ｎ１から受け取った励磁エネルギーを整流出力
側に放出する。そして、ダイオードＤ１により整流さ
れ、平滑コンデンサＣ３により平滑化された直流電圧Ｖ
ｏｕｔが出力端子ＯＵＴ−出力端子ＧＮＤ２間から出力
される。

【００４６】一方、整流出力側で直流電圧Ｖｏｕｔが出
力されている間は、補助巻線Ｎ２に下向きの電圧（帰還
電圧）が誘起されており、この電圧によってコンデンサ
Ｃ２の電荷の引き抜きが行われ、さらにコンデンサＣ２
には入力電圧（直流電圧Ｖｉｎ）の大小に応じて選ばれ
る電流経路により、主スイッチング素子ＭのＯＮ期間の
場合と反対のマイナス方向に電荷が蓄積される。この場
合は、低入力電圧時においても高入力電圧時において
も、コンデンサＣ２は前記第２の経路（抵抗Ｒ４経由）
および第３の経路（抵抗Ｒ５およびツェナーダイオード
ＺＤ経由）を逆方向に流れる電流によって充電される。

【００４７】これによりコンデンサＣ２は次回の主スイ
ッチング素子ＭのＯＮ状態切り換えに備えてリセットさ
れる。このときトランジスタＱはベース・エミッタ間電
圧が低下してＯＦＦ状態となるが、補助巻線Ｎ２に下向
きの電圧が誘起されていることにより主スイッチング素
子ＭはゲートがＬｏｗレベルに維持されてＯＦＦ状態の
ままである。

【００４８】整流出力側で励磁エネルギーの放出が終了
すると、補助巻線Ｎ２にリンギングが発生し、補助巻線
Ｎ２の寄生容量に蓄積されていた静電エネルギーが放出
されて補助巻線Ｎ２の励磁エネルギーに変換され、補助
巻線Ｎ２に上向きの起電力が発生する。このときの電圧
がリンギングパルスとしてドライブ部２のコンデンサＣ
１および抵抗Ｒ３を介して主スイッチング素子Ｍのゲー
トに印加される。リンギングパルスは主スイッチング素
子Ｍのしきい値以上の電圧となるように設定されている
ため、主スイッチング素子ＭはＯＮ状態となり、再び１
次巻線Ｎ１に直流電圧Ｖｉｎが印加される。以上の動作
が繰り返されることにより、出力端子ＯＵＴからは直流
電圧Ｖｏｕｔが出力され続ける。

【００４９】ここで、直流電圧Ｖｏｕｔの制御について
述べる。直流電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも高い場合は、
電圧検出調整部５の分圧抵抗Ｒ６・Ｒ７によって分圧さ
れてシャントレギュレータＳＲのＲ端子に入力された電
圧がシャントレギュレータＳＲ内部の基準電圧よりも高
いため、シャントレギュレータＳＲは発光ダイオードＬ
ＥＤ１に流す電流を増加させる。これにより発光ダイオ
ードＬＥＤ１の発光量が増加し、受光側のフォトトラン
ジスタＰＴ１のインピーダンスが減少する。

【００５０】従って、主スイッチング素子ＭのＯＮ期間
中にコンデンサＣ２への充電電流が増加し、トランジス
タＱのベース・エミッタ間電圧は早くしきい値以上とな
って、主スイッチング素子ＭのＯＮ期間がそれだけ短く
なるように、すなわち直流電圧Ｖｏｕｔが低下するよう
に調整される。直流電圧Ｖｏｕｔが設定値よりも低い場
合は上記と逆の動作が行われて、主スイッチング素子Ｍ
のＯＮ期間が長くなるように、すなわち直流電圧Ｖｏｕ
ｔが上昇するように調整される。

【００５１】次に、過電流保護動作について述べる。低
入力電圧時および高入力電圧時におけるコンデンサＣ２
のプラス方向およびマイナス方向のそれぞれの充電時間
は、前記第１〜第４の各経路を構成する素子の定数に基
づいた時定数により決定される。ここで、上記時定数を
調整して、過電流保護のかかり始めを低入力電圧時にお
いて従来よりも重負荷側へシフトさせてフの字垂下特性
を緩和し、かつ高入力電圧時における過電流保護のかか
り始めを低入力電圧時のものに近づけることに本実施の
形態の特徴がある。

【００５２】すなわち、低入力電圧時に主スイッチング
素子ＭのＯＮ期間におけるコンデンサＣ２の充電時間を
長くする（充電時定数を大きくする）とともに、主スイ
ッチング素子ＭのＯＦＦ期間におけるコンデンサＣ２の
マイナス方向への充電時間を短くする（充電時定数を小
さくする）ように抵抗Ｒ４・Ｒ５の値を設定する。同時
に、ツェナーダイオードＺＤが導通するような高入力電
圧時に垂下開始負荷が低入力電圧時のものと同じになる
よう、主スイッチング素子ＭのＯＮ期間におけるコンデ
ンサＣ２の充電時定数を、抵抗Ｒ４・Ｒ５に加える過電
流保護動作調整部６のインピーダンス、すなわち抵抗Ｒ
９の値を調整して設定する。

【００５３】抵抗Ｒ９の値を調整することで、全世界入
力時に中間領域（例えば１００Ｖ系では１４０Ｖ、２０
０Ｖ系では１８０Ｖ）における過電流保護のかかり始め
の変動を吸収することができる。ダイオードＤ２は、主
スイッチング素子ＭのＯＦＦ期間に抵抗Ｒ９に流れる電
流を阻止することにより、高入力電圧時におけるコンデ
ンサＣ２のマイナス方向への充電時間が極端に短くなら
ないようにするものであり、これによって上記中間領域
での過電流保護動作のかかり始めおよびフの字垂下特性
の調整が容易になる。

【００５４】このように、本実施の形態のスイッチング
電源１によれば、入力電圧の大小による過電流保護のか
かり始めの変動を抑制することができる。特に上記の例
では低入力電圧時に主スイッチング素子ＭのＯＮ期間に
おけるコンデンサＣ２の充電時間を長くするようにした
ので、従来のように低入力電圧に対する起動特性が著し
く悪化するといったことを避けることもできる。

【００５５】また、過電流保護動作調整部６に設ける抵
抗を図３に示すようにボリュームＲ１０とすることもで
きる。このようにすることにより、上記抵抗の値を連続
的に変化させる、すなわち充電時定数を連続的に変化さ
せることができるので、全世界入力時の中間領域に対し
て充電時定数の調整を容易に行うことができる。

【００５６】〔実施の形態２〕本発明のスイッチング電
源の他の実施の形態について図４および図５を用いて説
明すれば、以下の通りである。なお、説明の便宜上、前
記の実施の形態１の図面に示した構成要素と同一の機能
を有する構成要素については、同一の符号を付し、その
説明を省略する。

【００５７】図４に示すように、本実施の形態のスイッ
チング電源１１は、実施の形態１で述べたスイッチング
電源１の過電流保護動作調整部６の代わりに、負荷感知
部７および定電流動作制御部８を有する構成である。

【００５８】負荷感知部（充電時定数調整手段）７は電
圧検出調整部５の後段側に設けられ、例えば図５に示す
ように、抵抗Ｒ１１・１２、コンパレータＣＭＰ、基準
電源Ｅ、および発光ダイオード（発光素子）ＬＥＤ２か
らなる。抵抗Ｒ１１はＧＮＤ線上に設けられ、そのトラ
ンスＴ側は基準電源Ｅを介してコンパレータＣＭＰの非
反転入力端子に接続されているとともに、その出力端子
ＧＮＤ２側はコンパレータＣＭＰの反転入力端子に接続
されている。コンパレータＣＰＭの出力端子は抵抗Ｒ１
２の一端に接続され、抵抗Ｒ１２の他端は発光ダイオー
ドＬＥＤ２のカソードに接続されている。発光ダイオー
ドＬＥＤ２のアノードは出力端子ＯＵＴに直結する出力
線上に接続されている。

【００５９】定電流動作制御部（充電時定数調整手段）
８は過電流保護設定部４の抵抗Ｒ４に並列に設けられ、
ダイオードＤ３、および発光ダイオードＬＥＤ２とフォ
トカプラを構成するＮＰＮ型のフォトトランジスタ（受
光素子）ＰＴ２からなる。発光ダイオードＬＥＤ２のア
ノードは抵抗Ｒ４の補助巻線Ｎ２の始端側の一端に接続
され、カソードはフォトトランジスタＰＴ２のコレクタ
に接続されている。フォトトランジスタＰＴ２のエミッ
タは抵抗Ｒ４の他端に接続されている。

【００６０】上記の構成のスイッチング電源１１におい
て、負荷感知部７のコンパレータＣＭＰは、抵抗Ｒ１１
に流れる負荷電流をその電圧降下により検知し、基準電
源Ｅの基準電圧と比較する。上記電圧降下が基準電圧よ
りも大きいときには、負荷電流が設定負荷以上の電流で
あると判断して、コンパレータＣＭＰはＬｏｗレベルの
電圧を出力し、抵抗Ｒ１２を介して発光ダイオードＬＥ
Ｄ２に電流を流して発光させる。

【００６１】次いで、フォトトランジスタＰＴ２が発光
ダイオードＬＥＤ２からの光を受光してＯＮ状態とな
り、主スイッチング素子ＭのＯＮ期間においてダイオー
ドＤ３を介して定電流でコンデンサＣ２を急速に充電す
る（充電時定数が最小になる）。一方、抵抗Ｒ１１にお
ける電圧降下が基準電圧よりも小さいときには、負荷電
流が設定負荷以下の電流であると判断して、コンパレー
タＣＭＰはＨｉｇｈレベルの電圧を出力し、発光ダイオ
ードＬＥＤ２が発光しないようにしてフォトトランジス
タＰＴ２をＯＦＦ状態に保つ。

【００６２】従って、負荷が所定の値より大きくなると
主スイッチング素子ＭはＯＦＦ状態に保たれることにな
り、スイッチング電源１１は入力電圧の大小に依存する
ことなく簡単な構成で過電流保護動作を行う定電流スイ
ッチング電源となる。

【００６３】これにより、全世界入力時の広範囲な入力
電圧に対しても過電流保護のかかり始めの変動を容易に
抑制することができる。

【００６４】

【発明の効果】請求項１に係る発明のスイッチング電源
は、以上のように、１次巻線に入力された直流電圧を２
次巻線でフライバック電圧として出力するとともに上記
１次巻線および上記２次巻線からの帰還電圧が誘起され
る補助巻線を備えたトランスと、上記１次巻線への直流
電圧の入力をスイッチングする主スイッチング素子と、
上記２次巻線から出力されたフライバック電圧を整流平
滑して直流電圧を出力する出力部と、上記出力部に所定
値以上の過電流が流れると内部に設けられたコンデンサ
を上記補助巻線に誘起された帰還電圧に基づいて所定電
圧まで充電することにより上記主スイッチング素子のス
イッチング動作を制御して過電流保護を行う過電流保護
設定部とを有する自励式のスイッチング電源において、
上記１次巻線に入力される直流電圧の大小に依存せず上
記出力部に所定値以上の負荷が加わったときに過電流保
護動作を開始するように、上記コンデンサへの新たな充
電経路を付加して上記コンデンサの充電時定数を調整す
ることが可能な充電時定数調整手段を有する構成であ
る。

【００６５】それゆえ、例えば入力される直流電圧が所
定値よりも低い低入力電圧時と所定値よりも高い高入力
電圧時とで、コンデンサへの充電経路を別々に設ける場
合に、それぞれの充電経路に対して充電時定数を調整す
ることにより、両者の過電流保護のかかり始めを近づけ
たり一致させたりすることができる。また、例えば出力
部に流れる負荷電流を検知し、これが所定値以上となっ
たときのみ導通してコンデンサへ通じるような充電時定
数の非常に小さい充電経路を設けることにより、入力さ
れる直流電圧の大きさに関わらず過電流保護のかかり始
めを一定にすることができる。

【００６６】この結果、低入力電圧時のフの字垂下特性
を緩和するとともに、高入力電圧時の過電流保護のかか
り始めを低入力電圧時のものに近づけることが可能な全
世界入力対応のＲＣＣ方式のスイッチング電源を提供す
ることができるという効果を奏する。

【００６７】請求項２に係る発明のスイッチング電源
は、以上のように、請求項１に記載のスイッチング電源
において、上記過電流保護設定部は上記１次巻線に入力
される直流電圧が所定値よりも低い場合に上記コンデン
サに充電を行う低入力電圧用充電経路と、上記１次巻線
に入力される直流電圧が上記所定値よりも高い場合に上
記コンデンサに充電を行う高入力電圧用充電経路とを有
し、上記充電時定数調整手段は上記高入力電圧用充電経
路に上記コンデンサへの充電経路を新たに付加する直列
接続された抵抗とダイオードとを有し、上記抵抗の値と
上記ダイオードの接続極性との設定により上記充電時定
数が調整可能である構成である。

【００６８】それゆえ、例えば主スイッチング素子のＯ
Ｎ期間とＯＦＦ期間とでコンデンサへの充電電流の方向
が互いに逆になるような場合に、ダイオードの接続極性
によって高入力電圧時における上記ＯＮ期間とＯＦＦ期
間とのそれぞれの充電時定数を独立に調整される。

【００６９】従って、低入力電圧時の過電流保護のかか
り始めがある程度重負荷側になるように低入力電圧用充
電経路の充電時定数を設定して固定しておき、ダイオー
ドの接続極性を決定した上で抵抗の値を調整することに
より、高入力電圧時の過電流保護のかかり始めの負荷を
低入力電圧時のものに近づけたり一致させたりすること
ができるという効果を奏する。

【００７０】請求項３に係る発明のスイッチング電源
は、以上のように、請求項２に記載のスイッチング電源
において、上記抵抗はボリュームである構成である。

【００７１】それゆえ、抵抗値を連続的に変化させる、
すなわち充電時定数を連続的に変化させることができる
ので、全世界入力時の中間領域に対して充電時定数の調
整を容易に行うことができるという効果を奏する。

【００７２】請求項４に係る発明のスイッチング電源
は、以上のように、請求項１に記載のスイッチング電源
において、上記出力部の負荷電流を検知して負荷の大き
さを感知する負荷感知部と、上記負荷感知部が所定値以
上の負荷を感知すると上記充電時定数を最小とする充電
経路を新たに形成する定電流動作制御部とを有する構成
である。

【００７３】それゆえ、入力電圧の大小に関わらず、負
荷電流が一定の大きさに達すると充電時定数を過電流保
護動作用の値に調整することができるという効果を奏す
る。

【００７４】請求項５に係る発明のスイッチング電源
は、以上のように、請求項４に記載のスイッチング電源
において、上記負荷感知部は、負荷電流を電圧降下とし
て検知する抵抗と、検知した電圧降下を基準電圧と比較
して負荷の大きさを判定するコンパレータと、上記コン
パレータが所定値以上の負荷を感知したときに発光駆動
される発光素子とを有し、上記定電流動作制御部は、上
記発光素子から出力された光を受光すると導通して上記
充電経路を形成する受光素子を有する構成である。

【００７５】それゆえ、過電流保護動作時にコンデンサ
を急速に充電するための負荷感知部および定電流動作制
御部を簡単な構成で実現することができるという効果を
奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態におけるスイッチング電
源の構成を示す回路ブロック図である。

【図２】図１のスイッチング電源の一部の一構成例を示
す回路図である。

【図３】図１のスイッチング電源の一部の他の構成例を
示す回路図である。

【図４】本発明の他の実施の形態におけるスイッチング
電源の構成を示す回路ブロック図である。

【図５】図４のスイッチング電源の一部の一構成例を示
す回路図である。

【図６】従来のスイッチング電源の構成を示す回路図で
ある。

【符号の説明】

１スイッチング電源２ドライブ部３電圧制御部４過電流保護設定部５電圧検出調整部６過電流保護動作調整部（充電時定数調整手
段）７負荷感知部（充電時定数調整手段）８定電流動作制御部（充電時定数調整手段）１１スイッチング電源Ｃ２コンデンサＣ３平滑コンデンサＣＭＰコンパレータＤ１ダイオードＤ２ダイオードＬＥＤ２発光ダイオード（発光素子）Ｍ主スイッチング素子Ｎ１１次巻線Ｎ２補助巻線Ｎ３２次巻線ＰＴ２フォトトランジスタ（受光素子）Ｒ９抵抗Ｒ１０ボリュームＲ１１抵抗ＴトランスＶｉｎ直流電圧Ｖｏｕｔ直流電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】１次巻線に入力された直流電圧を２次巻線
でフライバック電圧として出力するとともに上記１次巻
線および上記２次巻線からの帰還電圧が誘起される補助
巻線を備えたトランスと、上記１次巻線への直流電圧の
入力をスイッチングする主スイッチング素子と、上記２
次巻線から出力されたフライバック電圧を整流平滑して
直流電圧を出力する出力部と、上記出力部に所定値以上
の過電流が流れると内部に設けられたコンデンサを上記
補助巻線に誘起された帰還電圧に基づいて所定電圧まで
充電することにより上記主スイッチング素子のスイッチ
ング動作を制御して過電流保護を行う過電流保護設定部
とを有する自励式のスイッチング電源において、上記１次巻線に入力される直流電圧の大小に依存せず上
記出力部に所定値以上の負荷が加わったときに過電流保
護動作を開始するように、上記コンデンサへの新たな充
電経路を付加して上記コンデンサの充電時定数を調整す
ることが可能な充電時定数調整手段を有することを特徴
とするスイッチング電源。
【請求項２】上記過電流保護設定部は上記１次巻線に入
力される直流電圧が所定値よりも低い場合に上記コンデ
ンサに充電を行う低入力電圧用充電経路と、上記１次巻
線に入力される直流電圧が上記所定値よりも高い場合に
上記コンデンサに充電を行う高入力電圧用充電経路とを
有し、上記充電時定数調整手段は上記高入力電圧用充電
経路に上記コンデンサへの充電経路を新たに付加する直
列接続された抵抗とダイオードとを有し、上記抵抗の値
と上記ダイオードの接続極性との設定により上記充電時
定数が調整可能であることを特徴とする請求項１に記載
のスイッチング電源。
【請求項３】上記抵抗はボリュームであることを特徴と
する請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】上記出力部の負荷電流を検知して負荷の大
きさを感知する負荷感知部と、上記負荷感知部が所定値
以上の負荷を感知すると上記充電時定数を最小とする充
電経路を新たに形成する定電流動作制御部とを有するこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項５】上記負荷感知部は、負荷電流を電圧降下と
して検知する抵抗と、検知した電圧降下を基準電圧と比
較して負荷の大きさを判定するコンパレータと、上記コ
ンパレータが所定値以上の負荷を感知したときに発光駆
動される発光素子とを有し、上記定電流動作制御部は、
上記発光素子から出力された光を受光すると導通して上
記充電経路を形成する受光素子を有することを特徴とす
る請求項４に記載のスイッチング電源。