JP7256384B2 - 電源装置、半導体集積回路及びリップル抑制方法 - Google Patents
電源装置、半導体集積回路及びリップル抑制方法 Download PDFInfo
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Description
このような構成の定電流回路によれば、図1(A)に示すように、高電位側の出力電圧VLED+にリップルが生じても、電流制御用のトランジスタのオン抵抗の変化により、出力電流からリップル成分を除去することができる。すなわち、低電位側の出力電圧VLED-に同位相のリップル成分が付加されることで、一対の出力端子間の電圧が所定の電圧となり、リップルの除去された出力電流を負荷としての発光ダイオードへ供給できる。なお、図1において、Vfは発光ダイオードの順方向電圧、Vaは電流制御用のトランジスタのソース-GND(接地点)間電圧である。
一方、定電流回路が制限する電流値の設定が低すぎると、例えば入力段から供給される電力にバラツキが生じたときに、図1(C)のように、電流制御用のトランジスタの動作領域が飽和領域に達する期間Tbが生じるため、電流制御用のトランジスタでリップル電圧を吸収できずに、出力電流のリップルの抑制が不十分になる恐れがあることが分かった。なお、発光ダイオードへ供給される電流自身は、一次側におけるスイッチング制御で決まるため、図1(B)のように電流制御用のトランジスタによる電流制限の設定値が高い場合でも発光ダイオードへ流される電流Ioutは、図1(A)の場合と同じである。
そこで、本発明者らは、出力電流が流れる電流経路上に設けられ電流を制御する電流制御素子と、出力電流の大きさを示す電流検出電圧と参照電圧との電位差に応じた電圧を生成して上記電流制御素子を駆動するオペアンプと、出力端子電圧や電流検出電圧に基いて上記参照電圧を変化させるコンパレータを備えた電流制御回路を設けることで、出力電流に生じるリップルを抑制できる電源装置に関する発明をなし、先に出願した(特願2018-211614)。
本発明は、直流電圧に変換して負荷へ電流を出力する電源装置において、制御回路を構成するコンパレータやオペアンプにオフセットがあったとしても、リップル率が増加したり過度にリップルを抑制したりすることなく、出力電流に生じるリップルを抑制することができる電源装置、半導体集積回路及びリップル抑制方法を提供することを目的とする。
交流電源から直流電圧を生成し前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路と、
調整可能な参照電圧を生成する参照電圧生成回路と、
出力電流が流れる電流経路上に設けられ電圧によって制御される電流制御手段および前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧と前記参照電圧とに基づいて前記電流制御手段を制御する差動回路を有し、前記電流制御手段により前記電流経路の電流を制御する定電流制御回路と、
前記電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御手段までの経路上に設定された第1電位点の電圧と前記電流制御手段の制御電圧とに基づいて、前記出力電流に生じるリップルが所定のリップル率以下に収束するように前記参照電圧生成回路が生成する参照電圧を調整する参照電圧調整回路と、を備えるようにしたものである。
このような構成によれば、公知の定電流レギュレータと同様の動作で所望の電流値となるように出力電流を制御することができる。
参照電圧を保持する電圧保持手段と、
電源電圧端子と前記電圧保持手段の電圧端子との間に直列に接続された第1電流源及び第1スイッチ手段と、前記電流経路のうち前記電圧変換回路の低電位側の出力点の電位と所定の第1基準電圧を比較する第1電圧比較器とを備え、前記第1電圧比較器の比較結果に応じて前記第1スイッチ手段を制御して前記参照電圧を引上げ可能な引上げ回路と、
前記電圧保持手段の電圧端子と基準電位点との間に直列に接続された第2電流源及び第2スイッチ手段と、前記差動回路の出力電圧と所定の第2基準電圧を比較する第2電圧比較器とを備え、前記第2電圧比較器の比較結果に応じて前記第2スイッチ手段を制御して前記参照電圧を引下げ可能な引下げ回路と、
を有するように構成してもよい。
前記第2電圧比較器の出力の変化に応じて所定時間の計時を開始する計時回路と、
前記計時回路の出力と前記第2電圧比較器の出力とに基づいて、前記第2電圧比較器の出力が前記所定時間よりも長い場合にその長い時間分だけ前記第2スイッチ手段をオンさせて前記参照電圧を引下げる信号を生成する論理回路と、を有するように構成してもよい。
このような構成によれば、出力電流に生じるリップルを所定のリップル率以下に収束させる回路を比較的簡単な回路で実現することができる。
参照電圧が適正値よりも高いほど電流制御手段が流すことのできる電流が大きくなるため、電圧変換回路の電流供給能力が、電流制御手段が流せる電流量に追いつかなくなると、出力電流に生じるリップルが大きくなる。一方、参照電圧が適正値よりも小さいほど電流制御手段が流すことのできる電流が小さくなるので、電圧変換回路の出力電力が大きいと、電流制御手段の損失が高くなる。そのため、引上げ回路の電圧の引上げ能力よりも引下げ回路の電圧の引下げ能力の方が低くなるように構成することで、参照電圧が適正値より小さいときに、速やかに参照電圧を大きくして、徐々に適正値に収束させるように動作させることができる。これにより、例えば、起動時や電圧変換回路の出力電力を大きい方へ切り替える際に、回路を速やかに応答させつつ、出力電流のリッップルを抑制することができる。
交流電源から直流電圧を生成し前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路を有する電源装置に搭載され、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御手段を駆動する半導体集積回路であって、
参照電圧と前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧との電位差が小さくなるように前記電流制御手段に駆動信号を出力する差動回路と、
前記電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力点から前記電流制御手段までの経路上に設定された第1電位点の電圧と前記差動回路の出力電圧とに基づいて、前記出力電流に生じるリップルが抑制されるように前記参照電圧を調整する参照電圧調整回路と、
を備え、前記参照電圧調整回路は、
参照電圧を保持する電圧保持手段と、
電源電圧端子と前記電圧保持手段の電圧端子との間に直列に接続された第1電流源及び第1スイッチ手段と、前記電流経路のうち前記電圧変換回路の低電位側の出力点の電位と所定の第1基準電圧を比較する第1電圧比較器とを備え、前記第1電圧比較器の比較結果に応じて前記第1スイッチ手段を制御して前記参照電圧を引上げ可能な引上げ回路と、
前記電圧保持手段の電圧端子と基準電位点との間に直列に接続された第2電流源及び第2スイッチ手段と、前記差動回路の出力電圧と所定の第2基準電圧を比較する第2電圧比較器とを備え、前記第2電圧比較器の比較結果に応じて前記第2スイッチ手段を制御して前記参照電圧を引下げ可能な引下げ回路と、
を有するようにしたものである。
交流電源から直流電圧を生成し前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換部を有する電源装置において、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御部を駆動し、前記出力電流に生じるリップルを抑制するリップル抑制方法であって、
前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧と参照電圧との誤差増幅信号を前記電流制御部の駆動信号として生成し、前記リップルが所望のリップル電流率以下となるように、前記電流制御部の駆動信号の電圧が上昇する時間を、前記参照電圧の電圧値を調整することにより制御し負荷に流れるリップル電流を抑制するようにしたものである。
ここで、上記参照電圧の電圧値の調整方法として、
前記一対の出力端子のうち低電位側の電位を監視して、前記低電位側の電位が所定の電位よりも高いときには前記参照電圧の電圧値を上げる方向へ調整し、
前記電流制御部の駆動信号の電圧が高くなる期間を監視して、前記駆動信号の電圧が高くなる期間が所定の時間よりも長いときには前記参照電圧の電圧値を下げる方向へ調整することが考えられる。
図2は、本発明の一実施形態に係る電源装置を示す回路図である。本実施形態に係る電源装置10は、交流電源ACの電圧を整流するダイオードブリッジなどからなる整流回路11と、例えばトライアックなどの位相調光器を位相制御することで明るさを調整する調光調節手段12を備える。
また、電源装置10は、電圧を変換するトランスTRを備え整流回路11の出力電圧を受けて直流電圧に変換する絶縁型のDC/DCコンバータ13と、出力電流Ioutの電流経路に設けられ出力電流Ioutを目標電流に制限する定電流制御回路16と、定電流制御回路16が制限する電流を制御するための参照電圧調整回路17とを備える。そして、電源装置10の出力端子T1、T2間には、負荷として照明用の発光ダイオード列15が接続される。
電流検出抵抗Rsは、二次側の基準電位(出力コンデンサCoutの低電位側の端子)とトランジスタM1との間に接続される。電流検出抵抗Rsは、電流-電圧変換素子として機能し、トランジスタM1との接続点に出力電流Ioutに応じた検出電圧が出力される。コンデンサCrは、参照電圧Vrefを保持し、これをエラーアンプ16Aの非反転入力端子へ供給する。
一方、抵抗Rsに流れる電流が目標電流Iaより小さくなると、トランジスタM1のオン抵抗が小さくなるように、電流制御用のトランジスタM1の制御端子としてのゲート端子に入力されるエラーアンプ16Aの出力電圧が変化される。これにより、出力電流Ioutが大きくなる。上記のような動作により、出力電流Ioutが目標電流Iaに収束するように制御される。
また、参照電圧調整回路17は、低電位側の出力端子の電圧VLED-と所定の基準電圧Vc1とを比較してVc1よりもVLED-の方が高いときに出力がハイレベルに変化する第1コンパレータ17Aと、上記エラーアンプ16Aの出力電圧VGと所定の基準電圧Vc2とを比較してVc2よりもVGの方が高いときに出力がハイレベルに変化する第2コンパレータ22Aを有するダウン信号生成回路22とを備え、上記参照電圧Vrefを保持するコンデンサCrを充放電して参照電圧Vrefを変化させる。コンデンサCrが接続されるスイッチSW1とSW2の結合ノードN1は、VREF端子に相当する。
上記のような設定により、例えば起動(AC電源投入)もしくは調光機能により出力電力が大きくなる方向へ切り替えられて、出力電圧VLED-が基準電圧Vc1よりも高くなったようなときに、第1コンパレータ17AがスイッチSW1をオンさせるように動作する。一方、基準電圧Vc2は、電流制御用のトランジスタM1のゲート端子に入力されるエラーアンプ16Aの出力電圧VG(図4(B)参照)の高いレベルと低いレベルの間の電位に設定される。
本実施形態の電源装置10においては、第1の電流源I1の能力が、第2の電流源I2の能力より高く設定されていることにより、電源装置10の起動時又は調光機能により出力能力が上げられた際に、参照電圧Vrefを速やかに上昇させることができる。また、出力電流Ioutのリップルを抑制された範囲に収束させる際に参照電圧Vrefを徐々に低下させることができ、参照電圧Vrefを適切な値に調整することができる。
より具体的には、ダウン信号生成回路22は、上記第2コンパレータ22Aの出力がハイレベルに変化したことに応じて計時動作を開始するタイマー回路22Bと、該タイマー回路22Bの出力を反転するインバータ22Cと、該インバータ22Cの出力と第2コンパレータ22Aの出力との論理積をとるANDゲート22Dとを備える。タイマー回路22Bは定電流源とコンデンサとからなるアナログ回路であってもよいし、クロック信号を計数するカウンタ回路のようなデジタル回路であってもよい。
図2の電源装置10においては、DC/DCコンバータ13において高調波抑制が図られることで、DC/DCコンバータ13により変換された出力電圧VLED+に、交流電源ACの周波数に依存したリップルが生じる。一方、電源装置10の出力電流Ioutは定電流制御回路16により目標電流に制御される。したがって、通常であれば、低電位側の出力電圧VLED-にも同位相及び同じ大きさのリップルが生じ、負荷に流される出力電流Ioutからはリップルが除去される。
この場合、図3の範囲H1に示すように、参照電圧Vrefが均衡電圧VD(出力電流Ioutのリップルが抑制される範囲におけるVLED-のリップルボトム電圧のうち最小の電圧)に対応する電圧VRより高い範囲では、低電位側の出力電圧VLED-に生じるリップルは小さく、かつ参照電圧Vrefの変化に対する出力電圧VLED-のリップルのボトム電圧の変化の割合は小さくなる。また、範囲H1では、電流制御用のトランジスタM1の動作領域が飽和領域に達する期間Tb(図1(C)参照)が生じるため、トランジスタM1は、リップルの谷の部分で電流を目標電流に制御することができず、出力電流Ioutにリップルが生じる。
例えば参照電圧Vrefの値が、図3の範囲H2にあるとすると、コンパレータ17Aの出力によりスイッチSW1がオンされて、電流源I1の電流によりコンデンサCrが充電されて参照電圧Vrefが上昇し、ボトム電圧は均衡電圧VDに近づく方向に変化する。
具体的には、出力電流Ioutに抑制された範囲でリップルが僅かに残っているとき(例えば5%以内のリップルが残っているとき)にトランジスタM1の制御を固定させる。これにより、電源装置10の状態が、図3の範囲H1と範囲H2との境界(均衡点P)の近傍に収束されるように制御される。すなわち、出力電流Ioutのリップルが例えば5%以内に抑制された範囲で、出力電圧VLED-のボトム電圧が最小の電圧である均衡電圧VDの近傍に収束される。
また、上記実施形態の電源装置10及びリップル抑制方法によれば、定電流制御回路16および参照電圧調整回路17により、低電位側の出力電圧VLED-のボトム電圧が、均衡電圧VDに収束するように制御される。これにより、出力電流Ioutのリップルを抑制しつつ、定電流制御回路16のトランジスタM1で生じる損失を低減することができる。
しかし、このような誤差が生じた場合でも、上記実施形態の電源装置10によれば、参照電圧調整回路17が、定電流制御回路16の目標電流を大きくするように参照電圧Vrefを変化させて、出力電圧VLED-のボトム電圧を均衡電圧VDに収束させる。これにより、定電流制御回路16では、出力電流Ioutが大きくなるようにトランジスタM1のオン抵抗が低く制御され、定電流制御回路16で生じる損失が低減される。発光ダイオード列15の順方向電圧Vfは電流値に応じて僅かに変化するため、出力電流Ioutの増加に伴い、発光ダイオード列15で降下する電圧が増大する。このため、トランジスタM1のオン抵抗が低下されることで、図1(A)に示すような、定電流制御回路16で生じる損失が少ない動作が実現される。
しかし、このような場合でも、上記実施形態の電源装置10によれば、参照電圧調整回路17が、定電流制御回路16の目標電流を小さくするように参照電圧Vrefを変化させて、出力端子T2の電圧”VLED-”のリップルのボトム電圧を均衡電圧VDの近傍に収束させる。これにより、出力電流Ioutが小さくなるように、定電流制御回路16のトランジスタM1のオン抵抗が高く制御されて、トランジスタM1が飽和領域で動作する期間Tbが削減される。
図4には、上記実施形態におけるリップル抑制制御時の回路内部の各点の電位の変化の様子が示されている。図4において、(A)は参照電圧Vrefおよびエラーアンプ16Aへ入力される出力電流の検出電圧すなわち電流制御用トランジスタM1のソース電圧V_MOS_S、(B)は電流制御用トランジスタM1のゲート電圧VG、(C)はゲート電圧VGのパルス幅、(D)はタイマー回路22Bの出力、(E)はインバータ22Cの出力、(F)はANDゲート22Dから出力されるダウン信号Vdownの変化をそれぞれ示している。
以上、定電流制御回路16を構成するエラーアンプ16Aおよび参照電圧調整回路17を構成するコンパレータ17A,22Aがオフセットを有していない場合の動作について説明した。次に、エラーアンプ16Aおよびコンパレータ17A,22Aがオフセットを有している場合について説明する。
これに対し、上記実施形態のようにオフセット対策のための回路(タイマー22B、ANDゲート22D等)を設けた電源装置10においては、図5(B)に示すように、VG電圧の幅が速やかに狭くなり、LED電流に含まれるリップルが小さくなって、所望のリップル率以下に収束させることができる。
これに対し、上記実施形態のようにオフセット対策をした電源装置10においては、図6(B)に示すように、VG電圧の幅が一定以下となるように制御することができるため、絞り込み過ぎの状態が発生せず、所望のリップル率以下に収束させることができる。
図7(A),(B)は、図8に示すような構成の定電流制御回路において、平均電流を500mAとしたLED電流に振幅がおよそ80mVの正弦波をリップルとして重畳し、VREF端子電圧(Vref)を変化させた場合のシミュレーション結果を示す。このうち、図7(A)はリップル検出電圧すなわち電流制御用トランジスタM1のソース電圧V_MOS_Sの変化の様子を、また図7(B)はゲート制御電圧であるVGの変化の様子を示したものである。なお、ここでは、電流検出抵抗Rsを0.1Ωに設定した。
一方、定電流制御を行なっている場合、平均電流は500mAに保たれるため、正弦波の山を削った分だけ谷が埋まり、正弦波のボトムが持ち上がっていることが分かる。このボトムが持ち上がる現象は、リップルが小さくなることを意味している。そして、図7(B)より、LED電流の波形の谷の部分でVG電圧が高くなっており、谷が浅くなるに従ってVG電圧が高くなる期間(VG幅)Ts1~Ts6が狭くなっていることが分かる。
次の表1には、上記シミュレーション結果により得られたVREF端子電圧とLED電流のボトム電圧とリップル率とVG幅との関係を示す。また、図9は、上記パラメータのうち、リップル率とVG幅との関係をグラフに示したものである。
次に、図10~図13を用いて上記実施形態の電流装置の変形例について説明する。
このうち図10は、上記実施形態の電源装置の第1の変形例を示す回路構成図である。
第1の変形例の電源装置は、図10に示されているように、参照電圧調整回路17が形成されている半導体集積回路(IC)に、高電位側の出力端子の電圧VLED+を入力とし、定電流制御回路16を構成するエラーアンプ16Aの動作電圧Vdd1(例えば+10V)を生成する第1内部電源回路31およびこの第1内部電源回路31により生成された電圧Vdd1を入力とし、上記エラーアンプ16A以外の回路の動作電圧Vdd2(例えば+5V)を生成する第2内部電源回路32が設けられている。第1内部電源回路31と第2内部電源回路32はそれぞれシリーズレギュレータなどにより構成することができる。
このような構成によれば、上記のように、エラーアンプ16Aの動作電圧Vdd1とエラーアンプ16A以外の回路の動作電圧Vdd2とが異なる場合にも、前述した制御方式を実現して、出力電流Ioutに含まれるリップルを小さくして、出力電流Ioutを均衡点Pに近づけ、リップル率を所定値以下に収束させることができる。
一方、エラーアンプ16A以外の回路には、第2内部電源回路42により生成された低い電圧Vdd2(+5V)を動作電圧として供給することで、ICの消費電流を低減することができるとともに、エラーアンプ16A以外の回路を構成する素子として高耐圧の素子を使用する必要がなくなり、チップサイズの低減を図ることができる。
第2の変形例の電源装置は、トランジスタM1のゲート電圧VGを監視するコンパレータとして、2個のコンパレータ22A1,22A2を設けるとともに、基準電圧Vc21,Vc22を生成する抵抗分圧回路(R3~R5)24を設け、コンパレータ22A1,22A2がVG電圧とそれぞれ異なる基準電圧Vc21,Vc22とを比較するように構成されている。また、コンパレータ22A1,22A2の後段にロジック回路22Eを設けて、例えばゲート電圧VGのレベルに応じて2個のコンパレータ22A1,22A2のうち一方のコンパレータの出力を選択して、タイマー回路22BとANDゲート22Dへ供給するように構成されている。
第3の変形例の電源装置は、図1の実施形態の電源装置における参照電圧調整回路17のANDゲート22Dの後段に、ANDゲート22Dの出力の立ち上がりに同期して所定の幅のパルスを生成するワンショットパルス生成回路22Fを設けて、生成したパルスで参照電圧生成回路21のスイッチSW2をオンさせるように構成したものである。
さらに、上記実施形態では、本発明を、発光ダイオードを駆動する電源装置に適用した例を示したが、本発明は、照明用の有機EL素子を駆動する電源装置、その他、任意の負荷を電流駆動する電源装置に広く利用することができる。
Claims (8)
- 交流電源から直流電圧を生成し前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路と、
調整可能な参照電圧を生成する参照電圧生成回路と、
出力電流が流れる電流経路上に設けられ電圧によって制御される電流制御手段および前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧と前記参照電圧とに基づいて前記電流制御手段を制御する差動回路を有し、前記電流制御手段により前記電流経路の電流を制御する定電流制御回路と、
前記電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力部から前記電流制御手段までの経路上に設定された第1電位点の電圧と前記電流制御手段の制御電圧とに基づいて、前記出力電流に生じるリップルが所定のリップル率以下に収束するように前記参照電圧生成回路が生成する参照電圧を調整する参照電圧調整回路と、
を備えることを特徴とする電源装置。 - 前記差動回路は、前記参照電圧と前記電流検出電圧との電位差が小さくなるように前記電流制御手段の制御端子へ駆動信号を出力することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
- 前記参照電圧生成回路は、
参照電圧を保持する電圧保持手段と、
電源電圧端子と前記電圧保持手段の電圧端子との間に直列に接続された第1電流源及び第1スイッチ手段と、前記電流経路のうち前記電圧変換回路の低電位側の出力点の電位と所定の第1基準電圧を比較する第1電圧比較器とを備え、前記第1電圧比較器の比較結果に応じて前記第1スイッチ手段を制御して前記参照電圧を引上げ可能な引上げ回路と、
前記電圧保持手段の電圧端子と基準電位点との間に直列に接続された第2電流源及び第2スイッチ手段と、前記差動回路の出力電圧と所定の第2基準電圧を比較する第2電圧比較器とを備え、前記第2電圧比較器の比較結果に応じて前記第2スイッチ手段を制御して前記参照電圧を引下げ可能な引下げ回路と、
を有することを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の電源装置。 - 前記引下げ回路は、
前記第2電圧比較器の出力の変化に応じて所定時間の計時を開始する計時回路と、
前記計時回路の出力と前記第2電圧比較器の出力とに基づいて、前記第2電圧比較器の出力が前記所定時間よりも長い場合にその長い時間分だけ前記第2スイッチ手段をオンさせて前記参照電圧を引下げる信号を生成する論理回路と、
を有することを特徴とする請求項3に記載の電源装置。 - 前記引上げ回路の電圧の引上げ能力よりも、前記引下げ回路の電圧の引下げ能力の方が低いことを特徴とする請求項3又は請求項4に記載の電源装置。
- 交流電源から直流電圧を生成し前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換回路を有する電源装置に搭載され、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御手段を駆動する半導体集積回路であって、
参照電圧と前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧との電位差が小さくなるように前記電流制御手段に駆動信号を出力する差動回路と、
前記電流経路のうち前記電圧変換回路の高電位側の出力点から前記電流制御手段までの経路上に設定された第1電位点の電圧と前記差動回路の出力電圧とに基づいて、前記出力電流に生じるリップルが抑制されるように前記参照電圧を調整する参照電圧調整回路と、
を備え、前記参照電圧調整回路は、
参照電圧を保持する電圧保持手段と、
電源電圧端子と前記電圧保持手段の電圧端子との間に直列に接続された第1電流源及び第1スイッチ手段と、前記電流経路のうち前記電圧変換回路の低電位側の出力点の電位と所定の第1基準電圧を比較する第1電圧比較器とを備え、前記第1電圧比較器の比較結果に応じて前記第1スイッチ手段を制御して前記参照電圧を引上げ可能な引上げ回路と、
前記電圧保持手段の電圧端子と基準電位点との間に直列に接続された第2電流源及び第2スイッチ手段と、前記差動回路の出力電圧と所定の第2基準電圧を比較する第2電圧比較器とを備え、前記第2電圧比較器の比較結果に応じて前記第2スイッチ手段を制御して前記参照電圧を引下げ可能な引下げ回路と、
を有することを特徴とする半導体集積回路。 - 交流電源から直流電圧を生成し前記直流電圧を一対の出力端子間に出力する電圧変換部を有する電源装置において、出力電流が流れる電流経路の電流を制御可能な電流制御部を駆動し、前記出力電流に生じるリップルを抑制するリップル抑制方法であって、
前記出力電流の大きさを示す電流検出電圧と参照電圧との誤差増幅信号を前記電流制御部の駆動信号として生成し、前記リップルが所望のリップル電流率以下となるように、前記電流制御部の駆動信号の電圧が上昇する時間を、前記参照電圧の電圧値を調整することにより制御し負荷に流れるリップル電流を抑制することを特徴とするリップル抑制方法。 - 前記一対の出力端子のうち低電位側の電位を監視して、前記低電位側の電位が所定の電位よりも高いときには前記参照電圧の電圧値を上げる方向へ調整し、
前記電流制御部の駆動信号の電圧が高くなる期間を監視して、前記駆動信号の電圧が高くなる期間が所定の時間よりも長いときには前記参照電圧の電圧値を下げる方向へ調整することを特徴とする請求項7に記載のリップル抑制方法。
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