JP2010062150A

JP2010062150A - 交流ｌｅｄ調光装置及びそれによる調光方法

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Publication number: JP2010062150A
Application number: JP2009204338A
Authority: JP
Inventors: Byung Hoon Choi; 炳勳崔; In-Kyu Park; 仁圭朴
Original assignee: Seoul Semiconductor Co Ltd
Current assignee: Seoul Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2008-09-05
Filing date: 2009-09-04
Publication date: 2010-03-18
Anticipated expiration: 2029-09-04
Also published as: US20130093341A1; US20100060181A1; DE102009040240B4; DE102009040240A1; JP5265488B2; KR101001241B1; US8324823B2; US8901841B2; KR20100028833A; JP2012142305A; TW201014461A; TWI422275B

Abstract

【課題】トライアックの駆動電圧とＲ／Ｃ位相制御器の抵抗及びキャパシタの特性とにより調光範囲が限定されるという問題点、及び従来の調光装置でターンオンスイッチング時に高調波が多量に発生するという問題点を解決し、フリッカー現象を減少又は最少化できる、改善された交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法を提供する。
【解決手段】交流電源の供給を受けて全波整流する整流部と、整流部により全波整流された電圧の印加を受け、全波整流された昇圧電圧を生成して、パルスイネーブル信号を生成する電圧変換部と、全波整流された昇圧電圧の印加を受け、パルスイネーブル信号に応答して交流ＬＥＤを調光するパルス幅変調信号を生成する制御部と、パルス幅変調信号の制御下で交流ＬＥＤを駆動するスイッチ部と、交流電源とスイッチ部の間に接続されて交流電源に含まれる電磁気干渉を除去する電磁気干渉フィルタ部と、を含む交流ＬＥＤの調光装置。
【選択図】図３

Description

本発明は、交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法に関し、より詳細には、パルス幅変調制御を通じて交流入力電源電圧を高速で双方向にスイッチングし、交流ＬＥＤの調光機能を効果的に達成するための交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法に関する。

一般に、ランプの調光（ｄｉｍｍｉｎｇ）機能は、ランプの明るさを制御してユーザの都合に応じて用いるための機能であって、その使用は非常に限定的であった。しかし、現在、電気エネルギーの使用量の増加によって、エネルギー消費の節約が非常に重要な問題として台頭している。それによって、従来、ユーザの都合のための単純な選択的機能であったランプの調光機能は、電気エネルギー節約のための必須機能となっている。また、そのような電気エネルギー節約の必要性に応じて、環境にやさしい照明を提供するＬＥＤ（ＬｉｇｈｔＥｍｉｔｔｉｎｇＤｉｏｄｅ）が脚光を浴びている。

従来の代表的な調光装置は、トライアックのような半導体素子を用い、交流電源電圧の交流位相制御を通じて交流電源電圧の実効値（Ｖｒｍｓ）を調節することによって交流ＬＥＤを調光する。

トライアックは、２つのシリコン制御整流器（ＳＣＲ）（またはサイリスタ）を逆並列に接続した回路と等価である素子であって、ゲート端子に所定の信号を加えると、トライアックを流れる電流がある一定の閾値を下回るまで継続してオン状態を維持する双方向素子である。このようなトライアックは、当該技術分野で通常の知識を有する者にはよく知られているので、トライアックに関する詳細な説明は省略する。

このように位相制御方式は、入力電圧が「０Ｖ」の時点（入力電圧が立ち上がったり、立ち下がったりし始める時点）を基準として一定の時間遅延をした後にトライアックスイッチを駆動して、出力電圧の実効値を調節する。しかし、位相制御方式及びトライアックを用いる従来の調光方法は、トライアックの駆動のために適用される制御回路とトライアックスイッチの固有特性とにより、動作範囲においてかなりの制限が伴う。

以下では、図面を参照し、従来の調光装置及び調光方法の問題点を詳細に考察する。

図１は、トライアックを用いた従来の調光装置の一例を簡略に示したブロック図である。図１を参照すると、調光装置１０は、トライアックスイッチ１４とＲ／Ｃ位相制御器１６とを含む。トライアックスイッチ１４は交流電源１２からランプ、即ち交流ＬＥＤ１８に交流電圧を供給する、又は遮断する機能を行い、Ｒ／Ｃ位相制御器はトライアックスイッチ１４を制御する。従って、トライアックスイッチ１４は、Ｒ／Ｃ位相制御器１６から提供されるゲートターンオン信号Ｉ_Ｇによりオンされて交流電圧を交流ＬＥＤ１８に供給する。

このようなトライアックを用いた調光装置１０は、交流入力電圧が「０Ｖ」の時点で、抵抗Ｒ及びキャパシタＣを用いて所定の位相制御信号、即ちゲートターンオン信号Ｉ_Ｇを生成してトライアックスイッチ１４を駆動する。前記位相制御信号は、交流電圧の印加を受けて、抵抗及びキャパシタによって決定される時定数により遅延された信号である。

ここで、一般的なトライアックの動作特性を考慮するとき、調光装置１０の調光範囲は、トライアックの駆動電圧により制限される。

図２は、図１に例示した従来の調光装置における交流入力電圧ｖ_１及び交流入力電流ｉ_１の波形を示したグラフである。図２を参照すると、このようなトライアックを用いる位相制御方式は、位相制御特性により電流波形ｉ_１が正弦波形をなせない。

これは交流入力電圧が「０Ｖ」の時点で、抵抗ＲとキャパシタＣとを用いることにより生成される所定の位相制御信号、即ちゲートターンオン信号（図１のＩ_Ｇ）が、トライアックの動作特性上、トライアックスイッチ（図１の１４）が急に電流を流すようにするためである。従って、参照符号２０で表されたような形状の電流ｉ_１の波形が表れるようになる。

また、電流波形における電流ｉ_１が流れ始める時点は、Ｒ／Ｃ位相制御器１６の抵抗及びキャパシタにより定められる。このような位相遅延時間の決定において、抵抗及びキャパシタの動作マージンが要求される。このような動作マージンが不十分な場合には、瞬間的にゲートターンオン信号（図１のＩ_Ｇ）が流れる恐れがあり、交流ＬＥＤのフリッカー現象が起きる原因となる。

このように、最小調光範囲と最大調光範囲とがトライアックの駆動電圧とＲ／Ｃ位相制御器の抵抗及びキャパシタの特性とにより非常に限定的になるという問題点がある。

また、トライアックスイッチを用いる位相制御方式は、ゲートターンオン信号によりトライアックが急にスイッチングされるため、このようなスイッチング過程（特に、図２の参照符号２０で表されたオン時点）で高調波が多量に発生するという問題点がある。

従って、より幅広い制御範囲と線形的調光機能とを達成するためには、新たな方式の交流電源駆動回路及び制御回路が切実に要求される。

本発明が解決しようとする課題は、調光範囲がトライアックの駆動電圧とＲ／Ｃ位相制御器の抵抗及びキャパシタの特性とにより限定されるという従来の調光装置の問題点を解決するために、改善された交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法を提供することである。

本発明が解決しようとする他の課題は、従来の調光装置においてターンオンスイッチング時に高調波が多量に発生するという問題点を解決するために、改善された交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法を提供することである。

本発明が解決しようとするもう一つの課題は、従来の調光装置におけるＲ／Ｃ位相制御器の抵抗及びキャパシタの動作マージンの不足による交流ＬＥＤのフリッカリング現象を減少または最少化できる、改善された交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法を提供することである。

前記の課題を解決するための本発明の一実施形態に係る交流ＬＥＤ調光装置は、交流電源から交流電圧の供給を受けて交流電圧を１次全波整流する整流部と、整流部により１次全波整流された電圧の印加を受け、２次全波整流して昇圧された電圧を生成し、パルスイネーブル信号を生成する電圧変換部と、２次全波整流されて昇圧された電圧の印加を受け、パルスイネーブル信号に応答して交流ＬＥＤを調光するパルス幅変調信号を生成する制御部と、パルス幅変調信号の制御下で交流ＬＥＤを駆動するスイッチ部と、を含む。

交流ＬＥＤ調光装置は、交流電源とスイッチ部との間に接続されて、交流電源に含まれる電磁気干渉を除去する電磁気干渉フィルタ部をさらに含んでもよく、スイッチ部は、電磁気干渉が除去された電源の供給を受けて交流ＬＥＤを駆動してもよい。

電磁気干渉フィルタ部は、フィルタキャパシタ及び共通モードインダクタを含むラインフィルタであってもよい。

共通モードインダクタは、２段以上に直列接続されてもよい。

整流部は、交流電源の電圧を分圧する分圧回路と、分圧回路により分圧された電圧を全波整流する第１全波整流回路と、第１全波整流回路により全波整流された電圧を安定化させる第１電圧安定化回路とを含んでもよい。

第１電圧安定化回路は、整流部の出力段に並列接続されたキャパシタであってもよい。

分圧回路は、交流電源に接続された分圧用キャパシタと分圧用キャパシタに直列接続された抵抗素子とを含み、第１全波整流回路は、その抵抗素子と交流電源との間に接続されてもよい。

分圧回路は、第１全波整流回路の入力段に並列接続されて所定のツェナー電圧を提供する一対のツェナーダイオードをさらに含んでもよい。

電圧変換部は、整流部の出力電圧の印加を受けてパルス信号を生成するパルス生成回路と、パルス信号の印加を受けて矩形波信号を出力する第１増幅回路と、１次側で矩形波信号の印加を受けて２次側に昇圧された電圧を誘導する変圧器と、変圧器の２次側に誘導される電圧を全波整流し、制御部に印加されるパルスイネーブル信号を出力する第２全波整流回路と、第２全波整流回路により全波整流された電圧を安定化させる第２電圧安定化回路と、を含んでもよい。

第１増幅回路は、各々のベース端子がパルス生成回路の出力に接続され、エミッタ端子が共通に接続されて、コレクタ端子が整流部の出力段に接続される一対のバイポーラ接合トランジスタを含んでもよく、共通のエミッタ端子は、変圧器の１次側に接続されてもよい。

第２電圧安定化回路は、コレクタ端子が第２全波整流回路の出力段に接続され、エミッタ端子が制御部の入力段と接続されるバイポーラ接合トランジスタと、バイポーラ接合トランジスタのコレクタ端子とベース端子との間に接続される抵抗素子と、ベース端子に所定の基準電圧を提供するツェナーダイオードと、電圧変換部の出力段に並列接続されるキャパシタと、を含んでもよい。

変圧器の１次側接地端と電圧変換部の出力段の接地端との間には、ノイズフィルタがさらに含まれてもよい。

ノイズフィルタは、１００ｋΩ〜１０００ｋΩの抵抗を有する抵抗素子であってもよい。

第１増幅回路の出力段と変圧器の１次側との間に、直流遮断キャパシタがさらに直列に接続されてもよい。

制御部は、矩形波パルスのデューティ比を制御するデューティ比制御回路と、パルスイネーブル信号の印加を受けて矩形波パルスを第１レベルに遷移させ、デューティ比制御回路の制御により矩形波パルスを第２レベルに遷移させる矩形波パルス生成部と、矩形波パルス生成部の出力の印加を受けてパルス幅変調信号を出力する第２増幅回路と、を含んでもよい。

スイッチ部は、パルス幅変調信号が第１レベルの場合、交流電源の正の半周期の間は第１動作モードを有し、交流電源の負の半周期の間は第２動作モードを有してもよい。

スイッチ部は、パルス幅変調信号によりオンまたはオフされ、互いに直列接続された第１及び第２スイッチングトランジスタと、第１及び第２スイッチングトランジスタのそれぞれに対して並列接続された第１及び第２逆方向ダイオード（inverse diode）とを含み、第１動作モードでは第１スイッチングトランジスタ及び第２逆方向ダイオードを経由する電流経路を有し、第２動作モードでは第２スイッチングトランジスタ及び第１逆方向ダイオードを経由する電流経路を有してもよい。

前記の課題を解決するための本発明の一実施形態に係る交流ＬＥＤ調光方法は、交流電源の供給を受けてパルス幅変調信号を生成し、パルス幅変調信号の制御下で交流ＬＥＤを駆動し、パルス幅変調信号のデューティ比を調節して交流ＬＥＤを調光すること、を含む。

前記の課題を解決するための本発明の他の実施形態に係る交流ＬＥＤ調光方法は、交流電源から交流電圧の供給を受けて交流電圧を１次全波整流し、１次全波整流された電圧の印加を受け、２次全波整流して昇圧電圧を生成してパルスイネーブル信号を生成し、２次全波整流された昇圧電圧の印加を受け、パルスイネーブル信号に応答してパルス幅変調信号を生成し、パルス幅変調信号の制御下で交流電源に応じて双方向にスイッチングして交流ＬＥＤを駆動し、パルス幅変調信号のデューティ比を調節して交流ＬＥＤを調光すること、を含む。

交流ＬＥＤ調光方法は、交流電源に含まれる電磁気干渉を除去するために、交流電源を電磁気干渉フィルタリングすること、をさらに含んでもよい。

本発明によれば、パルス幅変調制御方式を用いた交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法を提供することによって、従来、調光範囲がトライアックの駆動電圧とＲ／Ｃ位相制御器の抵抗及びキャパシタの特性とにより限定されていたという問題点を改善する効果を奏する。

また、本発明によれば、改善された交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法を提供することによって、従来の調光装置におけるターンオンスイッチング時に高調波が多量に発生するという問題点を解決し、交流ＬＥＤのフリッカー現象を減少または最少化できる。

トライアックを用いた従来の調光装置の例を簡略に示したブロック図である。図１に例示した従来の調光装置における交流入力電圧と電流の波形とを示したグラフである。本発明の一実施形態に係る交流ＬＥＤの調光装置のブロック図である。図３の交流ＬＥＤ調光装置を用いた場合の交流入力電圧と電流の波形とを概略的に示したグラフである。図３の電磁気干渉フィルタ部の例を示した回路図である。図３の電磁気干渉フィルタ部の例を示した回路図である。図３の整流部の一例を示した回路図である。図３の電圧変換部の一例を示した回路図である。図３の制御部の一例を示した回路図である。パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭが最小出力の場合の例を概略的に示した波形である。パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が７０％の場合の例を概略的に示した波形である。パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が１００％の場合の例を概略的に示した波形である。図３のスイッチ部の一例を示した回路図である。本発明の一実施形態に係る交流ＬＥＤ調光装置において、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの様々なデューティ比に応じた交流ＬＥＤの電圧と入力電流との関係を示した波形である。本発明の一実施形態に係る交流ＬＥＤ調光装置において、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの様々なデューティ比に応じた交流ＬＥＤの電圧と入力電流との関係を示した波形である。本発明の一実施形態に係る交流ＬＥＤ調光装置において、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの様々なデューティ比に応じた交流ＬＥＤの電圧と入力電流との関係を示した波形である。

以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態を詳細に説明する。

図３は、本発明の一実施形態に係る交流ＬＥＤ調光装置のブロック図である。図３を参照すると、調光装置１００は、電磁気干渉（ＥｌｅｃｔｒｏＭａｇｎｅｔｉｃＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）フィルタ部（ＥＭＩフィルタ部）１０２、整流部１０４、電圧変換部１０６、制御部１０８及びスイッチ部１１０を含む。

電磁気干渉フィルタ部１０２は、交流電源１２０とスイッチ部１１０との間に接続され、交流電源１２０に含まれる電磁気干渉を除去する。即ち、電磁気干渉フィルタ部１０２は、交流電源１２０から交流ＬＥＤ１８０までの電力線に含まれる調光装置１００の内部または外部の電磁気干渉によるインパルス性ノイズ、高調波などを除去する。電磁気干渉フィルタ部１０２の使用は選択的であるが、電磁気干渉による影響を減らし、力率を改善するためには使用する方がより好ましい。

整流部１０４は、交流電源１２０から交流電圧の供給を受けて全波整流し、直流電圧Ｖを出力する。電磁気干渉フィルタ部１０２が使われる場合には、電磁気干渉フィルタ部１０２により電磁気干渉が除去された電圧ｖ_ｏｕｔが整流部１０４に供給される。

電圧変換部１０６は、整流部１０４により全波整流された電圧Ｖの印加を受け、全波整流して昇圧された電圧Ｖ_ｄｃ２を出力し、パルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}を出力する。

即ち、電圧変換部１０６は、交流電源１２０から分離された直流電圧Ｖ_ｄｃ２を出力し、さらに、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの生成に使われるパルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}を出力する。

制御部１０８は、電圧変換部１０６の出力である全波整流された昇圧電圧Ｖ_ｄｃ２の印加を受け、パルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}に応答してパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭを生成する。

スイッチ部１１０は、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの制御下で交流ＬＥＤ１８０を駆動する。電磁気干渉フィルタ部１０２が使われる場合には、スイッチ部１１０は、電磁気干渉が除去された電源ｖ_ｏｕｔの供給を受けて交流ＬＥＤ１８０を駆動する。

このように、本発明による調光装置は前記構成要素を含むことにより、従来のトライアックを用いる調光方式の場合における、トライアックの駆動電圧とＲ／Ｃ位相制御器の抵抗及びキャパシタの特性とにより調光範囲が制限されるという問題点及びターンオンスイッチング時に高調波が発生するという問題点を改善でき、Ｒ／Ｃ位相制御器の抵抗及びキャパシタのマージン不足による交流ＬＥＤのフリッカー現象を減らせるようになる。

図４は、図３の交流ＬＥＤ調光装置を用いた場合の交流入力電圧ｖ_４及び電流ｉ_４の波形の一例を概略的に示したグラフである。ここで、入力電圧とは、交流ＬＥＤ１８０への入力電圧を意味する。入力電圧及び電流のグラフは、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が１００％の場合を例示したものである。

図４の波形を図２の波形と比較してみると、電圧波形ｖ_１及びｖ_４は、互いに同一（同一の交流電源と仮定）であるが、電流波形においては、図４の電流波形ｉ_４が正弦波により近いことが分かる。また、図２での電流波形ｉ_１でのように急にオンされるトライアックスイッチを用いる場合に発生することがある高調波も抑制され得る。

図５Ａ及び図５Ｂは、図３の電磁気干渉フィルタ部１０２の例を示した回路図である。まず、図５Ａを参照すると、電磁気干渉フィルタ部１０２は、フィルタキャパシタＣ_１及び共通モード（ｃｏｍｍｏｎｍｏｄｅ）インダクタＬ_１，Ｌ_２を含むラインフィルタ（またはＡＣラインフィルタともいう）である。このようなラインフィルタは、ＬＣロウパスフィルタであって、これを通じて電源に含まれる電磁気干渉が除去される。交流電圧ｖ_ｏｕｔは、電磁気干渉が除去された電源である。

電磁気干渉フィルタ部１０２、即ちラインフィルタは、力率を一層高めるために、フィルタキャパシタＣ_１の容量は小さく、共通モードインダクタＬ_１，Ｌ_２のインダクタンスは大きく設計することが好ましい。

図５Ａのように共通モードインダクタＬ_１，Ｌ_２を単一段で構成した場合には、例えば巻線数、サイズの問題など物理的な制約が多い。従って、そのような物理的制約を克服し、共通モードインダクタのインダクタンスを大きくして力率を一層高めるためには、２段又はそれより多くの段数で直列接続されることがさらに好ましい。

従って、図５Ｂは、共通モードインダクタ（Ｌ_３とＬ_４，Ｌ_５とＬ_６）が２段に直列接続された場合を示している。このような図５Ｂは、物理的な制約及び力率改善のために２段に直列接続された場合の一例であるだけで、直列接続される段数は２段に限定されず、３段以上であってもよい。

このように、電磁気干渉フィルタ部１０２により正弦波に近い交流ＬＥＤ１８０への入力電流を生成でき、高調波抑制、その他電磁気干渉除去などを達成できるようになる。

図６は、図３の整流部（ＡＣ／ＤＣＲｅｃｔｉｆｉｅｒ）１０４の一例を示した回路図である。

図６を参照すると、整流部１０４は、交流電源ｖ_ｉｎの電圧を分圧する分圧回路１１４、分圧回路１１４により分圧された電圧を全波整流する第１全波整流回路１２４、及び第１全波整流回路１２４により全波整流された電圧を安定化させる第１電圧安定化回路Ｃ_６２を含む。

ここで、交流電源ｖ_ｉｎは、電磁気干渉フィルタリングされる前の交流電源１２０であってもよく、電磁気干渉フィルタ部１０２が使われる場合には、電磁気干渉フィルタリングされた交流電源（図５Ａまたは図５Ｂのｖ_ｏｕｔ）であってもよい。

分圧回路１１４は、交流電源ｖ_ｉｎに直列接続された分圧用キャパシタＣ_６１、分圧用キャパシタＣ_６１に直列接続された抵抗素子Ｒ_６１、抵抗素子Ｒ_６１に直列接続された一対のツェナーダイオードＺＤ_６１，ＺＤ_６２を含む。また、所定のツェナー電圧Ｖ_ＺＤを提供する一対のツェナーダイオードＺＤ_６１，ＺＤ_６２の両端は、第１全波整流回路１２４の入力段に並列接続される。

一対のツェナーダイオードＺＤ_６１，ＺＤ_６２は、逆方向に直列接続され、交流電源ｖ_ｉｎ下で所定のツェナー電圧Ｖ_ＺＤ，-Ｖ_ＺＤを提供する。

整流部１０４の回路動作を詳述すると、直列接続された分圧用キャパシタＣ_６１、抵抗素子Ｒ_６１、及び一対のツェナーダイオードＺＤ_６１，ＺＤ_６２が交流電源ｖ_ｉｎに接続されており、一対のツェナーダイオードＺＤ_６１，ＺＤ_６２の各々の両端が第１全波整流回路１２４の入力段に接続されているので、一対のツェナーダイオードＺＤ_６１，ＺＤ_６２は、第１全波整流回路１２４の入力電圧を所定のツェナー電圧Ｖ_ＺＤの範囲に制限する役割をする。

また、分圧用キャパシタＣ_６１の両端の電圧は、第１電圧安定化回路を構成するキャパシタＣ_６２の消費電力に応じて可変であってもよい。この場合、分圧用キャパシタＣ_６１、抵抗素子Ｒ_６１、及び一対のツェナーダイオードＺＤ_６１，ＺＤ_６２の直列接続回路において、交流電源ｖ_ｉｎの電圧は所定の比率で分配され、キャパシタＣ_６２の消費電力に応じてダイオードＤ_６１，Ｄ_６２，Ｄ_６３，Ｄ_６４で構成された第１全波整流回路１２４の交流入力電圧は変わる。

従って、キャパシタＣ_６２の消費電力を計算して分圧用キャパシタＣ_６１の容量を設計してもよい。例えば、分圧用キャパシタＣ_６１の容量値は、１００ｎＦ〜３３０ｎＦであってもよい。

さらに、キャパシタＣ_６２の消費電力を考慮した分圧用キャパシタＣ_６１の最適設計如何に応じ、一対のツェナーダイオードＺＤ_６１，ＺＤ_６２の使用は選択的であってもよい。

キャパシタＣ_６２は、第１電圧安定化回路を構成する。第１電圧安定化回路Ｃ_６２は、第１全波整流回路１２４により整流された電圧を直流に安定化させて、後続段である電圧変換部１０６に提供する役割をする。

図７は、図３の電圧変換部（ＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１０６の一例を示した回路図である。図７を参照すると、電圧変換部１０６は、整流部１０４の出力電圧Ｖの印加を受けて高周波パルス信号Ｐ_１を生成するパルス生成回路１１６と、高周波パルス信号Ｐ_１の印加を受けて矩形波信号Ｐ_２を出力する第１増幅回路１４６と、１次側で矩形波信号Ｐ_２の印加を受けて２次側に昇圧された電圧を誘導する変圧器ＴＲ_７１と、変圧器ＴＲ_７１の２次側に誘導される電圧ｖ_２を全波整流し、制御部１０８に印加されるパルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}を出力する第２全波整流回路１６６と、第２全波整流回路１６６により全波整流された電圧（Ｎ_７３の電圧）を安定化させる第２電圧安定化回路１５６と、を含む。

パルス生成回路１１６は、矩形波を生成する発振回路であって、デューティ比調節回路１２６及びタイマＩＣ１３６を含む。図７では、代表的にパルス生成回路１１６のタイマＩＣ１３６がＮＥ５５５タイマＩＣの場合を例に挙げるが、高周波パルス信号を生成できる回路であれば、いかなるＩＣが使われても問題ないので、タイマＩＣは例示したＮＥ５５５に限定されるわけではない。

例えば、タイマＩＣ１３６のＧＮＤ（１番）ピンは接地端に接続され、ＴＨＲ（２番）、ＴＲＧ（６番）及びＤＩＳ（７番）ピンはデューティ比を調節する周辺回路であるデューティ比調節回路１２６に接続され、ＶＣＣ（４番）及びＲＳＴ（８番）ピンは直流電圧Ｖ_ｄｃ１端に接続される。また、ＣＶ（５番）ピンには、タイマＩＣ１３６の動作を安定化させるキャパシタＣ_７３が接続される。

デューティ比調節回路１２６は、直列接続された第１抵抗素子Ｒ_７１、第２抵抗素子Ｒ_７２及びキャパシタＣ_７２を含み、ここに直流電圧Ｖが印加される。

接続された状態を詳述すると、第１抵抗素子Ｒ_７１と第２抵抗素子Ｒ_７２の間のノードＮ_７１にタイマＩＣ１３６の７番ピン（ＤＩＳ）が接続され、第２抵抗素子Ｒ_７２とキャパシタＣ_７２の間のノードＮ_７２にタイマＩＣ１３６の２番及び６番ピン（ＴＨＲ及びＴＲＧ）が共通に接続される。そうして、第１抵抗素子Ｒ_７１及び第２抵抗素子Ｒ_７２とキャパシタＣ_７２とにより決定される時定数及びタイマＩＣ１３６の動作によりデューティ比が決定される。

好ましくは、デューティ比が５０％である高周波パルス信号Ｐ_１を生成するために、図７に示した通り、第２抵抗素子Ｒ_７２に並列に接続されてキャパシタＣ_７２に対してバイアスされるダイオードＤ_７１がさらに含まれてもよい。

第１増幅回路１４６は、高周波パルス信号Ｐ_１の印加を受け、矩形波信号Ｐ_２を変圧器ＴＲ_７１の１次側に提供する。

例えば、図７に示した通り、第１増幅回路１４６は、一対のバイポーラ接合トランジスタＱ_７１，Ｑ_７２を含んでもよい。一対のバイポーラ接合トランジスタＱ_７１，Ｑ_７２のベース端子は、パルス生成回路１１６の出力段に共通に接続され、エミッタ端子は共通に接続されて、一対のバイポーラ接合トランジスタＱ_７１，Ｑ_７２それぞれのコレクタ端子は、整流部の出力段に接続される。即ち、バイポーラ接合トランジスタＱ_７１のコレクタ端子には直流電圧端Ｖが接続され、バイポーラ接合トランジスタＱ_７２のコレクタ端子は接地端に接続されて、直流電圧Ｖにより駆動される。

一対のバイポーラ接合トランジスタＱ_７１，Ｑ_７２の共通のエミッタ端子は、変圧器ＴＲ_７１の１次側に接続され、共通エミッタ端子を通じて出力される交流状の矩形波信号Ｐ_２は、変圧器ＴＲ_７１に提供される。

バイポーラ接合トランジスタＱ_７１，Ｑ_７２の共通エミッタ端子と変圧器ＴＲ_７１の１次側との間には、直流遮断キャパシタＣ_７４が直列に接続されてもよく、直流信号を遮断できる。

第２全波整流回路１６６は、４つのダイオードＤ_７２，Ｄ_７３，Ｄ_７４，Ｄ_７５を含む。第２全波整流回路１６６は、変圧器ＴＲ_７１の２次側に接続されて変圧器ＴＲ_７１により昇圧された電圧（即ち、変圧器ＴＲ_７１の２次側電圧）を全波整流する。第２全波整流回路１６６の出力段には、キャパシタＣ_７５が並列に接続されて直流電圧を安定化させる。

第２電圧安定化回路１５６は、例えば、バイポーラ接合トランジスタＱ_７３、抵抗素子Ｒ_７３、ツェナーダイオードＺＤ_７１、及びキャパシタＣ_７６を含む。

図示したバイポーラ接合トランジスタＱ_７３はｎｐｎ型トランジスタであって、コレクタ端子が第２全波整流回路１６６の出力段に接続され、エミッタ端子が制御部１０８の入力段と接続されて、コレクタ端子がツェナーダイオードＺＤ_７１と接続される。バイポーラ接合トランジスタＱ_７３のコレクタ端子とベース端子との間には、所定の抵抗値を有する抵抗素子Ｒ_７３が接続され、ベース端子と電圧変換部１０６の出力接地端Ｎ_７４との間には、ツェナーダイオードＺＤ_７１が接続されて、ベース端子に所定のツェナー電圧を提供する。また、電圧変換部１０６の出力段には、キャパシタＣ_７６が並列接続され、直流電圧Ｖ_ｄｃ２を安定化させる。

第２電圧安定化回路１５６がバイポーラ接合トランジスタＱ_７３、特にｎｐｎ型の場合を例に挙げて説明したが、ｐｎｐ型バイポーラ接合トランジスタが用いられてもよく（もちろん、バイポーラ接合トランジスタ以外の素子の設計もそれに応じて変わらなければならない）、さらに直流電圧Ｖ_ｄｃ２を安定化させることができる多様な回路が用いられてもよい。

また、変圧器ＴＲ_７１の１次側接地端Ｎ_７５と電圧変換部１０６の出力接地端Ｎ_７４との間には、ノイズフィルタ１７６が追加されてもよい。このようなノイズフィルタ１７６は、変圧器ＴＲ_７１の２次側接地Ｎ_７４、即ち電圧変換部１０６の出力段の接地を安定化させ、変圧器ＴＲ_７１の２次側に接続された回路のノイズ成分を変圧器ＴＲ_７１の１次側に通過させることによって、より安定した直流電圧Ｖ_ｄｃ２を生成できる。

ノイズフィルタ１７６は多様な構成で実現されるが、好ましくはキャパシタ、抵抗素子などで構成されてもよく、さらに好ましくは数百ｋΩ〜数千ｋΩの抵抗を有する抵抗素子であってもよい。

図７を再度参照し、電圧変換部１０６の回路動作を全体的に詳述すると、整流部１０４の出力電圧ＶがキャパシタＣ_７１により充電または安定化され、キャパシタＣ_７１両端の直流電源がタイマＩＣ１３６と第１増幅回路１４６のトランジスタＱ_７１，Ｑ_７２とを駆動する。

タイマＩＣ１３６は、第１抵抗素子Ｒ_７１及び第２抵抗素子Ｒ_７２と、キャパシタＣ_７２とにより決定される時定数の値に応じた所定のデューティ比を有する高周波パルス信号Ｐ_１を生成する。このような高周波パルス信号Ｐ_１を用いて第１増幅回路１４６は電流を増幅し、直流遮断キャパシタＣ_７４を介して変圧器ＴＲ_７１の１次側に交流状の矩形波信号を提供する。変圧器ＴＲ_７１の１次側に提供された電圧に応じて２次側から所定の比率で昇圧された電圧が誘導され、このような昇圧された電圧は、ダイオードＤ_７２，Ｄ_７３，Ｄ_７４，Ｄ_７５で構成された第２全波整流回路１６６により全波整流され、キャパシタＣ_７５により直流電圧（Ｎ_７３の電圧）に安定化される。続いて、第２電圧安定化回路１５６によりさらに安定化された直流電圧Ｖ_ｄｃ２が生成されて、後続の制御部１０８の駆動電圧として提供される。それと共に、第２全波整流回路１６６のダイオードＤ_７５とダイオードＤ_７４との間のノードで出力されるパルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}が制御部１０８に提供されてパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭが生成される。

このような電圧変換部１０６は、変圧器ＴＲ_７１を基準としてみるとき、変圧器ＴＲ_７１の１次側では交流状のパルス電圧が発生する回路で構成され、２次側は１次側と電気的に絶縁され、１次側の電圧を昇圧させて安定化した直流電圧Ｖ_ｄｃ２を生成できる。

図８は、図３の制御部１０８の一例を示した回路図である。図８を参照すると、制御部１０８は、矩形波パルスＰ_３のデューティ比を制御するデューティ比制御回路（Ｒ_ｖａｒ，Ｒ_８３，Ｃ_８２）１２８、矩形波パルス生成部１１８及び第２増幅回路（Ｑ_８１，Ｑ_８２）１３８を含む。

デューティ比制御回路１２８は、パルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}により生成されるパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの遷移時点をＲ_ｖａｒ，Ｒ_８３，及びＣ_８２の時定数によって決定する。

矩形波パルス生成部１１８は、パルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}の印加を受けて矩形波パルスＰ_３を第１レベルに遷移させ、デューティ比制御回路１２８は、第１レベルに遷移した矩形波パルスＰ_３を第２レベルに遷移させる。パルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}もまた矩形波であるので、パルス幅変調信号の周波数（または周期）もこのようなパルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}により決定される。

例えば、第１レベルがハイレベルで第２レベルがロウレベルの場合、矩形波パルスＰ_３はパルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}の印加を受けてハイレベルに立ち上がり、立ち上がった矩形波パルスＰ_３はデューティ比制御回路１２８により決定される時定数によってロウレベルに遷移することにより、矩形波パルスＰ_３のオン区間が決定される。

例えば、矩形波パルス生成部１１８は、４５２８シリーズのＩＣであってもよい。図８に示した通り、４５２８シリーズのＩＣの場合、矩形波パルス生成部１１８と、その周辺回路であるデューティ比制御回路１２８の回路接続を詳述すると、矩形波パルス生成部１１８のＲＣピンは、直列接続された可変抵抗Ｒ_ｖａｒ及び固定抵抗Ｒ_８３と、キャパシタＣ_８２との間のノードＮ_８１に接続される。直列接続された可変抵抗Ｒ_ｖａｒ、固定抵抗Ｒ_８３、及びキャパシタＣ_８２の両端に直流電圧Ｖ_ｄｃ２が印加される。矩形波パルス生成部１１８のＡピンには、パルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}が印加される。

第２増幅回路１３８は、矩形波パルス生成部１１８の出力パルスＰ_３の印加を受けてパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭを出力する。第２増幅回路１３８は、直流電圧Ｖ_ｄｃ２の提供を受けて動作し、一対のバイポーラ接合トランジスタＱ_８１，Ｑ_８２を含んでもよい。第２増幅回路１３８は、電圧変換部１０６の第１増幅回路１４６の構成と同様なので、重複する説明は省略する。ただし、トランジスタそれぞれの特性は、第１増幅回路１４６と第２増幅回路１３８とで互いに異なってもよい。

図８を再度参照して制御部１０８の全体的な回路動作を詳述すると、矩形波パルス生成部１１８及び第２増幅回路１３８は、電圧変換部１０６からの直流電源Ｖ_ｄｃ２の供給を受けて動作する。矩形波パルス生成部１１８は電圧変換部１０６で生成されるパルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}に応答して矩形波パルスＰ_３を生成し、第２増幅回路１３８はこのような矩形波パルスＰ_３の印加を受けてパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭを生成する。

先に詳述した通り、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比は、矩形波パルス生成部１１８の周辺回路であるデューティ比制御回路１２８により決定され、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのオン時点及び周波数は、パルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}により決定される。

制御部１０８の出力、即ちパルス幅変調信号の周波数は、２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚまたはそれ以上の矩形波信号であってもよく、パルス幅変調の制御はデューティ比１％〜１００％の広い範囲内で行われてもよい。

デューティ比制御回路１２８において、可変抵抗Ｒ_ｖａｒは、交流ＬＥＤを調光する操作部（図示せず）と直接的に連結されてもよく、調光の必要時に操作部により可変抵抗Ｒ_ｖａｒの抵抗値を調節することによってパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比を調節して交流ＬＥＤを調光できる。

図９Ａ〜図９Ｃは、交流ＬＥＤを調光するパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの様々な例を示した図面であって、図９Ａはパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が１％の場合の例であり、図９Ｂはパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が７０％の場合の例であり、図９Ｃはパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が１００％の場合の例である。

まず、図９Ａを参照すると、パルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}は、所定の周波数を有し、先に説明した通りパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭをイネーブルさせるとともに、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの周波数を決定する。

図８における可変抵抗Ｒ_ｖａｒを調節してパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比を１％に調整する場合、図９Ａに示したようなパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの波形が得られるが、この場合、以下で詳細に説明するスイッチ部１１０がオンする期間が非常に短いので、交流ＬＥＤの光出力は大変少ない。

図９Ｂを参照すると、パルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}は図９Ａと同一の周波数を有するように固定され、可変抵抗Ｒ_ｖａｒを調節してパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比を７０％に調整した場合である。この場合には、図９Ａの場合よりは長い期間、スイッチ部１１０がオンするので、交流ＬＥＤの光出力は図９Ａの場合よりは相当増加する。

図９Ｃを参照すると、パルスイネーブル信号Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}は図９Ａと同一の周波数を有するように固定され、可変抵抗Ｒ_ｖａｒを調節してパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比を１００％に調整した場合である。この場合には、スイッチ部１１０が常にオンしている状態であるので、交流ＬＥＤの光出力は最大となる。

図１０は、図３のスイッチ部１１０の一例を示した回路図である。図１０を参照すると、スイッチ部１１０は、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭが第１レベルの場合、交流電源の正の半周期の間は第１動作モードを有し、交流電源の負の半周期の間は第２動作モードを有する。この場合、電磁気干渉フィルタ部１０２が交流電源（図３の１２０）の後段に使われる場合には、電磁気干渉フィルタ部１０２により電磁気干渉が除去された電圧（図５Ａまたは図５Ｂのｖ_ｏｕｔ）がスイッチ部１１０に提供される。

例えば、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの第１レベル及び第２レベルは、スイッチ部１１０を構成するトランジスタＱ_１０１，Ｑ_１０２がオンされ得る電圧の大きさと、トランジスタＱ_１０１，Ｑ_１０２がオフされ得るゲート端子とソース端子との間の電圧の大きさとを意味する。

このように、スイッチ部１１０に印加される電源が交流電源であり、発光素子が交流ＬＥＤであるので、スイッチ部１１０は交流電源に対応するように互いに異なった電流経路を有する二つの動作モードを有する。

スイッチ部１１０の回路構成例は、図１０に示すように、第１及び第２スイッチングトランジスタＱ_１０１，Ｑ_１０２と、第１及び第２スイッチングトランジスタＱ_１０１，Ｑ_１０２それぞれに対応するように並列に接続された第１及び第２逆方向ダイオード（inverse diode）Ｑｄ_１０１，Ｑｄ_１０２とを含む。

第１及び第２スイッチングトランジスタＱ_１０１，Ｑ_１０２はパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭによりオンまたはオフされ、互いに直列接続されている。

第１スイッチングトランジスタＱ_１０１のドレインとソース端子との間には第１逆方向ダイオードＱｄ_１０１が第１スイッチングトランジスタＱ_１０１に対して並列に接続されており、第２スイッチングトランジスタＱ_１０２のドレインとソース端子との間には第２逆方向ダイオードＱｄ_１０２が第２スイッチングトランジスタＱ_１０２に対して並列に接続されている。

図１０に示す回路構成においては、第１動作モードでは第１スイッチングトランジスタＱ_１０１と第２逆方向ダイオードＱｄ_１０２とを経由する電流経路を有し、前記第２動作モードでは第２スイッチングトランジスタＱ_１０２と第１逆方向ダイオードＱｄ_１０１とを経由する電流経路を有する。即ち、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭがスイッチングトランジスタＱ_１０１，Ｑ_１０２をオンさせることができるレベルになる場合（上記の例で第１レベル）を仮定してみると、この場合には、スイッチングトランジスタＱ_１０１，Ｑ_１０２はいずれもオン状態であり、順方向に接続されたダイオード（第１動作モードではＱｄ_１０２、第２動作モードではＱｄ_１０１）のみが電流を流すので、第１動作モードと第２動作モードとでは、互いに異なった電流経路を有するようになる。

動作モード別に詳述すると、交流電圧ｖ_１の正の半周期区間である第１動作モードの場合には、第１逆方向ダイオードＱｄ_１０１側には電流が流れないため、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭに応じて第１スイッチングトランジスタＱ_１０１のドレインＮ_１０１とソースＮ_１０２との間に電流が流れ、又は遮断される。逆に、第２逆方向ダイオードＱｄ_１０２はバイアスであるので、第２スイッチングトランジスタＱ_１０２のソースＮ_１０２とドレインＮ_１０３との間の第２逆方向ダイオードＱｄ_１０２を経由する電流経路が形成される。

従って、結果的に、第１動作モードではパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭに応じて第１スイッチングトランジスタＱ_１０１が制御され、それにより交流ＬＥＤが調光される。

一方、交流電圧ｖ_１の負の半周期区間である第２動作モードの場合には、第２逆方向ダイオードＱｄ_１０２側には電流が流れず、従って、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭに応じて第２スイッチングトランジスタＱ_１０２のドレインＮ_１０３とソースＮ_１０２との間に電流が流れ、又は遮断される。逆に、第１逆方向ダイオードＱｄ_１０１はバイアスであるので、第１スイッチングトランジスタＱ_１０１のソースＮ_１０２とドレインＮ_１０１との間の第１逆方向ダイオードＱｄ_１０１を経由する電流経路が形成される。従って、結果的は、第２動作モードではパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭに応じて第２スイッチングトランジスタＱ_１０２が制御され、それにより交流ＬＥＤが調光される。

図１０では、スイッチングトランジスタＱ_１０１，Ｑ_１０２としてＮ型ＭＯＳＦＥＴが用いられる例を示したが、これらスイッチングトランジスタＱ_１０１，Ｑ_１０２はＰ型ＭＯＳＦＥＴであってもよく、さらにパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭにより高速にスイッチングして交流電力を交流ＬＥＤに印加できる、いかなるスイッチングトランジスタであってもよい。

図１１Ａ〜図１１Ｃは、本発明の一実施形態に係る交流ＬＥＤ調光装置において、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの様々なデューティ比に応じた交流ＬＥＤの入力電圧と電流との関係を示した波形である。

図１１Ａはパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が１％の場合であり、図１１Ｂはパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が７０％の場合であり、図１１Ｃはパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が１００％の場合である。従って、図１１Ａ，図１１Ｂ，及び図１１Ｃのそれぞれは、図９Ａ，図９Ｂ，図９Ｃに対応する交流ＬＥＤの入力電圧及び電流の波形と見ることができる。図１１Ａ〜図１１Ｃのグラフでｘ軸は時間軸であり、ｙ軸は電圧または電流軸である。

図１１Ａ及び図１１Ｂの場合には、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比に応じてパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの周期内でスイッチ部１１０がオン／オフする区間を有するので、交流ＬＥＤの入力電圧及び電流がそれに応じて変わる。従って、交流ＬＥＤの入力電圧がパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭに応じて変わる区間での内部周期と、入力電流が示される区間での内部周期とは、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭの周期と同一である。

図１１Ｃの場合には、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が１００％であるので、スイッチ部１１０が常にオン状態であり、交流電源の電圧及び電流波形と同様に示される。

交流ＬＥＤの光出力は、電圧と電流の積に依存する。図１１Ａ〜図１１Ｃに示すように、パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が増加するに伴ってピーク値が大きくなり、従って、交流ＬＥＤの光出力はパルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭのデューティ比が増加するに伴って大きくなる。

パルス幅変調信号Ｖ_ＰＷＭは、所定の範囲内で（例えば１％から１００％まで）デューティ比を調節することによって線形的に制御できる。

上述した通り、本発明による交流ＬＥＤ調光装置は、従来の調光装置の問題点を改善してパルス幅変調信号により効率的で広範囲な調光機能を達成できる。特に、本発明による交流ＬＥＤ調光装置は、前述した従来のトライアックスイッチを用いる調光装置での調光範囲の限界及び高調波発生の問題を改善できる。

次に、本発明の一実施形態に係る交流ＬＥＤ調光方法は、１）交流電源の供給を受けてパルス幅変調信号を生成すること、２）パルス幅変調信号の制御下で交流ＬＥＤを駆動すること、３）パルス幅変調信号のデューティ比を調節して交流ＬＥＤを調光すること、を含む。

パルス幅変調信号は、多様なＩＣ及び周辺回路などを用いて生成でき、その一例は先の図６〜図８，及び図１０を参照して説明した交流ＬＥＤ調光装置においてパルス幅変調信号を生成する回路であってもよい。このような回路によるパルス幅変調信号生成については既に十分に説明したので重複して説明はしない。

本発明の一実施形態に係る交流ＬＥＤ調光方法は、パルス幅変調信号のデューティ比を調節することによって交流ＬＥＤを調光するが、ここで、パルス幅変調信号を生成するために供給される交流電源、または交流ＬＥＤを駆動するために供給される交流電源に含まれる内部または外部の電磁気干渉により発生するノイズを除去するために、電磁気干渉をフィルタリングすることをさらに含んでもよい。

例えば、電磁気干渉フィルタリングは、図５Ａまたは図５Ｂに示した電磁気干渉フィルタを用いて実現されてもよい。

また、本発明の他の実施形態に係る交流ＬＥＤ調光方法は、１）交流電源の供給を受けて１次全波整流すること、２）１次全波整流された電圧の印加を受け、２次全波整流して昇圧電圧を生成し、パルスイネーブル信号を生成すること、３）２次全波整流された昇圧電圧の印加を受け、パルスイネーブル信号に応答してパルス幅変調信号を生成すること、４）パルス幅変調信号の制御下で交流電源に応じて双方向にスイッチングして交流ＬＥＤを駆動すること、５）パルス幅変調信号のデューティ比を調節して交流ＬＥＤを調光すること、を含む。

交流ＬＥＤ調光方法でのそれぞれの段階は、例えば図６〜図８，及び図１０を参照して説明できる。即ち、１次全波整流は図６の整流部１０４により実現され、２次全波整流、昇圧電圧出力及びパルスイネーブル信号出力は図７の電圧変換部１０６により実現され、パルス幅変調信号の生成は図８の制御部１０８により実現され、双方向のスイッチングを通じた交流ＬＥＤの駆動は図１０のスイッチ部１１０により実現される。

また、デューティ比の調節による交流ＬＥＤの調光は、先に説明した通り、可変抵抗Ｒ_ｖａｒが交流ＬＥＤを調光する操作部（図示せず）と直接的に連結されているデューティ比制御回路１２８によって達成されてもよい。

同様に、前記交流ＬＥＤ調光方法は、パルス幅変調信号生成のために印加される交流電源、または交流ＬＥＤを駆動するために供給される交流電源に含まれる内部または外部の電磁気干渉により発生するノイズを除去するために、電磁気干渉をフィルタリングすること、をさらに含んでもよい。

本発明に係る交流ＬＥＤ調光方法は、パルス幅変調制御方法を通じて交流ＬＥＤを調光することによって、効率的で広範囲な線形的な調光機能を達成でき、高調波発生を抑制できるようになる。

上述したように、本発明の実施形態に係る交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法は、従来の調光方式の場合における、トライアックの駆動電圧とＲ／Ｃ位相制御器の抵抗及びキャパシタの特性とにより調光範囲が限定されるという問題点及びターンオンスイッチング時に高調波が発生するという問題点を改善できる。

さらに、本発明の実施形態に係る交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法は、従来の調光方式の場合において、ターンオンスイッチング時に高調波が多量に発生するという問題点を改善できる。

さらに、本発明の実施形態に係る交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法は、従来の調光方式において、Ｒ／Ｃ位相制御器の抵抗及びキャパシタのマージン不足による交流ＬＥＤのフリッカー現象を減少又は最小化することが可能である。

上述した本発明の様々な実施形態は互いに組み合わせることが可能であり、ここに記載されていないさらなる実施形態を提供するために、必要があるならば、様々な特許、特許出願及び刊行物の概念を適用して本発明の実施形態を変更することも可能である。

本発明に係る交流ＬＥＤ調光装置及びそれによる調光方法は、前記実施形態に限定されず、本発明の基本原理を逸脱しない範囲で多様に設計され応用され得ることは、本発明の属する技術分野で通常の知識を有する者には自明な事実であると言える。

１００：調光装置
１０２：電磁気干渉フィルタ部
１０４：整流部
１０６：電圧変換部
１０８：制御部
１１０：スイッチ部
Ｖ_ＰＷＭ：パルス幅変調信号
Ｐ_{ｅｎ＿ＰＷＭ}：パルスイネーブル信号
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６：インダクタ
Ｃ１，Ｃ６１，Ｃ６２，Ｃ７１，Ｃ７２，Ｃ７３，Ｃ７４，Ｃ７５，Ｃ７６：キャパシタ
Ｄ６１，Ｄ６２，Ｄ６３，Ｄ６４，Ｄ７１，Ｄ７２，Ｄ７３，Ｄ７４，Ｄ７５：ダイオード
１１４：分圧回路
１２４：第１全波整流回路
１１６：パルス生成回路
１２６：デューティ比調節回路
１３６：タイマＩＣ
１４６：第１増幅回路
１５６：第２電圧安定化回路
１６６：第２全波整流回路
１７６：ノイズフィルタ
１１８：矩形波パルス生成部
１２８：デューティ比制御回路
１３８：第２増幅回路
Ｑ_１０１、Ｑ_１０２：スイッチングトランジスタ
Ｑｄ_１０１、Ｑｄ_１０２：逆方向ダイオード

Claims

交流電源の供給を受けて１次全波整流する整流部と、
前記整流部により１次全波整流された電圧の印加を受け、２次全波整流して昇圧された電圧を生成し、パルスイネーブル信号を生成する電圧変換部と、
前記２次全波整流されて昇圧された電圧の印加を受け、前記パルスイネーブル信号に応答して交流ＬＥＤを調光するパルス幅変調信号を生成する制御部と、
前記パルス幅変調信号の制御下で前記交流ＬＥＤを駆動するスイッチ部と、
を含むことを特徴とする交流ＬＥＤ調光装置。
前記交流電源と前記スイッチ部との間に接続され、前記交流電源に含まれる電磁気干渉を除去する電磁気干渉フィルタ部をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の交流ＬＥＤ調光装置。
前記電磁気干渉フィルタ部は、フィルタキャパシタ及び共通モードインダクタを含むラインフィルタであることを特徴とする請求項２に記載の交流ＬＥＤ調光装置。
前記共通モードインダクタは、２段以上で直列接続されることを特徴とする請求項３に記載の交流ＬＥＤ調光装置。
前記整流部は、
前記交流電源の電圧を分圧する分圧回路と、
前記分圧回路により分圧された電圧を全波整流する第１全波整流回路と、
前記第１全波整流回路により全波整流された電圧を安定化させる第１電圧安定化回路と、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の交流ＬＥＤ調光装置。
前記分圧回路は、
前記交流電源に接続された分圧用キャパシタと、
前記分圧用キャパシタに直列接続された抵抗素子と、
を含み、
前記第１全波整流回路は、前記抵抗素子と前記交流電源との間に接続されることを特徴とする請求項５に記載の交流ＬＥＤ調光装置。
前記分圧回路は、
前記第１全波整流回路の入力段に並列接続され、所定のツェナー電圧を提供する一対のツェナーダイオードをさらに含むことを特徴とする請求項６に記載の交流ＬＥＤ調光装置。
前記電圧変換部は、
前記整流部からの出力電圧の印加を受けてパルス信号を生成するパルス生成回路と、
前記パルス信号の印加を受けて矩形波信号を生成する第１増幅回路と、
１次側で前記矩形波信号の印加を受けて２次側に昇圧された電圧を誘導する変圧器と、
前記変圧器の２次側に誘導される電圧を全波整流し、前記制御部に印加されるパルスイネーブル信号を出力する第２全波整流回路と、
前記第２全波整流回路により全波整流された電圧を安定化させる第２電圧安定化回路と、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の交流ＬＥＤ調光装置。
前記変圧器の１次側接地端と前記電圧変換部の出力段の接地端との間には、ノイズフィルタがさらに含まれることを特徴とする請求項８に記載の交流ＬＥＤ調光装置。
前記第１増幅回路の出力段と前記変圧器の１次側との間には、直流遮断キャパシタがさらに直列接続されることを特徴とする請求項８に記載の交流ＬＥＤ調光装置。
前記制御部は、
矩形波パルスのデューティ比を制御するデューティ比制御回路と、
前記パルスイネーブル信号の印加を受けて前記矩形波パルスを第１レベルに遷移させ、前記デューティ比制御回路の制御により前記矩形波パルスを第２レベルに遷移させる矩形波パルス生成部と、
前記矩形波パルス生成部の出力の印加を受けて前記パルス幅変調信号を出力する第２増幅回路と、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の交流ＬＥＤ調光装置。
前記スイッチ部は、
前記パルス幅変調信号が第１レベルの場合、前記交流電源の正の半周期の間は第１動作モードを有し、前記交流電源の負の半周期の間は第２動作モードを有することを特徴とする請求項１に記載の交流ＬＥＤ調光装置。
交流電源の供給を受けてパルス幅変調信号を生成し、
前記パルス幅変調信号の制御下で交流ＬＥＤを駆動し、
前記パルス幅変調信号のデューティ比を調節して前記交流ＬＥＤを調光すること、
を含むことを特徴とする交流ＬＥＤ調光方法。
交流電源の供給を受けて１次全波整流し、
前記１次全波整流された電圧の印加を受け、２次全波整流して昇圧電圧を生成し、パルスイネーブル信号を生成し、
前記２次全波整流された昇圧電圧の印加を受け、前記パルスイネーブル信号に応答してパルス幅変調信号を生成し、
前記パルス幅変調信号の制御下で前記交流電源に応じて双方向にスイッチングして交流ＬＥＤを駆動し、
前記パルス幅変調信号のデューティ比を調節して前記交流ＬＥＤを調光すること、
を含むことを特徴とする交流ＬＥＤ調光方法。
前記交流電源に含まれる電磁気干渉を除去するために、電磁気干渉フィルタリングすること、をさらに含むことを特徴とする請求項１３または請求項１４に記載の交流ＬＥＤ調光方法。