CN102105009B - 高功率因数led驱动电源及其控制电路 - Google Patents

Abstract

一种高功率因数LED驱动电源系统包括：整流电路，输入交流电压，输出一周期性整流电压，相位与交流电压相位相同；变压器，具有原边绕组和副边绕组及辅助绕组；功率开关，耦合到原边绕组；控制电路，耦合到功率开关，通过功率开关控制变压器的原边绕组中的电流，使原边绕组中电流脉冲的峰值的包络与整流电路的交流输入电压的相位保持相同，并且输出恒定的平均输出电流；功率开关的每一个开关周期内副边绕组的电流脉冲特征由副边整流器件的导通时间和关断时间确定；控制导通时间和关断时间的比为一特定表达式。本发明一种高功率因数LED驱动电源系统及控制电路，无需副边恒流恒压反馈控制电路，在宽交流输入电压范围内，实现高功率因数和恒流输出。

Description

高功率因数LED驱动电源及其控制电路

技术领域

本发明涉及高功率因数LED驱动电源技术领域，特别涉及一种高功率因数LED驱动电源系统及其控制电路。 

背景技术

开关电源用于驱动LED发光二极管时，为使二极管的发光亮度保持恒定，一般要求开关电源具有恒流输出的功能。特别地，如果用于驱动发光二极管的开关电源能够满足全电压范围内输出电流恒定，则发光二极管灯泡在不同交流电规格的地方使用时会得到同样的亮度，有利于发光二极管灯泡的普及和生产成本的降低。 

另外，对于接入交流电网的发光二极管灯泡的功率因数都有一定的要求，因为如果功率因数不够，则会对电网造成一定程度的污染。IEC国际电工委员会对照明灯具提出了明确的谐波要求，即IEC61000-3-2标准。美国能源之星标准规定，对于功率大于5W的发光二极管灯泡要求功率因数不低于0.7。欧洲标准规定，对于大于25W的发光二极管灯泡要求功率因数高于0.9。从实际应用的情况看，对功率因数的要求大都高于标准的规定。 

现有的能同时满足高功率因数和宽交流输入电压范围恒流输出功能的最简单驱动电源是基于反激式拓扑的单级PFC电路，单级PFC反激式电路能同时实现输入电流的功率因数校正和输出电流的调整。然而现有的单级PFC反激式电路需要变压器副边的恒流恒压反馈控制电路和光耦器件，导致系统复杂，电路体积大和成本增加。 

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种全新的高功率因数LED驱动电源系统及其控制电路，无需副边的恒流恒压反馈控制电路和光耦器件，能够在宽交流输入电压范围内，实现高功率因数和恒流输出。 

本发明提供一种高功率因数LED驱动电源系统，包括： 

整流电路，用于输入交流电压，输出一周期性整流电压，所述周期性整流电压的相位与所述交流电压的相位相同； 

变压器，具有与所述整流电路耦合的原边绕组和副边绕组，以及一个辅助绕组； 

功率开关，耦合到原边绕组； 

控制电路，耦合到所述功率开关，用于通过所述功率开关控制变压器的原边绕组中的电流，使得原边绕组中电流脉冲的峰值的包络与整流电路的交流输入电压的相位保持相同，并且输出恒定的平均输出电流；通过所述辅助绕组接收一个反映与副边绕组耦合的整流器件工作状态的输入信号；功率开关的每一个开关周期内副边绕组的电流脉冲的特征由副边整流器件的导通时间和关断时间确定；控制所述整流器件的导通时间和关断时间的比例为一特定表达式。 

优选地，所述整流器件的导通时间与开关周期时间的比例为k1*sinθ； 

所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义： 

Ipp(t)＝(Ns/Np)*(1+1/k1)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|； 

其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k1是一个常量。 

优选地，所述整流器件的导通时间与开关周期时间的比例为k2*sinθ/(1+k2*sinθ)； 

所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义： 

Ipp(t)＝(Ns/Np)*(1+1/k2)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|； 

其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k2是一个常量。 

优选地，所述控制电路包括： 

除法器电路，一个输入端为输入交流电压检测瞬时信号，另一输入端为输入交流电压检测的峰值信号，输出端输出的结果为输入交流电压检测瞬时信号除以输入交流电压检测的峰值信号； 

参考电压产生电路，用于根据所述除法器电路输出的结果产生一交变的参考电压，该交变的参考电压具有与所述交流电压相同的相位； 

功率开关断开时刻控制电路，分别与所述参考电压产生电路和所述第二输 入端CS耦接，用于检测到所述第二输入端CS的电压达到所述交变参考电压时，通过控制功率开关驱动电路控制所述功率开关断开，以切断所述原边绕组中的电流。 

优选地，所述控制电路进一步包括： 

副边绕组状态检测电路，用于接收来自第四输入端FB的电压信号，产生反映所述整流器件导通情况的电压信号； 

功率开关导通时刻控制电路，用于在所述整流器件关断时，通过第一恒流源为一电容充电；在所述整流器件导通时，通过第二恒流源为所述电容放电；在所述电容电压超过预设的参考电压值时，通过所述功率开关驱动电路控制所述功率开关导通。 

优选地，所述交变参考电压为一个近似的取绝对值的正弦电压信号，其频率是输入交流电压频率的两倍，至少每隔一次到达最低电压的时刻与输入交流电压由正到负过零时刻或者由负到正过零时刻重合；所述参考电压的电压平均值与所述高功率因数LED驱动电源系统输出的电流的平均值成正比。 

本发明还提供一种高功率因数LED驱动电源控制电路，用于控制高功率因数LED驱动电源系统的输出电流，所述控制电路包括： 

第一输入端VS，用于检测输入周期性变化的交流电压； 

第二输入端Vpk，用于检测输入周期性变化的交流电压的峰值； 

第三输入端CS，用于感应高功率因数LED驱动电源系统中的电流； 

控制信号输出端OUT，用于输出控制信号给功率开关，以调节所述高功率因数LED驱动电源系统中的电流，使所述高功率因数LED驱动电源系统中的电流的峰值的包络与第一输入端输入的交流电压同相，并且使高功率因数LED驱动电源系统输出的电流为恒定的平均输出电流；控制所述控制电路的整流器件的导通时间和关断时间的比例为一特定表达式。 

优选地，所述感应高功率因数LED驱动电源系统中的电流为变压器的原边绕组中的电流；所述感应高功率因数LED驱动电源系统输出的电流为所述变压器的副边绕组的电流。 

优选地，所述控制电路包括： 

除法器电路，一个输入端为输入交流电压检测瞬时信号，另一输入端为输 入交流电压检测的峰值信号，输出端输出的结果为输入交流电压检测瞬时信号除以输入交流电压检测的峰值信号； 

参考电压产生电路，用于根据除法器电路输出的结果产生一交变的参考电压，该交变的参考电压具有与所述交流电压相同的相位； 

功率开关断开时刻控制电路，分别与所述参考电压产生电路和所述第二输入端CS耦接，用于检测到所述第二输入端CS的电压达到所述交变参考电压时，通过控制功率开关驱动电路控制所述功率开关断开，以切断所述原边绕组中的电流。 

优选地，所述参考电压为一个近似的取绝对值的正弦电压信号，其频率为所述交流电压的频率的两倍，至少每隔一次到达最低电压的时刻与所述交流电压由正到负过零时刻或者由负到正过零时刻重合；所述参考电压的平均值与高功率因数LED驱动电源系统的输出电流的平均值成正比。 

优选地，所述控制电路还包括： 

第四输入端FB，用于通过变压器的辅助绕组获取反映与副边绕组耦合的整流器件的电压信号。 

优选地，所述控制电路还包括： 

副边绕组状态检测电路，用于接收来自第四输入端FB的电压信号，产生反映所述整流器件导通情况的电压信号； 

功率开关导通时刻控制电路，用于在所述整流器件关断时，通过第一恒流源为一电容充电；在所述整流器件导通时，通过第二恒流源为所述电容放电；在所述电容电压超过预设的参考电压值时，通过所述功率开关驱动电路控制所述功率开关导通。 

优选地，所述整流器件的导通时间与开关周期时间的比例为k1*sinθ； 

所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义： 

Ipp(t)＝(Ns/Np)*(1+1/k1)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|； 

其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k1是一个常量。 

优选地，所述整流器件的导通时间与开关周期时间的比例为k2*sinθ/(1+k2*sinθ)； 

所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义： 

Ipp(t)＝(Ns/Np)*(1+1/k2)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|； 

其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k2是一个常量。 

与现有技术相比，本发明实施例所述高功率因数LED驱动电源系统具有以下优点： 

本发明实施例所述高功率因数LED驱动电源系统，通过控制电路的设计，控制所述整流器件的导通时间和关断时间的比例为一特定表达式；可达到在额定输出功率(以驱动发光二极管最大个数作为衡量标准)以下全电压范围内恒流驱动一组发光二极管同时保证功率因数大于给定值的目的。实现了既保证系统高的功率因数，同时保证输出平均电流恒定。 

将本发明实施例高功率因数LED驱动电源系统应用于驱动发光二极管时，二极管的发光亮度对于人眼而言是恒定的，不会出现人眼能够感觉出的亮度变化。而且，在远小于10毫秒的时间尺度上，应用本发明实施例的高功率因数LED驱动电源系统的平均输出电流是变化的，该变化的平均电流的包络与整流后的输入交流电同相位。相应地，流过功率开关的锯齿波电流峰值的包络同样与整流后的输入交流电同相位，从而保证了足够高的功率因数。 

本发明实施例所述高功率因数LED驱动电源系统，无需副边的恒流恒压反馈控制电路和光耦器件，在输出负载较宽的范围内，实现恒流输出；在宽的交流输入电压范围内，实现极高的功率因数和极小的输入电流总谐波失真；电路结构简单，成本低廉，有利于LED系统的大规模应用。 

附图说明

图1是本发明实施例高功率因数LED驱动电源系统的原理框图； 

图2是本发明实施例高功率因数LED驱动电源系统驱动四个发光二极管的原理图； 

图3是图2中高功率因数LED驱动电源系统输出的电流波形图； 

图4是本发明实施例中确定功率开关导通与关断时刻的波形图； 

图5是本发明实施例高功率因数LED驱动电源控制电路的原理图； 

图6是本发明实施例高功率因数LED驱动电源控制电路的一个具体实现原现图； 

图7是图6所示的高功率因数LED驱动电源控制电路的主要节点波形图； 

图8是本发明次选实施例控制电路的一个具体实现电路原现图。 

图9是图8的控制电路的主要节点的波形。 

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，结合附图详细描述根据本发明的优选实施例。 

视觉暂留效应可以使人眼无法分辨快于10毫秒的亮度变化。为此，本发明实施例高功率因数LED驱动电源系统及高功率因数LED驱动电源控制电路在10毫秒以上的时间尺度上实现高功率因数LED驱动电源输出平均电流的恒定，亦即输出电流不含有低于100Hz的频率分量，并且保证发光二极管灯泡具有较高的功率因数。 

如图1所示，是本发明实施例高功率因数LED驱动电源系统的原理框图。 

本发明实施例高功率因数LED驱动电源系统，包括： 

整流电路101，用于输入交流电压，输出一周期性整流电压，所述周期性整流电压的相位与所述交流电压的相位相同； 

变压器102，具有与所述整流电路101耦合的原边绕组和副边绕组，以及一个辅助绕组； 

功率开关103，耦合到原边绕组； 

控制电路104，耦合到所述功率开关103，用于控制变压器102原边绕组中的电流，使得原边绕组中电流脉冲的峰值的包络与整流电路101的交流输入电压的相位保持相同，并且输出恒定的平均输出电流。 

控制电路104通过控制变压器102的辅助绕组接收一个反映与副边绕组耦合的整流器件工作状态的输入信号；功率开关的每一个开关周期内副边绕组的电流脉冲的特征由副边整流器件的导通时间和关断时间确定；控制所述整流器 件的导通时间和关断时间的比例为一特定表达式。 

需要说明的是，图1仅仅是本发明实施例高功率因数LED驱动电源系统的一个原理性示意图，其并不限定所述高功率因数LED驱动电源系统的具体结构。 

下面通过一个具体示例进一步详细说明本发明实施例高功率因数LED驱动电源系统在驱动发光二极管中的应用。 

如图2所示，是本发明实施例高功率因数LED驱动电源系统驱动四个发光二极管的原理图。其中： 

整流桥201对输入交流电整流，电容C1为整流桥的滤波电容，用于降低电磁干扰； 

变压器202为反激式变换器的变压器，由原边绕组221、副边绕组222和辅助绕组223组成，绕组上的点表示绕组的同名端。 

控制电路203包括以下管脚：整流电压检测VS、VS的峰值检测Vpk、副边绕组状态检测FB、原边电流检测CS、功率开关驱动OUT、电源VCC和地GND。其中，FB管脚经过分压电阻R1和R2从辅助绕组223获取反映副边绕组222工作状态的信号；其CS管脚通过采样电阻R5检测流过功率开关204的电流；其VS管脚通过分压电阻R3和R4检测经整流桥201整流后的交流电压Vin的大小和相位。 

控制电路203根据CS管脚检测流过功率开关204的电流以及FB管脚获取的反映副边绕组222工作状态的信号，由OUT管脚输出控制信号，控制功率开关204的导通和关断，再通过副边整流器件(图中2中具体为整流二极管D1)的整流，得到在10毫秒以上的时间尺度上稳定的平均输出电流Io； 

辅助绕组223通过整流二极管D2和滤波电容C2为控制电路203提供能量，以维持控制电路203正常工作。 

采用本发明实施的高功率因数LED驱动电源系统，可以在额定输出功率(以驱动发光二极管最大个数作为衡量标准)以下，无需改变电源系统元件参数即可实现全电压范围内恒流驱动一组发光二极管，同时保证较好的功率因 数。 

参照图3，该图是图2中高功率因数LED驱动电源系统输出的电流波形图。 

图3中，Io为流过发光二极管200的大于10毫秒时间尺度下的平均电流，Io1为流过发光二极管200的小时间尺度(远小于10毫秒)下的平均电流，Is为流过整流二极管D1的瞬时电流。 

根据发光二极管200所需的亮度，可以确定高功率因数LED驱动电源系统需要输出的平均电流Io。根据对高功率因数LED驱动电源系统功率因数的要求、以及测量获得的交流电相位，可以得出一个副边绕组电流在远小于10毫秒时间尺度下的目标平均电流波形Io1。作为本发明的一个实施例，可选择Io1波形趋近于(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|，其中f为市电频率。 

在实际应用中，可以通过选择合适的副边锯齿电流Is的形状，使其在远小于10毫秒时间尺度下的平均电流波形趋近于Io1。然后根据副边锯齿电流Is的形状和变压器等元件参数，确定原边锯齿电流Ip的形状，如图3下方波形所示。 

也就是说，在本发明实施例中，根据系统对功率因数和大时间尺度下输出平均电流的要求，确定副边电流在小时间尺度下与输入交流电同相位的平均值的包络曲线，进而确定副边峰值电流的包络曲线，再将该曲线映射到原边得到与输入交流电同相位的原边峰值电流包络曲线，从而实现输出平均电流恒定、并且能够改善系统功率因数。 

具体地，可以根据副边绕组耦合的整流器件——二极管D1的导通状态确定功率开关204下一次开始导通的时刻，根据目标原边峰值电流包络曲线确定功率204的导通时间。 

如图4所示，是本发明实施例中确定功率开关导通与关断时刻的波形图。 

通过控制电路203的设计，使副边整流二极管D1导通时间Tons与开关周期T之比为k1sinθ，即Tons/T＝k1·sinθ。 

式中的k1是一个常量，k1的取值需要满足： 

Lp*Ipp/((Ns/Np)*Vo*k1)≥Lp*Ipp/Vinpk+Lp*Ipp*sinθ/((Ns/Np)*Vo)， 

即T≥Tons+Tonp 

为此，只需使副边峰值电流Ips(t)落在公式(1)确定的包络曲线上： 

Ips(t)＝(1+1/k1)*(1/2)*π*|sin(2πft)|            (1) 

副边电流在远小于10毫秒的时间尺度上的平均值即为： 

Io1＝(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|                        (2) 

在大时间尺度下，系统输出电流的平均值为： 

$\left(f\right)*{\∫}_0^{1/f}\left(\mathrm{Io}1\right)\mathrm{dt}=\left(f\right)*(1/2)*\mathrm{\π}*\mathrm{Io}*{\∫}_0^{1/f}\left|\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)\right|\mathrm{dt}=\mathrm{Io}---\left(3\right)$

为了满足(1)的要求，需要使原边峰值电流Ipp(t)落在公式(4)确定的曲线上： 

Ipp(t)＝(Ns/Np)*(1+1/k1)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|    (4) 

其中，Ns和Np分别是变压器副边绕组匝数和原边绕组匝数。 

由此可以推断出，在给定系统输出平均电流和功率因数要求条件下，应用本发明实施例的高功率因数LED驱动电源系统，目标原边峰值电流Ipp(t)只需落在上式(3)确定的包络曲线上，即可达到在额定输出功率(以驱动发光二极管最大个数作为衡量标准)以下全电压范围内恒流驱动一组发光二极管同时保证功率因数大于给定值的目的。 

令Va(t)代表整流后的输入交流电压的振幅，则整流后的输入电压可以表述为： 

Vin(t)＝Va(t)*|sin(2πft)|                         (5) 

根据上式(5)和上述目标原边峰值电流Ipp(t)的包络线表达式，基于Vin(t)＝Lp*Ipp(t)/Tonp可以实时确定原边导通时间，也就是关断功率开关的时刻。 

根据公式(1)到(5)可以理解，原边峰值电流Ipp(t)的包络线与Vin(t)为同相位正弦波形并且在不同Va(t)条件下，Ipp(t)的包络线幅值不变。这样就实现了既保证系统高的功率因数(因为原边峰值电流Ipp(t)的包络线与Vin(t)相似)，同时保证输出平均电流恒定。 

将本发明实施例高功率因数LED驱动电源系统应用于驱动发光二极管时，发光二极管的发光亮度对于人眼而言是恒定的，不会出现人眼能够感觉出的亮度变化。而且，在远小于10毫秒的时间尺度上，应用本发明实施例的高功率因数LED驱动电源系统的平均输出电流是变化的，该变化的平均电流的包络与整流后的输入交流电同相位。相应地，流过功率开关的锯齿波电流峰值的包 络同样与整流后的输入交流电同相位，从而保证了足够高的功率因数。 

相应地，本发明实施例还提供一种高功率因数LED驱动电源控制电路，用于控制高功率因数LED驱动电源系统的输出电流。 

继续参照图1，所述控制电路203包括： 

第一输入端VS，用于检测输入周期性变化的交流电压瞬时信号； 

第二输入端Vpk，用于检测输入周期性变化的交流电压的峰值信号； 

第三输入端CS，用于感应所述高功率因数LED驱动电源系统中的电流Ip； 

控制信号输出端OUT，用于输出控制信号给功率开关204，以调节所述高功率因数LED驱动电源系统中的电流Ip，使所述高功率因数LED驱动电源系统中的电流Ip的峰值的包络与第一输入端VS输入的交流电压同相，并且使所述高功率因数LED驱动电源系统输出的电流Io为恒定的平均输出电流。控制所述控制电路的整流器件的导通时间和关断时间的比例为一特定表达式。 

其中，所述高功率因数LED驱动电源系统中的电流为变压器的原边绕组中的电流；所述高功率因数LED驱动电源系统输出的电流为所述变压器的副边绕组的电流。 

所述控制电路203还可进一步包括：第四输入端FB，用于通过变压器的辅助绕组获取反映与副边绕组耦合的整流器件D1的工作状态信号。 

所述控制电路203可以是单个芯片，采用小尺寸低成本的SOIC-8封装形式。 

如图5所示，是本发明实施例高功率因数LED驱动电源控制电路的原理图。 

在该实施例中，所述控制电路包括： 

除法器电路701，用于产生与输入交流电压整流后同相位波形；除法器电路701的一个输入端为输入交流电压检测瞬时信号，另一输入端为输入交流电压检测的峰值信号，输出端输出的结果为输入交流电压检测瞬时信号除以输入交流电压检测的峰值信号。 

参考电压产生电路702，用于根据所述除法器电路701的输出结果产生一交变的参考电压，该交变的参考电压具有与所述交流电压相同的相位。 

功率开关断开时刻控制电路703，分别与所述参考电压产生电路702和所述第三输入端CS耦接，用于检测到所述第三输入端CS的电压达到所述交变参考电压时，控制功率开关断开，以切断所述原边绕组中的电流。 

所述控制电路还包括： 

副边绕组状态检测电路705，用于接收来自第四输入端FB的电压信号，产生反映所述整流器件导通情况的电压信号。 

功率开关导通时刻控制电路706，用于在所述整流器件关断时，通过第一恒流源为一电容充电；在所述整流器件导通时，通过第二恒流源为所述电容放电；在所述电容电压超过预设的参考电压值时，控制所述功率开关导通。 

功率开关驱动电路704，用于根据所述功率开关断开时刻控制电路703和功率开关导通时刻控制电路706的输出向控制信号输出端OUT输出控制信号，以控制所述功率开关断开和导通。 

优选地，所述参考电压为一个近似的取绝对值的正弦电压信号，其频率为所述交流电压的频率的两倍，至少每隔一次到达最低电压的时刻与所述交流电压由正到负过零时刻或者由负到正过零时刻重合；所述参考电压的平均值与高功率因数LED驱动电源系统的输出电流的平均值成正比。 

优选地，所述副边整流二极管D1的导通时间与开关周期时间的比例为k1*sinθ。 

功率开关导通时间为：Tonp＝Lp*Ipp/Vinpk 

副边整流二极管D1的导通时间为：Tons＝Lp*Ipp*sinθ/((Ns/Np)*Vo) 

功率开关周期时间为：T＝Tons/(k1*sinθ)＝Lp*Ipp/((Ns/Np)*Vo*k1) 

式中的k1是一个常量，k1的取值需要满足： 

Lp*Ipp/((Ns/Np)*Vo*k1)≥Lp*Ipp/Vinpk+Lp*Ipp*sinθ/((Ns/Np)*Vo)， 

即T≥Tons+Tonp 

所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义： 

Ipp(t)＝(Ns/Np)*(1+1/k1)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|； 

其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k1是一个常量，k1的取值参见前文所述。 

如图6所示，是本发明实施例控制电路的一个具体实现电路原现图。 

其中，除法器电路801和参考电压产生电路802输出一个与整流后的交流电同相位的交变参考电压VrefA，作为比较器804的正相输入端。从第三输入端 CS输入的原边电流检测信号经前沿消隐电路803后作为比较器804的负相输入端。经过前沿消隐后的第三输入端CS管脚电压达到交变参考电压VrefA的时刻就是功率开关的关断时刻，此时比较器804的输出OFF_N产生一个负脉冲给D触发器813清零。 

副边绕组状态检测电路805接收来自第四输入端FB的电压信号，产生反映副边整流器件导通情况的电压信号TONS。当副边整流器件导通时，电压信号TONS为高电平，控制开关809导通，电容811通过第二恒流源810放电。当副边整流器件关断时，TONS为低电平，第二恒流源810关断。在整个开关周期，第一恒流源807始终给电容811充电。其中，第一恒流源807大小为k1*Ic*sinθ，第二恒流源810大小为Ic，Ic为芯片内部产生的一固定电流源。k1是一个常量，k1的取值参见前文所述。 

适当选择直流参考电源VrefB，可以使电容811的充放电曲线为三角波形状，从而保证副边整流器件导通时间与开关周期时间之比为Tons/T＝k1*sinθ。k1是一个常量，k1的取值参见前文所述。充电曲线与直流参考电源VrefB相交的时刻即为功率开关导通的时刻。此时比较器812的输出ON从低变高，将D触发器813的输出Q置为高电位，再通过功率开关驱动电路814将功率开关置为导通状态。 

图7示出了图6的控制电路的主要节点的波形。 

次选地，所述整流器件的导通时间与关断时间的比例为 

Tons/T＝k2·sinθ/(1+k2·sinθ)； 

功率开关导通时间为：Tonp＝Lp*Ipp/Vinpk 

副边整流二极管D1的导通时间为：Tons＝Lp*Ipp*sinθ/((Ns/Np)*Vo) 

功率开关周期时间为： 

T＝Tons*(1+k2*sinθ)/(k2*sinθ)＝Lp*Ipp*(1+k2*sinθ)/((Ns/Np)*Vo*k2) 

式中k2是一个常量，k2的取值需满足： 

Lp*Ipp*(1+k2*sinθ)/((Ns/Np)*Vo*k2)≥Lp*Ipp/Vinpk+Lp*Ipp*sinθ/((Ns/Np)*Vo)，即T≥Tons+Tonp 

所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义： 

Ipp(t)＝(Ns/Np)*(1+1/k2)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|； 

如图8所示，是本发明次选实施例控制电路的一个具体实现电路原现图。 

其中，除法器电路801和参考电压产生电路802输出一个与整流后的交流电同相位的交变参考电压VrefA，作为比较器804的正相输入端。从第三输入端CS输入的原边电流检测信号经前沿消隐电路803后作为比较器804的负相输入端。经过前沿消隐后的第三输入端CS管脚电压达到交变参考电压VrefA的时刻就是功率开关的关断时刻，此时比较器804的输出OFF_N产生一个负脉冲给D触发器813清零。 

副边绕组状态检测电路805接收来自第四输入端FB的电压信号，产生反映副边整流器件导通情况的电压信号TONS。当副边整流器件导通时，电压信号TONS为高电平，控制第二开关809导通，电压信号TONS经过倒相器806控制第一开关808关断，电容811通过第二恒流源810放电。当副边整流器件关断时，TONS为低电平，第二恒流源810关断，电压信号TONS经过倒相器806控制第一开关808导通，电容811通过第一恒流源807充电。其中，第一恒流源807大小为k*Ic*sinθ，第二恒流源810大小为Ic，Ic为芯片内部产生的一固定电流源。 

适当选择直流参考电源VrefB，可以使电容811的充放电曲线为三角波形状，从而保证副边整流器件导通时间与开关周期时间之比为由第一恒流源807和第二恒流源810决定的表达式，即Tons/T＝k2*sinθ/(1+k2*sinθ)。k2是一个常量，k2的取值参见前文所述。充电曲线与直流参考电源VrefB相交的时刻即为功率开关导通的时刻。此时比较器812的输出ON从低变高，将D触发器813的输出Q置为高电位，再通过功率开关驱动电路814将功率开关置为导通状态。 

图9示出了图8的控制电路的主要节点的波形。 

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。 

Claims (12)

1.一种高功率因数LED驱动电源系统，其特征在于，包括：

整流电路，用于输入交流电压，输出一周期性整流电压，所述周期性整流电压的相位与所述交流电压的相位相同；

变压器，具有与所述整流电路耦合的原边绕组和副边绕组，以及一个辅助绕组；

功率开关，耦合到原边绕组；

控制电路，耦合到所述功率开关，用于通过所述功率开关控制变压器的原边绕组中的电流，使得原边绕组中电流脉冲的峰值的包络与整流电路的交流输入电压的相位保持相同，并且输出恒定的平均输出电流；通过所述辅助绕组接收一个反映与副边绕组耦合的整流器件工作状态的输入信号；功率开关的每一个开关周期内副边绕组的电流脉冲的特征由副边整流器件的导通时间和关断时间确定；控制所述整流器件的导通时间和关断时间的比例为一特定表达式；

所述控制电路包括：

除法器电路，一个输入端为输入交流电压检测瞬时信号，另一输入端为输入交流电压检测的峰值信号，输出端输出的结果为输入交流电压检测瞬时信号除以输入交流电压检测的峰值信号；

参考电压产生电路，用于根据所述除法器电路输出的结果产生一交变的参考电压，该交变的参考电压具有与所述交流电压相同的相位；

功率开关断开时刻控制电路，分别与所述参考电压产生电路和第二输入端CS耦接，用于检测到所述第二输入端CS的电压达到交变参考电压时，通过控制功率开关驱动电路控制所述功率开关断开，以切断所述原边绕组中的电流。

2.如权利要求1所述的高功率因数LED驱动电源系统，其特征在于，所述整流器件的导通时间与开关周期时间的比例为k1*sin(2πft)；

所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义：

Ipp(t)=(Ns/Np)*(1+1/k1)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|；

其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k1是一个常量。

3.如权利要求1所述的高功率因数LED驱动电源系统，其特征在于，所述整流器件的导通时间与开关周期时间的比例为k2*sin(2πft)/(1+k2*sin(2πft))；

所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义：

Ipp(t)=(Ns/Np)*(1+1/k2)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|；

其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k2是一个常量。

4.如权利要求1所述的高功率因数LED驱动电源系统，其特征在于，所述控制电路进一步包括：

副边绕组状态检测电路，用于接收来自第四输入端FB的电压信号，产生反映所述整流器件导通情况的电压信号；

功率开关导通时刻控制电路，用于在所述整流器件关断时，通过第一恒流源为一电容充电；在所述整流器件导通时，通过第二恒流源为所述电容放电；在所述电容电压超过预设的参考电压值时，通过所述功率开关驱动电路控制所述功率开关导通。

5.如权利要求1所述的高功率因数LED驱动电源系统，其特征在于，所述交变参考电压为一个近似的取绝对值的正弦电压信号，其频率是输入交流电压频率的两倍，至少每隔一次到达最低电压的时刻与输入交流电压由正到负过零时刻或者由负到正过零时刻重合；所述参考电压的电压平均值与所述高功率因数LED驱动电源系统输出的电流的平均值成正比。

6.一种高功率因数LED驱动电源控制电路，用于控制高功率因数LED驱动电源系统的输出电流，其特征在于，所述控制电路包括：

第一输入端VS，用于检测输入周期性变化的交流电压；

第二输入端Vpk，用于检测输入周期性变化的交流电压的峰值；

第三输入端CS，用于感应高功率因数LED驱动电源系统中的电流；

控制信号输出端OUT，用于输出控制信号给功率开关，以调节所述高功率因数LED驱动电源系统中的电流，使所述高功率因数LED驱动电源系统中的电流的峰值的包络与第一输入端输入的交流电压同相，并且使高功率因数LED驱动电源系统输出的电流为恒定的平均输出电流；控制与副边绕组耦合的整流器件的导通时间和关断时间的比例为一特定表达式；

所述控制电路包括：

除法器电路，一个输入端为输入交流电压检测瞬时信号，另一输入端为输入交流电压检测的峰值信号，输出端输出的结果为输入交流电压检测瞬时信号除以输入交流电压检测的峰值信号；

参考电压产生电路，用于根据除法器电路输出的结果产生一交变的参考电压，该交变的参考电压具有与所述交流电压相同的相位；

功率开关断开时刻控制电路，分别与所述参考电压产生电路和第二输入端CS耦接，用于检测到所述第二输入端CS的电压达到交变参考电压时，通过控制功率开关驱动电路控制所述功率开关断开，以切断原边绕组中的电流。

7.如权利要求6所述的高功率因数LED驱动电源控制电路，其特征在于，所述感应高功率因数LED驱动电源系统中的电流为变压器的原边绕组中的电流；所述感应高功率因数LED驱动电源系统输出的电流为所述变压器的副边绕组的电流。

8.如权利要求6所述的高功率因数LED驱动电源控制电路，其特征在于，所述参考电压为一个近似的取绝对值的正弦电压信号，其频率为所述交流电压的频率的两倍，至少每隔一次到达最低电压的时刻与所述交流电压由正到负过零时刻或者由负到正过零时刻重合；所述参考电压的平均值与高功率因数LED驱动电源系统的输出电流的平均值成正比。

9.如权利要求6、或7或8所述的高功率因数LED驱动电源控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括：

第四输入端FB，用于通过变压器的辅助绕组获取反映与副边绕组耦合的整流器件的电压信号。

10.如权利要求9所述的高功率因数LED驱动电源控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括：

副边绕组状态检测电路，用于接收来自第四输入端FB的电压信号，产生反映所述整流器件导通情况的电压信号；

功率开关导通时刻控制电路，用于在所述整流器件关断时，通过第一恒流源为一电容充电；在所述整流器件导通时，通过第二恒流源为所述电容放电；在所述电容电压超过预设的参考电压值时，通过所述功率开关驱动电路控制所述功率开关导通。

11.如权利要求6所述的高功率因数LED驱动电源控制电路，其特征在于，所述整流器件的导通时间与开关周期时间的比例为k1*sin(2πft)；

所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义：

Ipp(t)=(Ns/Np)*(1+1/k1)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|；

其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k1是一个常量。

12.如权利要求6所述的高功率因数LED驱动电源控制电路，其特征在于，所述整流器件的导通时间与开关周期时间的比例为k2*sin(2πft)/(1+k2*sin(2πft))；

所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义：

Ipp(t)=(Ns/Np)*(1+1/k2)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|；

其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k2是一个常量。

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