CN101951177A - 开关电源系统及开关电源控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种开关电源系统及开关电源控制电路，所述开关电源系统包括：整流电路，用于输入交流电压，输出一周期性整流电压，所述周期性整流电压的相位与所述交流电压的相位相同；变压器，具有与所述整流电路耦合的原边绕组和副边绕组，以及一个辅助绕组；功率开关，耦合到原边绕组；控制电路，耦合到所述功率开关，用于通过所述功率开关控制原边绕组中的电流，使得原边绕组中电流脉冲的峰值的包络与交流输入电压的相位保持相同，并且使所述开关电源系统输出恒定的平均输出电流。利用本发明，可以使开关电源应用于驱动发光二极管时，避免产生闪烁现象，并且使发光二极管灯泡具有较高的功率因数。

Description

开关电源系统及开关电源控制电路
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种开关电源系统及开关电源控制电路。
背景技术
开关电源相对于传统线性电源具有体积小、稳定性好、转换效率高的特点，因此被广泛应用于手机充电器和笔记本电脑适配器等场合。近年来，随着发光二极管照明技术的日趋成熟，开关电源也广泛用于驱动发光二极管，构成发光二极管灯泡取代白炽灯泡。
开关电源用于驱动发光二极管时，为使二极管的发光亮度保持恒定，一般要求开关电源具有恒流输出的功能。特别地，如果用于驱动发光二极管的开关电源能够满足全电压范围内输出电流恒定，则发光二极管灯泡在不同交流电规格的地方使用时会得到同样的亮度，有利于发光二极管灯泡的普及和生产成本的降低。
在许多家庭和宾馆中，采用传统的白炽灯照明的场合通常利用可控硅调光装置调节白炽灯的亮度，以满足不同环境下照明的需求。而如果采用发光二极管灯泡直接替换传统的白炽灯，由于发光二极管灯泡的特点与传统的白炽灯不同，接入交流电网的发光二极管灯泡的负载特性不能等效为纯电阻，而且由于可控硅调光装置的特点，则原有的可控硅调光装置将无法正常调节发光二极管灯泡的亮度，造成闪烁等现象。
另外，对于接入交流电网的发光二极管灯泡的功率因数都有一定的要求，因为如果功率因数不够，则会对电网造成一定程度的污染。美国能源之星标准规定，对于功率大于5W的发光二极管灯泡要求功率因数不低于0.7。欧洲标准规定，对于大于25W的发光二极管灯泡要求功率因数高于0.9。从实际应用的情况看，对功率因数的要求大都高于标准的规定。
因此，如何使二极管灯泡能够兼容现有的各种可控硅调光器并且满足功率因数的要求，是目前迫切需要解决的一个技术问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种开关电源系统及开关电源控制电路，以使开关电源应用于驱动发光二极管时，避免产生闪烁现象，并且使发光二极管灯泡具有较高的功率因数。
一种开关电源系统，包括：
整流电路，用于输入交流电压，输出一周期性整流电压，所述周期性整流电压的相位与所述交流电压的相位相同；
变压器，具有与所述整流电路耦合的原边绕组和副边绕组，以及一个辅助绕组；
功率开关，耦合到原边绕组；
控制电路，耦合到所述功率开关，用于通过所述功率开关控制原边绕组中的电流，使得原边绕组中电流脉冲的峰值的包络与交流输入电压的相位保持相同，并且使所述开关电源系统输出恒定的平均输出电流。
优选地，所述整流电路包括：串联相接的可控硅调光器和整流桥。
优选地，所述可控硅调光器在所述交流电压每个周期的一部分时间内切断所述交流电压；
所述控制电路在所述交流电压被所述可控硅调光器切断的时间内，通过所述功率开关控制，停止将所述输入电压传输到副边绕组。
优选地，所述控制电路包括：
相位检测电路，用于检测整流电路输出的整流电压；
参考电压产生电路，用于根据所述相位检测电路的检测结果产生一交变的参考电压，该交变的参考电压具有与所述整流电压相同的相位；
控制模块，用于检测到反映原边绕组中电流的电压信号达到所述交变参考电压时，控制所述功率开关断开，以切断所述原边绕组中的电流。
优选地，所述交变参考电压为一个近似的取绝对值的正弦电压信号，其频率是输入交流电压频率的两倍，至少每隔一次到达最低电压的时刻与输入交流电压由正到负过零时刻或者由负到正过零时刻重合；其电压平均值与所述开关电源系统输出的电流的平均值成正比。
优选地，所述控制电路，还用于通过所述辅助绕组接收一个反映与副边绕组耦合的整流器件工作状态的输入信号。
优选地，每一个功率开关的开关周期内副边绕组的电流脉冲的特征由副边整流器件的导通时间和关断时间确定；
所述控制电路，还用于控制所述整流器件的导通时间和关断时间的比例为恒定值。
一种开关电源控制电路，用于控制开关电源系统的输出电流，所述控制电路包括：
第一输入端，用于输入周期性变化的交流电压；
第二输入端，用于感应所述开关电源系统中的电流；
控制信号输出端，用于输出控制信号给功率开关，以调节所述开关电源系统中的电流，使所述开关电源系统中的电流的峰值的包络与第一输入端输入的交流电压同相，并且使所述开关电源系统输出的电流为恒定的平均输出电流。
优选地，所述开关电源系统中的电流为变压器的原边绕组中的电流；所述开关电源系统输出的电流为所述变压器的副边绕组的电流。
优选地，所述控制电路包括：
相位检测电路，用于检测所述第一输入端输入的交流电压；
参考电压产生电路，用于根据所述相位检测电路的检测结果产生一交变的参考电压，该交变的参考电压具有与所述交流电压相同的相位；
功率开关断开时刻控制电路，分别与所述参考电压产生电路和所述第二输入端耦接，用于检测到所述第二输入端的电压达到所述交变参考电压时，控制所述功率开关断开，以切断所述原边绕组中的电流。
优选地，所述参考电压为一个近似的取绝对值的正弦电压信号，其频率为所述交流电压的频率的两倍，至少每隔一次到达最低电压的时刻与所述交流电压由正到负过零时刻或者由负到正过零时刻重合；所述参考电压的平均值与开关电源系统的输出电流的平均值成正比。
优选地，所述控制电路还包括：
第三输入端，用于通过变压器的辅助绕组获取反映与副边绕组耦合的整流器件的电压信号。
优选地，所述控制电路还包括：
副边绕组状态检测电路，用于接收来自第三输入端的电压信号，产生反映所述整流器件导通情况的电压信号；
功率开关导通时刻控制电路，用于在所述整流器件关断时，通过第一恒流源为一电容充电；在所述整流器件导通时，通过第二恒流源为所述电容放电；在所述电容电压超过预设的参考电压值时，控制所述功率开关导通。
优选地，所述整流器件的导通时间与关断时间的比例为恒定值；
所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义：
Ipp(t)＝(Ns/Np)*(1+1/k)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|；
其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k是所述整流器件的导通时间与关断时间的比例。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
将本发明实施例开关电源系统应用于驱动发光二极管时，二极管的发光亮度对于人眼而言是恒定的，不会出现人眼能够感觉出的亮度变化。而且，在远小于10毫秒的时间尺度上，应用本发明实施例的开关电源系统的平均输出电流是变化的，该变化的平均电流的包络与整流后的输入交流电同相位。相应地，流过功率开关的锯齿波电流峰值的包络同样与整流后的输入交流电同相位，从而保证了足够高的功率因数。当输入交流电为不完整的正弦波形(例如经过可控硅调光器切割相位角)时，控制电路使开关电源在正弦波缺失的相位区域停止传输能量，从而使输出平均电流受正弦波缺失的区域占正弦波完整区域的比例调制，达到使用传统的可控硅调光器调节发光二极管灯泡的亮度的目的。
附图说明
图1是本发明实施例开关电源系统的原理框图；
图2是本发明实施例开关电源系统驱动四个发光二极管的原理图；
图3是图2中开关电源系统输出的电流波形图；
图4是本发明实施例中确定功率开关导通与关断时刻的波形图；
图5是本发明实施例中调光器切角模式为后切时确定功率开关导通与关断时刻的波形图；
图6是本发明实施例中调光器切角模式为前切时确定功率开关导通与关断时刻的波形图；
图7是本发明实施例开关电源控制电路的原理图；
图8是本发明实施例控制电路的一个具体实现原现图；
图9是图8所示的控制电路的主要节点波形图；
图10是图7所示控制电路中相位检测电路的一个实施例；
图11是图10所示相位检测电路中电压最大值保持模块的原理图；
图12是图10所示相位检测电路中电压过限时刻检测模块的原理图；
图13是图10所示相位检测电路中调光器切角模式检测模块的原理图；
图14是图10所示相位检测电路在调光器切角模式为前切时的主要节点波形图；
图15是图10所示相位检测电路在调光器切角模式为后切时的主要节点波形图；
图16是图8所示控制电路中前沿消隐电路的一个具体实施例；
图17是图16所示前沿消隐电路中各节点信号的波形图；
图18是本发明实施例中参考电压产生电路的一种原理图；
图19是图18所示参考电压产生电路中的主要节点波形图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
视觉暂留效应可以使人眼无法分辨快于10毫秒的亮度变化。为此，本发明实施例开关电源系统及开关电源控制电路在10毫秒以上的时间尺度上实现开关电源输出平均电流的恒定，亦即输出电流不含有低于100Hz的频率分量，并且保证发光二极管灯泡具有较高的功率因数。
如图1所示，是本发明实施例开关电源系统的原理图。
在该实施例中，所述开关电源系统包括：
整流电路101，用于输入交流电压；
变压器102，具有与所述整流电路101耦合的原边绕组和副边绕组，以及一个辅助绕组；
功率开关103，耦合到原边绕组；
控制电路104，耦合到所述功率开关103，用于控制原边绕组中的电流，使得原边绕组中电流脉冲的峰值的包络与交流输入电压的相位保持相同，并且使所述开关电源系统输出恒定的平均输出电流。
需要说明的是，图1仅仅是本发明实施例开关电源系统的一个原理性示意图，其并不限定所述开关电源系统的具体结构。
下面通过一个具体示例进一步详细说明本发明实施例开关电源系统在驱动发光二极管中的应用。
如图2所示，是本发明实施例开关电源系统驱动四个发光二极管的原理图。其中：
串联相接的可控硅调光器211和整流桥212组成整流电路；电容C1为整流桥的储能电容，用于降低电磁干扰；
变压器202为反激式变换器的变压器，由原边绕组221、副边绕组222和辅助绕组223组成，绕组上的点表示绕组的同名端。
控制电路203包括以下管脚：整流电压检测VS、副边绕组状态检测FB、原边电流检测CS、功率开关驱动OUT、电源VCC和地GND。其中，FB管脚经过分压电阻R1和R2从辅助绕组223获取反映副边绕组222工作状态的信号；其CS管脚通过采样电阻R5检测流过功率开关204的电流；其VS管脚通过分压电阻R3和R4检测经整流桥212整流后的交流电压Vin的大小和相位。
控制电路203根据CS管脚检测流过功率开关204的电流以及FB管脚获取的反映副边绕组222工作状态的信号，由OUT管脚输出控制信号，控制功率开关204的导通和关断，再通过副边整流器件(图中2中具体为整流二极管D1)的整流，得到在10毫秒以上的时间尺度上稳定的平均输出电流Io；
辅助绕组223通过整流二极管D2和滤波电容C2为控制电路203提供能量，以维持控制电路203正常工作。
采用本发明实施的开关电源系统，可以在额定输出功率(以驱动发光二极管最大个数作为衡量标准)以下，无需改变电源系统元件参数即可实现全电压范围内恒流驱动一组发光二极管，同时保证较好的功率因数；当输入交流电经过可控硅调光器211切割相位角变为不完整的正弦波形时，控制电路203使开关电源在正弦波缺失的相位区域停止能量传输，从而使输出平均电流Io受正弦波缺失区域与正弦波完整区域的比值调制。
参照图3，是图2中开关电源系统输出的电流波形图。
其中，Io为流过发光二极管200的大于10毫秒时间尺度下的平均电流，Io1为流过发光二极管200的小时间尺度(远小于10毫秒)下的平均电流，Is为流过整流二极管D1的瞬时电流。
根据发光二极管200所需的亮度，可以确定开关电源系统需要输出的平均电流Io。根据对开关电源系统功率因数的要求、以及测量获得的交流电相位，可以得出一个副边绕组电流在远小于10毫秒时间尺度下的目标平均电流波形Io1。作为本发明的一个实施例，可选择Io1波形趋近于(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|，其中f为市电频率。
在实际应用中，可以通过选择合适的副边锯齿电流Is的形状，使其在远小于10毫秒时间尺度下的平均电流波形趋近于Io1。然后根据副边锯齿电流Is的形状和变压器等元件参数，确定原边锯齿电流Ip的形状，如图3下方波形所示。
也就是说，在本发明实施例中，根据系统对功率因数和大时间尺度下输出平均电流的要求，确定副边电流在小时间尺度下与输入交流电同相位的平均值的包络曲线，进而确定副边峰值电流的包络曲线，再将该曲线映射到原边得到与输入交流电同相位的原边峰值电流包络曲线，从而实现输出平均电流恒定、并且能够改善系统功率因数。
具体地，可以根据副边二极管D1的导通状态确定功率开关204下一次开始导通的时刻，根据目标原边峰值电流包络曲线确定功率204的导通时间。
如图4所示，是本发明实施例中确定功率开关导通与关断时刻的波形图。
通过控制电路203的设计，使副边整流二极管D1导通时间Tons与截止时间Toffs之比为常数k，即k＝Tons1/Toffs1＝Tons2/Toffs2＝……＝Tons5/Toffs5。
为此，只需使副边峰值电流Ips(t)落在公式(1)确定的包络曲线上：
Ips(t)＝(1+1/k)*(1/2)*π*|sin(2πft)|            (1)
副边电流在远小于10毫秒的时间尺度上的平均值即为：
Io1＝(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|                    (2)
在大时间尺度下，系统输出电流的平均值为：
( 1 / f ) * ∫ 0 1 / f ( Io 1 ) dt = ( 1 / f ) * ( 1 / 2 ) * π * Io * ∫ 0 1 / f | sin ( 2 πft ) | dt = Io - - - ( 3 )
为了满足(1)的要求，需要使原边峰值电流Ipp(t)落在公式(4)确定的曲线上：
Ipp(t)＝(Ns/Np)*(1+1/k)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)| (4)
其中，Ns和Np分别是变压器副边绕组匝数和原边绕组匝数。
由此可以推断出，在给定系统输出平均电流和功率因数要求条件下，应用本发明实施例的开关电源系统，目标原边峰值电流Ipp(t)只需落在上式(4)确定的包络曲线上，即可达到在额定输出功率(以驱动发光二极管最大个数作为衡量标准)以下全电压范围内恒流驱动一组发光二极管同时保证功率因数大于给定值的目的。
令Va(t)代表整流后的输入交流电压的振幅(无调光器的情况下，Va是与时间无关的常数。带调光器的情况下，Va(t)在某一相位范围内为0)，则整流后的输入电压可以表述为：
Vin(t)＝Va(t)*|sin(2πft)|                      (5)
根据上式(5)和上述目标原边峰值电流Ipp(t)的包络线表达式，基于Vin(t)＝Lp*Ipp(t)/Tonp可以实时确定原边导通时间，也就是关断功率开关的时刻。在有调光器的情况下，Va(t)在某一相位范围内为0。
如图5所示，是本发明实施例中调光器切角模式为后切时确定功率开关导通与关断时刻的波形图。
其中，Vin-t曲线为可控硅调光器对输入交流电压后沿切相位角后的整流后Vin电压曲线。
如图6所示，是本发明实施例中调光器切角模式为前切时确定功率开关导通与关断时刻的波形图。
其中，Vin-t曲线为可控硅调光器对输入交流电压前沿切相位角后的整流后Vin电压曲线。
无论是前切还是后切，本发明实施例中的控制电路可以采用使开关电源停止在Va(t)＝0的区域传递能量的方式，使输出平均电流受正弦波缺失区域与正弦波完整区域的比值调制，如图5和图6中原边与副边瞬时电路曲线所示。优选的具体实现方案是禁止功率开关在Va(t)为0的情况下导通。
根据图3、图4、图5和图6可以理解，不论是否存在调光器，原边峰值电流Ipp(t)的包络线与Vin(t)成比例。亦即当Vin(t)为完整的整流正弦波(不存在可控硅调光器)时，Ipp(t)的包络线是完整的整流正弦波；当Vin(t)为不完整的整流正弦波(存在可控硅调光器切角)时，Ipp(t)的包络线也是不完整的整流正弦波(存在同样的切角)；这样就实现了在有调光器时保证输出平均电流结果上受调光器的调制(因为副边峰值电流Ips(t)的包络线也被切角)。
也就是说，本发明实施例通过可控硅调光器使整流正弦波相位的缺失实现原边电流与副边电流缺失，因而当调光角相同时，不同线电压下具有同样的调光效果。
将本发明实施例开关电源系统应用于驱动发光二极管时，二极管的发光亮度对于人眼而言是恒定的，不会出现人眼能够感觉出的亮度变化。而且，在远小于10毫秒的时间尺度上，应用本发明实施例的开关电源系统的平均输出电流是变化的，该变化的平均电流的包络与整流后的输入交流电同相位。相应地，流过功率开关的锯齿波电流峰值的包络同样与整流后的输入交流电同相位，从而保证了足够高的功率因数。当输入交流电为不完整的正弦波形(例如经过可控硅调光器切割相位角)时，控制电路使开关电源在正弦波缺失的相位区域停止传输能量，从而使输出平均电流受正弦波缺失的区域占正弦波完整区域的比例调制，达到使用传统的可控硅调光器调节发光二极管灯泡的亮度的目的。
相应地，本发明实施例还提供一种开关电源控制电路，用于控制开关电源系统的输出电流。
继续参照图2，所述控制电路203包括：
第一输入端VS，用于输入周期性变化的交流电压；
第二输入端CS，用于感应所述开关电源系统中的电流Ip；
控制信号输出端OUT，用于输出控制信号给功率开关204，以调节所述开关电源系统中的电流Ip，使所述开关电源系统中的电流Ip的峰值的包络与第一输入端VS输入的交流电压同相，并且使所述开关电源系统输出的电流Io为恒定的平均输出电流。其中，所述开关电源系统中的电流为变压器的原边绕组中的电流；所述开关电源系统输出的电流为所述变压器的副边绕组的电流。
所述控制电路203还可进一步包括：第三输入端FB，用于通过变压器的辅助绕组获取反映与副边绕组耦合的整流器件D1的工作状态信号。
所述控制电路203可以是单个芯片，采用小尺寸低成本的SOT23-6封装形式。
如图7所示，是本发明实施例开关电源控制电路的原理图。
在该实施例中，所述控制电路包括：
相位检测电路701，用于检测所述第一输入端VS输入的交流电压；
参考电压产生电路702，用于根据所述相位检测电路701的检测结果产生一交变的参考电压，该交变的参考电压具有与所述交流电压相同的相位；
功率开关断开时刻控制电路703，分别与所述参考电压产生电路702和所述第二输入端CS耦接，用于检测到所述第二输入端CS的电压达到所述交变参考电压时，控制功率开关断开，以切断所述原边绕组中的电流；
副边绕组状态检测电路705，用于接收来自第三输入端FB的电压信号，产生反映所述整流器件导通情况的电压信号；
功率开关导通时刻控制电路706，用于在所述整流器件关断时，通过第一恒流源为一电容充电；在所述整流器件导通时，通过第二恒流源为所述电容放电；在所述电容电压超过预设的参考电压值时，控制所述功率开关导通；
功率开关驱动电路704，用于根据所述功率开关断开时刻控制电路703和功率开关导通时刻控制电路706的输出向控制信号输出端OUT输出控制信号，以控制所述功率开关断开和导通。
优选地，所述参考电压为一个近似的取绝对值的正弦电压信号，其频率为所述交流电压的频率的两倍，至少每隔一次到达最低电压的时刻与所述交流电压由正到负过零时刻或者由负到正过零时刻重合；所述参考电压的平均值与开关电源系统的输出电流的平均值成正比。
优选地，所述整流器件的导通时间与关断时间的比例为恒定值；
所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义：
Ipp(t)＝(Ns/Np)*(1+1/k)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|；
其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k是所述整流器件的导通时间与关断时间的比例。
如图8所示，是本发明实施例控制电路的一个具体实现电路原现图。
其中，相位检测电路801和参考电压产生电路802输出一个与整流后的交流电同相位的交变参考电压VrefA，作为比较器804的正相输入端。从第二输入端CS输入的原边电流检测信号经前沿消隐电路803后作为比较器804的负相输入端。经过前沿消隐后的第二输入端CS管脚电压达到交变参考电压VrefA的时刻就是功率开关的关断时刻，此时比较器804的输出OFF_N产生一个负脉冲给D触发器813清零。
副边绕组状态检测电路805接收来自第三输入端FB的电压信号，产生反映副边整流器件导通情况的电压信号Tons。当副边整流器件导通时，电压信号Tons为高电平，控制第二开关809导通，电压信号Tons经过倒相器806控制第一开关808关断，电容811通过第二恒流源810放电。当副边整流器件关断时，Tons为低电平，第二恒流源810关断，电压信号Tons经过倒相器806控制第一开关808导通，电容811通过第一恒流源807充电。
适当选择直流参考电源VrefB，可以使电容811的充放电曲线为三角波形状，从而保证副边整流器件导通时间与关断时间之比为由第一恒流源807和第二恒流源810决定的常数。充电曲线与直流参考电源VrefB相交的时刻即为功率开关导通的时刻。此时比较器812的输出ON从低变高，将D触发器813的输出Q置为高电位，再通过功率开关驱动电路814将功率开关置为导通状态。
图9示出了图8的控制电路的主要节点的波形。
需要说明的是，上述各电路可以有多种实现方式，下面举例进行详细说明。
如图10所示，是图7所示控制电路中相位检测电路的一个实施例。
该相位检测电路包括三个子模块，分别为：电压最大值保持模块1001、电压过限时刻检测模块1002以及调光器切角模式检测模块1003。其中：
电压最大值保持模块1001的原理如图11所示，由二极管901、电容902、控制开关903和倒相器904构成。在VS电压上升阶段，VP电压跟随VS电压；当VS电压达到最大值后，二极管901截止，VP电压靠电容902维持原有电压值。这样，可以将某个特定周期(例如图中INI1信号由低变高后的第一个周期)内VS电压的最大值记录下来。
电压过限时刻检测模块1002的原理如图12所示，由比较器905以及一些数字逻辑模块构成。VS电压接到比较器905的正端，选择合适的直流参考电压VrefC接到比较器905的负端。当VS电压由高于VrefC向低于VrefC变化时，比较器905输出Tracker由高变低；当VS电压由低于VrefC向高于VrefC变化时，比较器905输出Tracker由低变高。因而可以检测出每次VS电压过VrefC时刻，即可以反映出输入交流电压值处于过零附近时刻。延时倒相器906和与门907的作用是在比较器输出Tracker由低变高时，也就是VS电压上升到高于VrefC时触发一个高电平脉冲PD1，以记录下VS电压上升沿过VrefC的时刻。同理，反向器908、延时倒相器909、与门910的作用是在比较器905输出Tracker由高变低时，也就是VS电压下降低于VrefC时触发一个高电平脉冲PD2，以记录下VS电压下降沿过VrefC的时刻。
参照图14和15，INI1信号在第二个PD1(或PD2)脉冲到来时，由低变高；INI2信号在INI1变高之后的下一个PD2(或PD1)脉冲到来时，由低变高。因为确定调光器切角模式，需要记录一个整流后完整的输入交流电压VS波形周期内发生的变化。而在一开始上电时，不能得到当时输入交流电压VS所处的相位信息，因此需要在第二个VS电压上升沿(或下降沿)过VrefC时刻，开始对输入交流电压VS的切角模式进行操作，并在之后的VS电压下降沿(或上升沿)过VrefC时刻做出判断。
需要说明的是，每一个调光器的切角模式都是固定的，只能采用一种切角模式：前切或后切。因此，在判断调光器切角模式时只需要判断一次就可以。
输入交流电压VS在经过调光器切角后，输入交流电压VS的过零时刻由于切角方式的不同，其过零时刻判断的依据也有不同。前切方式由于输入交流电压的上升沿过零时刻已被切掉，因而可以采用判断VS电压下降沿的过零时刻的方法得到输入交流电压的过零时刻。反之，后切方式由于输入交流电压的下降沿过零时刻已被切掉，因而可以采用判断VS电压上降沿的过零时刻的方法得到输入交流电压的过零时刻。因此，在设计时需要挑选合适的VrefC值使得VS电压过零时刻几近等于VS电压过VrefC时刻。在得到VS电压过VrefC时刻脉冲PD1、PD2后，需要判断调光器的切角模式以选择合适的VS电压过VrefC时刻脉冲，以正确得到输入交流电压的过零时刻。
为此，在本发明实施例中，可以依据以下原理检测调光器切角模式：令T1代表VS从VrefC上升到峰值电压VP的时间，T2代表VS从峰值电压VP下降到VrefC的时间，如果T1大于T2，则为后切，反之为前切。“峰值电压VP”是指VS的最大值，T1与T2的时间交汇点也就是VS电压到达VP时刻的时间点。对于前切，切角大于90度时，VS从VrefC上升到VP的时间T1接近为0，VS从VP下降到VrefC的时间T2远大于0，T1＜T2成立；切角小于90度时，T1＜T2依然成立；对于后切，切角大于90度时，VS从VrefC上升到VP的时间T1远大于0，VS从VP下降到VrefC的时间T2接近为0，T1＞T2成立；切角小于90度时，T1＞T2依然成立。因此、不论切多少度，总能够得到该值并作出正确的判断。当切角小于90度时，VS的峰值电压VP位于输入交流电压的波峰或波谷；当切角大于90度时，VS的峰值电压VP在交流电的波峰或波谷之前就已经达到，但这并不影响对调光器切角模式的判断。
为此，调光器切角模式检测模块1003的一种具体实现原理如图13所示。
其中，峰值电压VP接到比较器911的正端，VS接到比较器911的负端，根据比较器911输出的高低电平的持续时间即可判断VS从VrefC上升到峰值电压VP的时间长度和VS从峰值电压VP下降到VrefC的时间长度。为了限定比较开始的时间，加入了与门912。只有当INI1信号为高时，比较器911的输出才能被送入后面的逻辑模块。比较器911输出为低且INI1信号为高时，表示VS电压处在VS从VrefC上升到峰值电压VP的时间段内，比较器911输出控制开关916关断，并控制开关915导通，电容917通过恒流源913充电。比较器911输出为高且INI1信号为高时，表示VS电压处在VS从峰值电压VP下降到VrefC的时间段内，比较器911输出控制开关916导通，并控制开关915关断，电容917通过恒流源914放电。当INI1信号为低时，比较器920的正端置初值VrefD。在Tracker为高的时间内，通过比较器920正负两端电压值的比较，比较器920输出就能够反映出充放电时间长短，从而反映出前面所提到的两个时间段(T1、T2)的长短。D触发器的D端连接比较器920的输出端，INI2信号连接D触发器的CLK端。当INI2信号由低变高时，充放电过程结束，CLK端上升沿将比较器920的输出信号传输至触发器921的Q端且被锁定。假设当调光器的切角方式为后切时，VS从VrefC上升到峰值电压VP的时间大于VS从峰值电压VP下降到VrefC的时间，比较器920输出为高，所以D触发器921的输出被置高且被锁定。D触发器921的输出被置高，意味着应该采用PD1脉冲作为输入交流电压过零点判断的依据。反之，应该采用PD2作为输入交流电压过零点判断的依据。
图14和图15分别示出了相位检测电路在调光器切角模式为前切和后切时的主要节点波形图。
图16示出了图8所示控制电路中前沿消隐电路的一个具体实施例。图17示出了控制电路的输出信号OUT、前沿消隐信号LEB和第二输入端CS的波形图。
在每一次OUT信号的上升沿，由于功率开关瞬间由截止状态切换至导通状态，会在图2所示开关电源系统中的采样电阻R5上，即控制电路203的CS输入端产生一个很短时间的电压毛刺信号。为了使这个毛刺信号不影响控制电路203的正常工作，需要将这一毛刺电压滤掉。比较器804的输入端与控制电路203的输入端CS之间接入一个电阻R6和一个对地的开关830。开关830的控制信号由前沿消隐控制电路831控制的输出信号LEB控制。每次控制电路203的输出信号的上升沿开始，触发单脉冲发生器831。信号LEB保持高电平，持续时间TLEB。这样，比较器804的输入端被开关830置于低电平，功率开关切换产生的电压毛刺信号将不会对比较器804产生影响。
图18是本发明实施例中参考电压产生电路的一种原理图。
其中，充电恒流源181和放电恒流源183的电流值相等，假设为I。当输入信号RI为高时，开关182导通，开关184断开，每出现一个时钟脉冲Clock，充电恒流源181为电容C8补充Q＝I*Ton的固定数量电荷，使VrefA上升ΔV＝Q/C，其中，Ton为时钟脉冲Clock高电平时间，C为电容C8的容值。当输入信号RI为低时，开关184导通，182断开，每出现一个时钟脉冲Clock，放电恒流源183为电容C8放掉Q＝I*Ton的固定数量电荷，使VrefA下降ΔV＝Q/C。控制时钟脉冲Clock的疏密，可以产生所需的VrefA上升和下降曲线的形状，例如使交变的参考电压信号VrefA呈现整流后的正弦波的形状。
图19是图18所示参考电压产生电路中的主要节点波形图。
其中，PD为相位检测电路的输出，PV为输入交流电压达到波峰或波谷的时刻。RI为根据PD和PV产生的一个电压信号，RI为高代表交变参考电压从最小值VL上升到最大值VH的过程。RI为低代表交变参考电压从最大值VH下降到最小值VL的过程。时钟Clock信号为高电平时间固定，低电平时间可变的脉冲信号。当RI为高时，每出现一个Clock脉冲，VrefA上升一个固定的电压ΔV；当RI为低时，每出现一个Clock脉冲，VrefA下降一个固定的电压ΔV；Clock脉冲的疏密决定VrefA上升和下降曲线的形状。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (14)

1.一种开关电源系统，其特征在于，包括：
整流电路，用于输入交流电压，输出一周期性整流电压，所述周期性整流电压的相位与所述交流电压的相位相同；
变压器，具有与所述整流电路耦合的原边绕组和副边绕组，以及一个辅助绕组；
功率开关，耦合到原边绕组；
控制电路，耦合到所述功率开关，用于通过所述功率开关控制原边绕组中的电流，使得原边绕组中电流脉冲的峰值的包络与交流输入电压的相位保持相同，并且使所述开关电源系统输出恒定的平均输出电流。
2.如权利要求1所述的开关电源系统，其特征在于，所述整流电路包括：串联相接的可控硅调光器和整流桥。
3.如权利要求2所述的开关电源系统，其特征在于，所述可控硅调光器在所述交流电压每个周期的一部分时间内切断所述交流电压；
所述控制电路在所述交流电压被所述可控硅调光器切断的时间内，通过所述功率开关控制，停止将所述输入电压传输到副边绕组。
4.如权利要求1所述的开关电源系统，其特征在于，所述控制电路包括：
相位检测电路，用于检测整流电路输出的整流电压；
参考电压产生电路，用于根据所述相位检测电路的检测结果产生一交变的参考电压，该交变的参考电压具有与所述整流电压相同的相位；
控制模块，用于检测到反映原边绕组中电流的电压信号达到所述交变参考电压时，控制所述功率开关断开，以切断所述原边绕组中的电流。
5.如权利要求4所述的开关电源系统，其特征在于，所述交变参考电压为一个近似的取绝对值的正弦电压信号，其频率是输入交流电压频率的两倍，至少每隔一次到达最低电压的时刻与输入交流电压由正到负过零时刻或者由负到正过零时刻重合；其电压平均值与所述开关电源系统输出的电流的平均值成正比。
6.如权利要求1所述的开关电源系统，其特征在于，
所述控制电路，还用于通过所述辅助绕组接收一个反映与副边绕组耦合的整流器件工作状态的输入信号。
7.如权利要求6所述的开关电源系统，其特征在于，每一个功率开关的开关周期内副边绕组的电流脉冲的特征由副边整流器件的导通时间和关断时间确定；
所述控制电路，还用于控制所述整流器件的导通时间和关断时间的比例为恒定值。
8.一种开关电源控制电路，用于控制开关电源系统的输出电流，其特征在于，所述控制电路包括：
第一输入端，用于输入周期性变化的交流电压；
第二输入端，用于感应所述开关电源系统中的电流；
控制信号输出端，用于输出控制信号给功率开关，以调节所述开关电源系统中的电流，使所述开关电源系统中的电流的峰值的包络与第一输入端输入的交流电压同相，并且使所述开关电源系统输出的电流为恒定的平均输出电流。
9.如权利要求8所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述开关电源系统中的电流为变压器的原边绕组中的电流；所述开关电源系统输出的电流为所述变压器的副边绕组的电流。
10.如权利要求9所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述控制电路包括：
相位检测电路，用于检测所述第一输入端输入的交流电压；
参考电压产生电路，用于根据所述相位检测电路的检测结果产生一交变的参考电压，该交变的参考电压具有与所述交流电压相同的相位；
功率开关断开时刻控制电路，分别与所述参考电压产生电路和所述第二输入端耦接，用于检测到所述第二输入端的电压达到所述交变参考电压时，控制所述功率开关断开，以切断所述原边绕组中的电流。
11.如权利要求10所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述参考电压为一个近似的取绝对值的正弦电压信号，其频率为所述交流电压的频率的两倍，至少每隔一次到达最低电压的时刻与所述交流电压由正到负过零时刻或者由负到正过零时刻重合；所述参考电压的平均值与开关电源系统的输出电流的平均值成正比。
12.如权利要求9或10或11所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括：
第三输入端，用于通过变压器的辅助绕组获取反映与副边绕组耦合的整流器件的电压信号。
13.如权利要求12所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括：
副边绕组状态检测电路，用于接收来自第三输入端的电压信号，产生反映所述整流器件导通情况的电压信号；
功率开关导通时刻控制电路，用于在所述整流器件关断时，通过第一恒流源为一电容充电；在所述整流器件导通时，通过第二恒流源为所述电容放电；在所述电容电压超过预设的参考电压值时，控制所述功率开关导通。
14.如权利要求12所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述整流器件的导通时间与关断时间的比例为恒定值；
所述原边绕组中的电流脉冲的峰值形成的包络通过下面的表达式定义：
Ipp(t)＝(Ns/Np)*(1+1/k)*(1/2)*π*Io*|sin(2πft)|；
其中，Np是原边绕组的匝数，Ns是副边绕组的匝数，f是所述交流电压的频率，Io是所述平均输出电流的期望值，k是所述整流器件的导通时间与关断时间的比例。
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