CN202385330U - Led驱动电路 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种LED驱动电路，包括：整流电路、变压器、原边控制电路、功率开关管，其中：原边控制电路用于当检测到反映所述原边绕组中电流信号的电压信号达到预设电压信号时，则控制功率开关管关断，所述预设电压信号的相位与所述整流电路输出的电压信号的相位相同，且该原边控制电路通过控制功率开关管的导通关断时间，使副边绕组的导通时间与所述功率开关管的开关周期的比值为特定表达式。本申请实施例提供的LED驱动电路，采用了原边控制电路，无需在变压器副边绕组侧配置恒流恒压反馈控制电路和光耦器件，从而使得该LED驱动电路结构简单，体积小，制造成本降低。

Description

LED驱动电路

技术领域

本申请涉及LED灯技术领域，特别是涉及一种LED驱动电路。 

背景技术

LED(Light Emitting Diode，发光二极管)灯具有体积小，效率高，以及电流大等优点，因此被广泛应用于照明和背光等场合。 

LED灯用于照明接入交流电网时，要求LED灯的功率因数在要求范围内，IEC国际电工委员会对照明灯具提出了明确的谐波要求，即IEC61000-3-2标准。美国能源之星标准规定，对于功率大于5W的LED灯要求功率因数不低于0.7。欧洲标准规定，对于大于25W的LED灯要求功率因数高于0.9。从实际应用的情况看，对功率因数的要求大都高于标准的规定，因此，要求LED驱动电路的功率因数较高。而且LED驱动电路驱动LED灯时，要求LED驱动电路输出为恒流输出，即LED驱动电路需要具备两个特性，高功率因数和恒流输出。 

现有的LED驱动电路采用副边反馈的反激式单级PFC电路，单级PFC(Power Factor Correction，功率因数校正)反激式电路，能够同时实现高功率因数和恒流输出，但是，需要在变压器副边配置恒流恒压反馈控制电路和光耦器件，导致LED驱动电路体积大，结构复杂，大大增加了LED驱动电路的制造成本。 

实用新型内容

为解决上述技术问题，本申请实施例提供一种LED驱动电路，无需使用变压器副边的恒流恒压反馈和光耦器件，以减小LED驱动电路的体积，以及降低LED驱动电路的复杂度，技术方案如下： 

一种LED驱动电路，包括：整流电路、变压器、原边控制电路、功率开关管，其中： 

所述整流电路，用于对交流输入电压进行整流； 

所述变压器包括：与所述整流电路耦合的原边绕组，与所述原边绕组耦合的副边绕组，与所述副边绕组耦合的辅助绕组； 

所述功率开关管串接在所述原边绕组上； 

所述原边控制电路的驱动端与所述功率开关管的控制端耦合，该原边控制电路用于当检测到反映所述原边绕组中电流信号的电压信号达到第一预设电压信号时，则控制功率开关管关断，所述第一预设电压信号的相位与所述整流电路输出的电压信号的相位相同，且该原边控制电路通过控制功率开关管的导通关断时间，使副边绕组的导通时间与所述功率开关管的开关周期的比值为特定表达式。 

优选的，所述原边控制电路包括：输入电压检测端、副边绕组状态检测端、原边电流检测端、输入电压峰值检测端，副边绕组状态信号产生电路、功率开关管关断控制电路、恒流控制电路及驱动电路，其中： 

所述副边绕组状态信号产生电路的输入端与所述副边绕组状态检测端耦合，该副边绕组状态信号产生电路用于在检测到副边绕组导通时，输出相应的逻辑电平信号； 

所述功率开关管关断控制电路的第一输入端与所述原边电流检测端耦合，第二输入端与所述恒流控制电路的第一输出端耦合，输出端与所述驱动电路的第一输入端耦合，该功率开关管关断控制电路，用于检测到反映所述原边电流的电压信号达到第二输入端的第一预设电压时，输出功率开关管关断控制信号； 

所述恒流控制电路的第一输入端与所述输入电压检测端耦合，第二输入端与所述输入电压峰值检测端耦合，第二输出端与所述驱动电路的第二输入端耦合，该恒流控制电路，用于产生跟随所述输入电压的变化趋势变化的第一预设电压，提供给所述功率开关管关断控制电路，且产生功率开关管导通控制信号，提供给所述驱动电路； 

所述驱动电路，用于当接收到所述功率开关管关断控制信号后，控制所述功率开关管关断，且当接收到所述功率开关管导通控制信号后，控制所述功率开关管导通。 

优选的，所述恒流控制电路包括：输入电压峰值采样电路、第一电压电流转换电路、第二电压电流转换电路、除法器、预设电压产生电路、功率开关管导通信号产生电路，其中： 

所述输入电压峰值采样电路，用于得到反映所述原边绕组输入电压峰值的输入电压峰值信号； 

所述第一电压电流转换电路，用于将反映所述原边绕组输入电压的输入电压采样信号转换为对应的输入电流采样信号； 

所述第二电压电流转换电路与所述输入电压峰值采样电路相连，用于将所述输入电压峰值信号转换为对应的峰值电流信号； 

所述除法器的第一输入端与所述第一电压电流转换电路相连，第二输入端与所述第二电压电流转换电路相连，用于得到幅值在0～1之间变化，相位与所述输入电压采样信号的相位相同的单位电流信号； 

所述预设电压产生电路，用于产生相位与所述单位电流信号的相位相同的第一预设电压； 

所述功率开关管导通信号产生电路，用于始终利用所述单位电流信号为该电路内的充电电容充电，且在所述副边绕组导通时，使所述充电电容放电并在所述充电电容上的电压达到第二预设电压时，产生功率开关管导通控制信号。 

优选的，所述预设电压产生电路包括：第一镜像电流源电路、第二镜像电流源电路、第三镜像电流源电路、第一偏置电流源，以及第三采样电阻，其中： 

所述第一镜像电流源电路包括第一支路、第二支路和第三支路；所述第二镜像电流源电路包括第四支路和第五支路；所述第三镜像电流源电路包括第六支路和第七支路，每个支路均由两个串联的开关管构成； 

所述第一支路连接所述第一偏置电流源，所述第二支路与所述第六支路相连，所述第三支路与所述除法器的输出端耦合，所述第四支路与所述除法器的输出端耦合，所述第五支路与所述第六支路耦合，所述第七支路通过所述第三采样电阻连接接地端。 

优选的，所述第三镜像电流源电路还包括第八支路，该第八支路由两个 串联的开关管组成，所述功率开关管导通控制信号产生电路包括：第四镜像电流源电路、第五镜像电流源电路、第六镜像电流源电路、第二偏置电流源、充电电容、控制开关、比较器，其中： 

所述第三镜像电流源电路的第八支路与所述第四镜像电流源电路的输入端相连，该第四镜像电流源电路的输出端与所述第五镜像电流源的输入端相连； 

所述第五镜像电流源电路的输出端与所述控制开关的第一端相连，所述控制开关的第二端与所述第六镜像电流源的输出端相连，所述控制开关的控制端与所述副边绕组状态信号产生电路的输出端耦合，所述第六镜像电流源电路的输入端耦合所述第二偏置电流源； 

所述控制开关的第一端与所述充电电容的正极性端相连，该充电电容的负极性端连接接地端，且所述控制开关的第一端连接所述比较器的同相输入端； 

所述比较器的反相输入端输入所述第二预设电压，输出端输出功率开关管导通控制信号。 

优选的，所述输入电压峰值采样电路包括：由三个MOS管构成的第七镜像电流源电路、由两个MOS管构成的第八镜像电流源电路、第一二极管、第二二极管，其中： 

所述输入电压检测端连接所述第一二极管的阳极，该第一二极管的阴极与所述输入电压峰值检测端相连； 

所述输入电压峰值检测端与所述第二二极管的阴极相连，该第二二极管的阳极与所述第七镜像电流源电路的第一输出端相连； 

所述第七镜像电流源电路的输入端连接第三偏置电流源，该第七镜像电流源电路的第二输出端与所述第八镜像电流源电路的输入端相连，该第八镜像电流源电路的输出端连接所述输入电压峰值检测端。 

优选的，所述第一电压电流转换电路包括：第一运算放大器、第一开关管、第一采样电阻、第九镜像电流源电路，其中： 

所述第一运算放大器的同相输入端与所述输入电压检测端耦合，输出端与所述第一开关管的控制端耦合，反相输入端与所述第一开关管的第二端耦 合，且该第一开关管的第二端通过所述第一采样电阻连接接地端，所述第一开关管的第一端与所述第九镜像电流源的输入端耦合，该第九镜像电流源的输出端为该第一电压电流转换电路的输出端。 

优选的，所述第二电压电流转换电路包括：第二运算放大器、第二开关管、第二采样电阻、第十镜像电流源电路，其中： 

所述第二运算放大器的同相输入端与所述输入电压峰值采样电路的输出端相连，输出端与所述第二开关管的控制端耦合，反相输入端连接搜书第二开关管的第二端，该第二开关管的第一端与所述第十镜像电流源电路的输入端相连，第二端通过所述第二采样电阻连接接地端，所述第十镜像电流源电路的输出端为该第二电压电流转换电路的输出端。 

优选的，所述驱动电路包括：逻辑处理单元和功率开关管驱动电路，其中： 

所述逻辑处理单元，当接收到功率开关管关断控制信号时，不输出开关脉冲，且在接收到所述恒流控制电路产生的功率开关管开始导通控制信号时，输出开关脉冲； 

所述功率开关管驱动电路，用于在接收到所述逻辑处理单元提供的开关脉冲后，驱动所述功率开关管导通。 

优选的，所述原边控制电路还包括：过压保护电路，该过压保护电路用于当副边绕组状态检测端输入的电压高于第一预设高电压时，和/或电源电压高于第二预设高电压时，输出关闭信号提供给逻辑处理单元，使逻辑处理单元停止工作。与所述副边绕组状态检测端耦合的低电压保护电路，当检测到所述副边绕组状态检测端的电压信号超过内部的预设低电压时，产生关闭信号提供给所述逻辑处理单元，使该逻辑处理单元停止工作。 

由以上本申请实施例提供的技术方案可见，该LED驱动电路，通过原边控制电路控制所述功率开关管的开关状态，使变压器的原边绕组中的原边电流的峰值包络线与整流电路输出的整流电压的相位相同，且控制副边绕组的导通时间与功率开关管的开关周期的比值为一特定表达式，从而使该LED驱动器的输入电流与输入电压的相位相同，提高了该LED驱动电路的功率因数，同时，使LED驱动电路的输出电流保持恒定。本申请实施例提供的LED驱 动电路，采用了原边控制电路，无需在变压器副边绕组侧配置恒流恒压反馈控制电路和光耦器件，从而使得该LED驱动电路结构简单，体积小，制造成本降低。 

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。 

图1为本申请实施例一种LED驱动电路的结构示意图； 

图2为本申请实施例一种原边控制电路的结构示意图； 

图3为本申请实施例一种恒流控制电路的结构示意图； 

图4为本申请实施例预设电压产生电路和功率开关管导通信号产生电路的结构示意图； 

图5为本申请实施例提供的LED驱动电路的各关键点的波形图； 

图6为本申请实施例输入电压峰值采样电路的结构示意图。 

具体实施方式

视觉暂留效应使人眼无法分辨快于10毫秒的亮度变化，为此，本实用新型实施例提供的LED驱动电路在10毫秒以上的时间尺度上，实现高功率因数，以及保证该LED驱动电路输出的平均电流保持恒定，亦即LED驱动电路的输出电流不含有低于100Hz的频率分量，并且保证LED灯泡具有较高的功率因数。 

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请中的技术方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。 

请参见图1，示出了本申请实施例一种LED驱动电路的结构示意图，主 要包括：整流电路100、变压器200、原边控制电路300、功率开关管400，其中： 

所述整流电路100为由四个整流二极管构成的全波整流桥，两个交流输入端连接交流输入电源Vac，整流输出端与变压器200耦合。该整流电路100将交流输入电源Vac进行整流后提供给变压器200。 

变压器200包括原边绕组201，与所述原边绕组201耦合的副边绕组202，以及与所述副边绕组202耦合的辅助绕组203，其中： 

原边绕组201的一端与整流电路100的正输出端连接，整流电路100的负输出端连接接地端，原边绕组201的另一端与功率开关管400的第一端连接，功率开关管400的第二端通过采样电阻Rcs连接接地端。 

副边绕组202的一端连接整流二极管D1的阳极，整流二极管D1的阴极与所述副边绕组202的另一端之间连接有滤波电容C1，负载500并联在滤波电容C1的两端。 

辅助绕组203的一端通过二极管D2连接至原边控制电路300的供电端Vcc，另一端连接接地端。 

原边控制电路300的副边绕组状态检测端FB，通过分压电阻R1和R2连接至辅助绕组203的正极性端，用于获取反映副边绕组202的工作状态的电压信号，即副边绕组状态信号。 

原边控制电路300的原边电流检测端CS，连接至所述采样电阻Rcs的未接地的一端，用于获取采样电阻Rcs上反映原边绕组201中的原边电流的电压信号Vcs。 

原边控制电路300的输入电压检测端VS，通过分压电阻R3和R4连接至所述整流电路100的正整流输出端，用于获取反映变压器200的输入电压Vin的输入电压采样电压信Vs，也即所述整流电路的输出电压的输入电压采样信号。 

原边控制电路300的输入电压峰值检测端VPK，通过二极管D3连接输入电压检测端VS相连，以获得输入电压Vin的峰值电压信号Vpk，且输入电压峰值检测端VPK外接滤波电容C2。 

原边控制电路300的输出端OUT，连接至功率开关管400的控制端，用 于控制功率开关管400的导通与关断状态。 

该LED驱动电路的工作过程如下： 

当功率开关管400的导通时，原边绕组201中电流逐渐增大，当原边控制电路300检测到原边电流检测端CS的电压信号Vcs，达到第一预设电压Vcs_ref时，输出端OUT输出低电平，使功率开关管400关断，此时，副边绕组202上的整流二极管D1导通，原边绕组201存储的能量感应到副边，副边绕组202为负载500供电；同时，当原边控制电路300的输出端OUT输出高电平时，控制功率开关管400导通，控制整流二极管D1的导通时间与功率开关管400的开关周期之比为一特定表达式，从而提高了LED驱动电路的功率因数，同时，能够使LED驱动电路的输出电流的平均值为恒定电流。 

本实施例提供的LED驱动电路，采用原边控制电路，采样变压器的原边电流，并通过控制原边绕组上的功率开关管的关断与导通时间，使原边电流的峰值包络的相位与整流电路的输出电压的相位相同，且使副边绕组的导通时间与功率开关管的开关周期之比为一特定表达式，从而使该LED驱动电路的输入电流与输入电压的相位相同，最终提高了LED驱动电路的功率因数，同时，使LED驱动电路的输出保持恒定。本实施例采用原边控制电路，无需在变压器副边绕组侧配置恒流恒压反馈控制电路和光耦器件，从而使得该LED驱动电路结构简单，体积小，制造成本降低。 

请参见图2，示出了本申请实施例一种原边控制电路的结构示意图，该原边控制电路包括：副边绕组状态信号产生电路301、功率开关管关断控制电路302、恒流控制电路303、驱动电路304，其中： 

副边绕组状态信号产生电路301的输入端与所述副边绕组状态检测端FB耦合，用于根据所述副边绕组状态检测端FB接收到的反映副边绕组工作状体的电压信号，产生对应的逻辑电平信号。 

当副边绕组导通时，该副边绕组状态信号产生电路301产生逻辑高电平信号；当副边绕组截止时，该副边绕组状态信号产生电路301产生逻辑低电平。 

功率开关管关断控制电路302的第一输入端与原边电流检测端CS耦合， 第二输入端与所述恒流控制电路303的第一输出端耦合，输出端与所述驱动电路304的第一输入端耦合。 

该功率开关管关断控制电路302，用于在检测到反映所述原边电流的电压信号达到第二输入端的第一预设电压时，输出功率开关管关断控制信号； 

具体的，该功率开关管关断控制电路可以通过比较器实现，所述第一输入端为同相输入端，第二输入端为反相输入端。 

根据原边控制架构，原边电流检测端CS采集到的原边电流为： 

$\mathrm{Ipk}\left(t\right)=\frac{\mathrm{Vcs}\_\mathrm{ref}\left(t\right)}{\mathrm{Rcs}}---\left(1\right)$

$\mathrm{Iin}\left(t\right)=\frac{\mathrm{Tonp}}{2*\mathrm{Tsw}}*\mathrm{Ipk}\left(t\right)=\frac{1}{2}*\frac{\mathrm{Tons}}{\mathrm{Tsw}}*\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}*\mathrm{Ipk}\left(t\right)---\left(2\right)$

Ipks(t)＝N*Ipk(t)                (3) 

$\mathrm{Io}={\∫}_0^{1/f}\frac{\mathrm{Tons}}{2*\mathrm{Tsw}}*\mathrm{Ipks}\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(4\right)$

公式(1)-公式(4)中，Ipk(t)为某时刻原边电流的峰值电流检测信号；Ipks(t)为某时刻副边峰值电流检测信号；Vcs_ref(t)为某时刻功率开关管关断控制电路302的第一预设电压；Rcs为峰值电流检测电阻；Iin(t)为某时刻输入电压Vin对应的输入电流；Io为LED驱动电路输出的平均电流；Vout为LED驱动电路的输出电压信号；N为变压器的原边绕组与副边绕组的匝比；Tons为副边绕组的导通时间；Tonp为原边绕组的导通时间；Tsw为功率开关管的开关周期。 

由公式(1)可知，如果使Vcs_ref(t)的相位与原边绕组输入电压Vin的相位相同，即Vcs_ref(t)＝|sin(2πf*t)|，其中f为交流输入电压Vac的频率，则原边电流Ipk(t)的峰值包络的相位与输入电压Vin的相位相同。 

由公式(1)-公式(4)可知，如果Vcs_ref(t)＝|sin(2πf*t)|，同时，使Tons/Tsw＝Kc*|sin(2πf*t)|，则公式(2)中的 为恒定值，即 

为恒定值，因此，Iin(t)的相位与Vcs_ref(t)的相位相同，即与输入电压Vin的相位相同，提高LED驱动电路的功率因数，且保证LED驱动电路的平均输出电流Io保持恒定；此外，如果Vcs_ref(t)＝|sin(2πf*t)|²，同时，使Tons/Tsw为一恒定值，也能够提高LED驱动电路的功率因数，且保证LED驱动电路的平均输出电流Io保持恒定。 

由于原边电流检测端CS采集的电压信号Vcs与第一预设电压Vcs_ref进行比较，当Vcs达到Vcs_ref时，控制功率开关管关断，使原边绕组截止，原边电流达到峰值，即原边电流的峰值包络的相位与第一预设电压Vcs_ref对应的电流信号的峰值包络的相位相同，因此只要使第一预设电压Vcs_ref的相位与输入电压Vin的相位相同，即可使原边电流的峰值包络的相相位与输入电压Vin的相位相同，进而使输入电流Iin与Vin的相位相同。 

恒流控制电路303的第一输入端与所述输入电压检测端VS耦合，第二输入端与所述输入电压峰值检测端VPK耦合，第二输出端与所述驱动电路304的第二输入端耦合。 

该恒流控制电路，用于产生跟随所述输入电压Vin的变化趋势变化的第一预设电压Vcs_ref，提供给所述功率开关管关断控制电路302，且产生功率开关管导通控制信号，提供给所述驱动电路304； 

驱动电路304，用于当接收到所述功率开关管关断控制信号后，控制所述功率开关管关断，且当接收到所述功率开关管导通控制信号后，控制所述功率开关管导通。 

优选的，所述驱动电路304包括：逻辑处理单元305和功率开关管驱动电路306其中： 

所述逻辑处理单元305，用于接收到功率开关管开始导通控制信号时，输出开关脉冲，并在接收到功率开关管关断控制信号时，关闭开关脉冲； 

功率开关管驱动电路306，用于在接收到所述逻辑处理单元305提供的开关脉冲后，驱动所述功率开关管导通。 

优选的，该原边控制电路还包括过压保护电路307，该过压保护电路307用于当副边绕组状态检测端FB输入的电压高于第一预设高电压值时，和/或电源电压Vcc高于第二预设高电压时，输出关闭信号提供给逻辑处理单元305，使逻辑处理单元停止工作。 

本实施例提供的原边控制电路，能够产生与输入电压检测端VS采集到的输入电压信号Vs的同相位的第一预设电压Vcs_ref，并产生控制功率开关管开始导通时刻的导通控制信号。从而使原边电流的峰值包络相位与输入电压的相位相同，而且，通过控制功率开关管的关断、导通时间，使副边绕组的 导通时间与功率开关管的开关周期的比值为一特定表达式，从而，使得该LED驱动电路的输入电流与输入电压同相位，同时，使该LED驱动电路的输出电流的平均值保持恒定。 

请参见图3，示出了一种恒流控制电路的结构示意图，该电路主要包括：输入电压峰值采样电路310，第一电压电流转换电路320、第二电压电流转换电路330、除法器340、预设电压产生电路350，功率开光管导通信号产生电路360，其中： 

所述输入电压峰值采样电路310的输入端与所述输入电压峰值检测端VPK耦合，用于得到反映原边绕组输入电压的真实的峰值信号。 

所述第一电压电流转换电路320的输入端与所述输入电压检测端VS耦合。 

优选的，该第电压电流转换电路320由第一运算放大器321、镜像电流源322、第一开关管323和第一采样电阻Rs组成，其中， 

第一运算放大器321的同相输入端与所述输入电压检测端VS耦合，输出端与第一开关管323的控制端耦合，反相输入端与第一开关管323的第二端耦合，且该第二端通过第一采样电阻Rs连接接地端，第一开关管323的第一端与镜像电流源322的输入端相连，镜像电流源322的输出端输出的电流提供给除法器340。 

该第一电压电流转换电路的工作过程如下： 

根据运算放大器的虚短原理，第一运算放大器321的同相输入端和反相输入端的电压相等，即第一采样电阻Rs上的压降等于输入电压采样信号Vs，输入电压采样信号Vs经过镜像电流源322转换成电流信号Ivs提供给除法器340。 

所述第一电压电流转换电路330的输入端与所述输入电压采样端VS耦合，用于将所述输入电压采样信号转换为对应的电流采样信号Is，具体公式如下： 

$\mathrm{Ivs}=\frac{\mathrm{Vs}}{\mathrm{Rs}}---\left(5\right)$

优选的，该第二电压电流转换电路330包括：第二运算放大器331、镜像 电流源332、第二开关管333和第二采样电阻Rpk_real，其中， 

第二运算放大器331的同相输入端与所述输入电压峰值采样电路310的输出端耦合，第二运算放大器331的输出端与第二开关管333的控制端耦合，反相输入端与第二开关管333的第二端耦合，且该第二端通过第二采样电阻Rpk_real连接接地端。第二开关管333的第一端与镜像电流源332的输入端耦合，镜像电流源332输出的电流提供给除法器340。 

输入电压峰值采样信号Vpk_real经过第二电压电流转换电路330转换成Ipk_real提供给除法器340，具体公式如下： 

$\mathrm{Ipk}\_\mathrm{real}=\frac{\mathrm{Vpk}\_\mathrm{real}}{\mathrm{Rpk}\_\mathrm{real}}---\left(6\right)$

该第二电压电流转换电路330的工作过程与所述第一电压电流转换电路320的工作过程相同，此处不再赘述。 

所述电流采样信号Ivs、电流采样信号Ipk_real，以及固定偏置电流Ic输入至除法器340中，得到Idivider，需要说明的是，该第二采样电阻Rpk_real的阻值与第一采样电阻Rs的阻值相同，则Idivider的推导公式如下： 

$I\mathrm{div}\mathrm{ider}=\frac{\mathrm{Is}}{\mathrm{Ipk}\_\mathrm{real}}*\mathrm{Ic}=\frac{\mathrm{Vs}}{\mathrm{Vpk}}*\mathrm{Ic}=\mathrm{Ic}*\left|\sin (2\mathrm{\πf}*t)\right|---\left(7\right)$

式(7)中，f为交流输入电压Vac的频率，由公式3可知，Idivider的相位与输入电压Vin的相位保持一致。 

所述预设电压产生电路350，根据除法器340输出的电流Idivider产生第一预设电压Vcs_ref，该第一预设电压Vcs_ref的相位与输入电压Vin的相位相同。 

所述功率开关管导通信号产生电路360，根据除法器340输出的电流Idivider产生功率开关管导通控制信号，用于控制功率开关管何时导通，从而使副边绕组的导通时间与功率开关管的开关周期的比值为一特定表达式，保证LED驱动电路输出的平均电流为恒定值。 

请参见图4，示出了一种预设电压产生电路和功率开关管导通信号产生电路的具体结构示意图。 

预设电压产生电路350包括，第一镜像电流源电路351、第二镜像电流源 352、第三镜像电流源353、第三采样电阻R5。 

第一镜像电流源电路351包括：由MOS管607和MOS管608构成的第一支路，由MOS管605和MOS管606构成的第二支路，以及由MOS管609和MOS管610构成的第三支路。 

第二镜像电流源电路352包括：MOS管601和MOS管602构成的第四支路，由MOS管603和MOS管604构成的第五支路。 

第三镜像电流源电路353包括：MOS管613和MOS管614构成的第六支路，由MOS管615和MOS管616构成的第七支路和由MOS管617和MOS管618构成的第八支路。 

第一镜像电流源电路的第一支路输入有第一偏置电流源Ibias1，第二支路连接第六支路，流过第二支路的电流为Ibias11，第三支路连接除法器340的输出端，流过第三支路的电流为Ibias12。 

第四支路连接所述除法器340的输出端，第五支路连接所述第六支路，流过第六支路的电流为Idivider_comp，第七支路通过第三采样电阻R5连接接地端，流过第七支路的电流为Ics_ref。 

由于Ibias11，Ibias12是Ibias1的镜像电流，通过调节第一镜像电流源电路中MOS管的宽长比，使Ibias11＝Ibias12＝n*Ibias1；Id2是Id1的镜像电流，通过调节第二镜像电流源电路的宽长比，使Id2＝Id1，由于Idivider＝Ibias12+Id1，Idivider_comp＝Ibias11+Id2，因此，Idivider＝Idivider_comp，又由于Ics_ref是Idivider_comp的镜像电流，且第三镜像电流源电路的宽长比为1∶1，故Ics_ref＝Idivider，此时，Ics_ref通过第三采样电阻R5转换为第一预设电压Vcs_ref，其表达式如下： 

Vcs_ref＝R5*Ic*|sin(2πf*t)|            (8) 

由式(8)实现了第一预设电压Vcs_ref的相位与输入电压Vin的相位相同。 

而且，由于Ibias11＝Ibias12＝n*Ibias1，Id2和Id1的范围为0～Ic-Ibias12，此时，Ics_ref的范围变为n*Ibias1～Ic，Vcs_ref的范围为n*Ibias1*R5～Ic*R5，当交流输入电压Vac过零点时，Vs电压比较低，使得Idivider的电流很小，进而Vcs_ref比较低，通过所述第一预设电路，使得在Vs低于一定值时，Vcs_ref不会随Vs继续降低而是保持不变，此时，功率开关管400的导通时 间变长，使得Vs可以继续降低直至接近0伏，这样可以有效降低LED驱动电路的谐波失真。 

所述功率开关管导通信号产生电路360包括：第四镜像电流源电路361，第五镜像电流源电路362，第六镜像电流源电路363，控制开关628、充电电容629、比较器635，其中： 

第四镜像电流源电路361包括：MOS管620和MOS管621、MOS管622和MOS管623。第五镜像电流源电路362包括：MOS管624和MOS管625，MOS管626和MOS管627。第六镜像电流源电路363包括：MOS管630、MOS管631、MOS管632、MOS管633。 

第四镜像电流源电路361的输入端，即MOS管620与第三电流源电路353的第八支路相连，第四镜像电流源电路361的输出端与第五镜像电流源电路362的输入端相连，第五镜像电流源电路362的输出端通过控制开关628与第六镜像电流源电路363的输入端相连，控制开关628的控制端由副边绕组状态信号驱动，即当副边绕组导通时，控制开关628导通，否则，控制开关628截止。 

第六镜像电流源电路363的输出端输入有第二偏置电流源Ibias2。同时，第四镜像电流源电路361的输出端与充电电容629的正极性端相连，且该输出端与比较器的同相输入端相连，比较器的反相输入端输入有第二预设电压Vref2，充电电容629的负极性端连接接地端。 

如图4所示，Idp1是Idivider_comp的镜像电流，Idp1输入到由MOS管620，MOS管621，MOS管622，MOS管623组成的第四镜像电流源电路，其中MOS管623与MOS管621宽长比为Kc∶1，则Idp2＝Kc*Idivider_comp，Idp2输入到由MOS管624，MOS管625，MOS管626，MOS管627组成的第五镜像电流源电路中，则充电电容629的充电电流Ich＝Idp2＝Kc*Idivider_comp≈Kc*Ic*|sin(2πf*t)|，其范围为n*Ibias1～Kc*Ic*|sin(2πf*t)|。 

在功率开关管400的整个开关周期内，充电电流Ich对充电电容629充电，在副边绕组导通时间Tons内，放电电流Idis对充电电容629进行放电，其中Idis＝Ibias2，电路设计时，使Ibias2＝Ic，则有Tons/Tsw＝Kc*|sin(2πf*t)|，式中Tsw为功率开关管的开关周期，为功率开关管的导通时间、关断时间和死 区时间三者之和。 

当充电电容629上电压超过反相输入端的第二预设电压Vref2时，比较器635的输出端输出功率开关管导通控制信号cc_ctrl，进而控制功率开关管400导通。通过图4所示电路分别实现了Vcs_ref＝|sin(2πf*t)|和Tons/Tsw＝Kc*|sin(2πf*t)|，既提高了LED驱动电路的功率因数，又实现了LED驱动电路输出平均电流恒定，不包含低于100Hz的频率分量。 

请参见图5，示出了本申请实施例一种LED驱动电路的各关键点的波形示意图。 

如图所示，Vac表示交流输入电压的波形图，Iac表示交流输入电流的波形图，Ip表示原边电流的波形图，其中，虚线为原边电流Ip的峰值的包络线；Vs表示输入电压检测端的电压波形；Vfb表示副边绕组状态检测端FB输入的电压信号；Tons表示副边绕组导通时间对应的波形图；A表示充电电容629对应的充放电波形图，其中Vref2表示第二基准电压信号；OUT表示原边控制电路输出端OUT的波形图，其中，高电平表示功率开关管开始导通时刻，其中波形中的上升沿表示功率开关管开始导通的时刻；Vcs表示原边电流检测端CS输入的电压信号对应的波形，其中，Vref1为第一预设电压的包络线；。由图5可以看出，当充电电容629上的电压达到第二预设电压Vref2时，功率开关管开始导通，当原边电流检测端CS上的信号达到第一预设电压Vref1时，功率开关管开始关断。Ip波形中的峰值包络的相位与输入电压的波形中的峰值包络相位相同。 

请参见图6，示出了一种输入电压峰值采样电路的结构示意图，该电路包括：第七镜像电流源电路，第八镜像电流源电路，二极管501二极管502和第三偏置电流源Ibias(即偏置电流源506)，其中： 

第七镜像电流源电路包括：MOS管503、MOS管504和MOS管505。第八镜像电流源电路312包括：MOS管507和MOS管508。 

在该输入电压峰值采样电路内部，输入电压检测端VS通过二极管501连接至输入电压峰值检测端VPK，输入电压峰值检测端VPK通过二极管502连接至第七镜像电流源的输入端，且二极管502的阳极连接所述第七镜像电流 源的输入端，阴极连接输入电压峰值检测端VPK。第七镜像电流源电路的第一输出端连接第三偏置电流源Ibias，第二输出端连接第八镜像电流源电路的一端，第八镜像电流源电路的另一端连接输入电压峰值检测端VPK。 

输入电压检测端VS采样输入电压Vin的瞬时电压，在输入电压Vin达到峰值前，输入电压峰值检测端Vpk的电压逐渐增加，Vpk最终增加到比Vs的电压峰值低一个二极管的正向导通压降，并非真实的交流输入电压的峰值电压。通过由MOS管503、504、505和偏置电流源506组成的镜像电流源电路和二极管502得到Vpk_real信号，此信号在Vpk的基础上补偿了一个二极管正向导通压降，反映了真实的交流输入电压的峰值电压。 

具体的，所述镜像电流源电路的工作过程如下： 

二极管502上的电流为偏置电流源506的镜像电流，设定MOS管503和MOS管504的宽长比为1∶1，因此，二极管502上的电流等于偏置电流源506的电流。二极管502阳极的电压即真实的交流输入电压峰值电压Vpk_real，等于输入电压峰值检测端Vpk的电压加上一个二极管压降。 

此外，输入电压峰值检测端Vpk外部连接电容509，流过二极管502的电流及流过二极管501的电流之和为电容509充电，当输入电压检测端的电压由高调低时，如Vs1调节为Vs2，其中Vs1＞Vs2，此时Vpk＞Vs2_max，因此，二极管501不导通，由MOS管503决定输入电压峰值检测端Vpk外接的电容509的充电电流，通过MOS管507放电。 

由于MOS管507上的电流为MOS管508的镜像电流，而MOS管508上的电流等于MOS管505上的电流，MOS管505上的电流为MOS管504的镜像电流，即偏置电流源506的电流。其中，MOS管507和MOS管508的宽长比为m2∶m1，且m2＞m1，保证MOS管507上的电流大于偏置电流源506的电流，即保证电容509的放电电流大于充电电流，使输入电压峰值检测端Vpk上的电压逐渐降低至Vs2_max-Vdiode，其中，Vs2_max表示交流输入电压经过整流分压后的电压峰值，Vdiode为二极管501、502的正向导通压降。 

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同 之处。 

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。 

以上所述仅是本申请的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本申请的保护范围。 

Claims (10)

1.一种LED驱动电路，其特征在于，包括：整流电路、变压器、原边控制电路及功率开关管，其中：

所述整流电路，用于对交流输入电压进行整流，得到整流电压；

所述变压器包括：与所述整流电路耦合的原边绕组，与所述原边绕组耦合的副边绕组，与所述副边绕组耦合的辅助绕组；

所述功率开关管串接在所述原边绕组上；

所述原边控制电路的驱动端与所述功率开关管的控制端耦合，该原边控制电路用于当检测到反映所述原边绕组中电流信号的电压信号达到第一预设电压时，则控制功率开关管关断，所述第一预设电压的相位与所述整流电压相位相同，且该原边控制电路通过控制功率开关管的导通关断时间，使副边绕组的导通时间与所述功率开关管的开关周期的比值为特定表达式。

2.根据权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述原边控制电路包括：输入电压检测端、副边绕组状态检测端、原边电流检测端、输入电压峰值检测端，副边绕组状态信号产生电路、功率开关管关断控制电路、恒流控制电路及驱动电路，其中：

所述副边绕组状态信号产生电路的输入端与所述副边绕组状态检测端耦合，该副边绕组状态信号产生电路用于在检测到副边绕组导通时，输出相应的逻辑电平信号；

所述功率开关管关断控制电路的第一输入端与所述原边电流检测端耦合，第二输入端与所述恒流控制电路的第一输出端耦合，输出端与所述驱动电路的第一输入端耦合，该功率开关管关断控制电路，用于检测到反映所述原边电流的电压信号达到第二输入端的第一预设电压时，输出功率开关管关断控制信号；

所述恒流控制电路的第一输入端与所述输入电压检测端耦合，第二输入端与所述输入电压峰值检测端耦合，第二输出端与所述驱动电路的第二输入端耦合，该恒流控制电路，用于产生跟随所述输入电压的变化趋势变化的第一预设电压，提供给所述功率开关管关断控制电路，且产生功率开关管导通控制信号，提供给所述驱动电路；

所述驱动电路，用于在接收到所述功率开关管关断控制信号后，控制所 述功率开关管关断，且在接收到所述功率开关管导通控制信号后，控制所述功率开关管导通。

3.根据权利要求2所述的LED驱动电路，其特征在于，所述恒流控制电路包括：输入电压峰值采样电路、第一电压电流转换电路、第二电压电流转换电路、除法器、预设电压产生电路、功率开关管导通信号产生电路，其中：

所述输入电压峰值采样电路，用于得到反映所述原边绕组输入电压峰值的输入电压峰值信号；

所述第一电压电流转换电路，用于将反映所述原边绕组输入电压的输入电压采样信号转换为对应的输入电流采样信号；

所述第二电压电流转换电路与所述输入电压峰值采样电路相连，用于将所述输入电压峰值信号转换为对应的峰值电流信号；

所述除法器的第一输入端与所述第一电压电流转换电路相连，第二输入端与所述第二电压电流转换电路相连，用于得到幅值在0～1之间变化，相位与所述输入电压采样信号的相位相同的单位电流信号；

所述预设电压产生电路，用于产生相位与所述单位电流信号的相位相同的第一预设电压；

所述功率开关管导通信号产生电路，用于始终利用所述单位电流信号为该电路内的充电电容充电，且在所述副边绕组导通时，使所述充电电容放电并在所述充电电容上的电压达到第二预设电压时，产生功率开关管导通控制信号。

4.根据权利要求3所述的LED驱动电路，其特征在于，所述预设电压产生电路包括：第一镜像电流源电路、第二镜像电流源电路、第三镜像电流源电路、第一偏置电流源，以及第三采样电阻，其中：

所述第一镜像电流源电路包括第一支路、第二支路和第三支路；所述第二镜像电流源电路包括第四支路和第五支路；所述第三镜像电流源电路包括第六支路和第七支路，每个支路均由两个串联的开关管构成；

所述第一支路连接所述第一偏置电流源，所述第二支路与所述第六支路相连，所述第三支路与所述除法器的输出端耦合，所述第四支路与所述除法 器的输出端耦合，所述第五支路与所述第六支路耦合，所述第七支路通过所述第三采样电阻连接接地端。

5.根据权利要求4所述的LED驱动电路，其特征在于，所述第三镜像电流源电路还包括第八支路，该第八支路由两个串联的开关管组成，所述功率开关管导通控制信号产生电路包括：第四镜像电流源电路、第五镜像电流源电路、第六镜像电流源电路、第二偏置电流源、充电电容、控制开关、比较器，其中：

所述第三镜像电流源电路的第八支路与所述第四镜像电流源电路的输入端相连，该第四镜像电流源电路的输出端与所述第五镜像电流源电路的输入端相连；

所述第五镜像电流源电路的输出端与所述控制开关的第一端相连，所述控制开关的第二端与所述第六镜像电流源电路的输出端相连，所述控制开关的控制端与所述副边绕组状态信号产生电路的输出端耦合，所述第六镜像电流源电路的输入端耦合所述第二偏置电流源；

所述控制开关的第一端与所述充电电容的正极性端相连，该充电电容的负极性端连接接地端，且所述控制开关的第一端连接所述比较器的同相输入端；

所述比较器的反相输入端输入所述第二预设电压，输出端输出功率开关管导通控制信号。

6.根据权利要求3所述的LED驱动电路，其特征在于，所述输入电压峰值采样电路包括：由三个MOS管构成的第七镜像电流源电路、由两个MOS管构成的第八镜像电流源电路、第一二极管、第二二极管和第三偏置电流源，其中：

所述输入电压检测端连接所述第一二极管的阳极，该第一二极管的阴极与所述输入电压峰值检测端相连；

所述输入电压峰值检测端与所述第二二极管的阴极相连，该第二二极管的阳极与所述第七镜像电流源电路的第一输出端相连；

所述第七镜像电流源电路的输入端连接第三偏置电流源，该第七镜像电流源电路的第二输出端与所述第八镜像电流源电路的输入端相连，该第八镜 像电流源电路的输出端连接所述输入电压峰值检测端。

7.根据权利要求3所述的LED驱动电路，其特征在于，所述第一电压电流转换电路包括：第一运算放大器、第一开关管、第一采样电阻、第九镜像电流源电路，其中：

所述第一运算放大器的同相输入端与所述输入电压检测端耦合，输出端与所述第一开关管的控制端耦合，反相输入端与所述第一开关管的第二端耦合，且该第一开关管的第二端通过所述第一采样电阻连接接地端，所述第一开关管的第一端与所述第九镜像电流源的输入端耦合，该第九镜像电流源的输出端为该第一电压电流转换电路的输出端。

8.根据权利要求3所述的LED驱动电路，其特征在于，所述第二电压电流转换电路包括：第二运算放大器、第二开关管、第二采样电阻、第十镜像电流源电路，其中：

所述第二运算放大器的同相输入端与所述输入电压峰值采样电路的输出端相连，输出端与所述第二开关管的控制端耦合，反相输入端连接所述第二开关管的第二端，该第二开关管的第一端与所述第十镜像电流源电路的输入端相连，第二端通过所述第二采样电阻连接接地端，所述第十镜像电流源电路的输出端为该第二电压电流转换电路的输出端。

9.根据权利要求2所述的LED驱动电路，其特征在于，所述驱动电路包括：逻辑处理单元和功率开关管驱动电路，其中：

所述逻辑处理单元，当接收到功率开关管关断控制信号时，不输出开关脉冲，且在接收到所述恒流控制电路产生的功率开关管开始导通控制信号时，输出开关脉冲；

所述功率开关管驱动电路，用于在接收到所述逻辑处理单元提供的开关脉冲后，驱动所述功率开关管导通。

10.根据权利要求9所述的LED驱动电路，其特征在于，所述原边控制电路还包括：过压保护电路，该过压保护电路用于当副边绕组状态检测端输入的电压高于第一预设高电压时，和/或电源电压高于第二预设高电压时，输出关闭信号提供给逻辑处理单元，使逻辑处理单元停止工作。 

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