CN110045174A - 一种电流采样电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种电流采样电路，包括感应绕组、电流流出电路、镜像电流源、采样电容，所述感应绕组和电路中的电感或者反激变压器耦合，产生感应电压，所述电流流出电路与所述感应绕组一端连接，将其感应出的感应电压转换为感应电流，镜像电流源镜像所述感应电流并给所述采样电容充电，所述采样电容经过充电产生的电压即为所述电流采样电路输出的电流采样信号。本发明的电流采样电路为无损电流采样，提高了整机的效率。
Description
技术领域
本发明涉及电流采样技术，且特别是有关于无损电流采样的电路。
背景技术
在开关电源中，很多控制器采用峰值电流控制，或者通过峰值电流对电路进行保护，所以需要采样电路中的电感或者MOS管中的电流。常用的电流采样方式有：电阻采样方式和电流互感器采样方式。
所述电阻采样方式，如图1所示，一反激变换电路，需要采样隔离变压器T的原边绕组N1中电流Id，使用采样电阻Rcs串联在电流采样点，所述采样点的电流Id流过所述采样电阻Rcs，在采样电阻Rcs上产生一个电压Vcs，这个电压Vcs就和实际的电流Id成一个比例，Vcs＝Id*Rcs，所述采样电阻Rcs上的电压Vcs就代表着实际电流Id的信号，幅值上和Id成一个比例，比例系数就是所述采样电阻Rcs的电阻值。
所述电阻采样方式的缺点就是会带来损耗，会让整机效率损失掉0.3％-0.5％，损失掉的这些效率不仅会转化为热，耗散在采样电阻Rcs上，而且还会导致周边环境和其他器件的温度的升高，给整体散热和温升造成不利的影响，同时会需要增加额外的散热措施。
电流互感器采样方式和所述电阻采样方式相比，损耗几乎可以忽略，但是电流互感器采样方式的缺点是其使用的电流互感器需要一个磁芯，在磁芯上分别绕制两个线圈来完成采样侧和功率侧的耦合，一般这种电流互感器的尺寸相对较大，比较占体积，并且成本比所述电阻采样方式要高出许多。
发明内容
本发明提供一种无损电流采样电路，使用感应绕组感应电路中的电流，与电阻采样的方式相比减小了电路的损耗，与互感器采样的方式相比减小了电路的成本，本发明无损电流采样电路使得电路的效率更高。
一种电流采样电路，包括感应绕组、电流流出电路、镜像电流源、采样电容，所述感应绕组感应电流采样点处的电流，并产生感应电压，所述电流流出电路与所述感应绕组一端连接，将其感应出的感应电压转换为感应电流，镜像电流源镜像所述感应电流并给所述采样电容充电，所述采样电容经过充电产生的电压即为所述电流采样电路输出的电流采样信号。
上述感应绕组的一端与地端连接，所述感应绕组的另一端与第一电阻的第一端连接，所述第一电阻第二端与第二电阻的第一端和所述电流流出电路的输入端连接，所述第二电阻的第二端与地端连接。
上述采样电容两端并联一第一开关，所述第一开关为所述采样电容提供复位放电回路，所述第一开关在所述电流采样点处的电流为零时，所述第一开关闭合为所述采样电容提供复位放电回路。
上述电流流出电路包括第一运算放大器和第四开关，所述第一运算放大器的同向端被箝位在电压等级为0V，所述第一运算放大器的反向端与所述第四开关的漏极并接后为所述电流流出电路的输入端，所述第一运算放大器的输出端与所述第四开关的栅极连接，所述第四开关源极为所述电流流出电路的输出端。
上述镜像电流源包括第二开关和第三开关，所述第二开关和第三开关的栅极并联连接，所述第二开关和第三开关的源极并联连接后与辅助电源连接，所述第二开关的漏极与所述第二开关的栅极连接后与所述电流流出电路的输出端连接，所述第三开关的漏极为所述镜像电流源的输出端，与所述采样电容的第一端串联，所述采样电容的第二端与地端连接，所述采样电容的第一端为所述电流采样电路的输出端。
本发明还提供一种电源变换器，所述电源变换器，包含原边电路、隔离变压器、副边电路，所述原边电路与所述隔离变压器的原边绕组并联，所述副边电路与所述隔离变压器的副边绕组并联，所述感应绕组与所述隔离变压器的绕组耦合，感应所述原边绕组的电压。
上述电源变换器为一反激变换器，所述电流采样电路感应所述原边绕组中的电流并形成电流采样信号提供给所述反激变换器的驱动控制电路，所述驱动控制电路根据所述电流采样信号产生驱动控制所述反激变换器中原边主控开关的驱动信号。
本发明还提供一种电源变换器，所述电源变换器，包含一电感，所述感应绕组与所述电感绕组耦合，感应所述电感绕组两端的电压。
上述电源变换器为包括主控开关、所述电感、驱动控制电路，所述驱动控制电路根据所述电流采样信号产生驱动所述主控开关的驱动信号，所述主控开关控制所述电感中的能量流动，所述电源变换器为降压变换电路或升压变换电路或升降压变换电路。
上述电流流出电路和所述镜像电流源集成在一控制芯片中，所述控制芯片的外部设置有所述电流流出电路的输出端和所述镜像电流源的输出端，所述电流流出电路的输出端与所述感应绕组连接，所述镜像电流源的输出端与所述采样电容连接，同时与所述驱动控制电路连接为其提供电流采样信号，所述采样电容的另一端与地端连接。
有益效果，本发明的无损电流采样电路减小了电路的损耗，具有体积小成本低的特点。
为让发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。
附图说明
图1为已知技术中电阻采样方式的结构示意图。
图2为本发明电流采样电路应用于变压器的结构示意图。
图3为本发明电流采样电路应用于变压器的第一具体实施例。
图4为本发明电流采样电路应用于变压器的第二具体实施例。
图5为本发明电流采样电路应用于变压器的第三具体实施例。
图6为本发明电流采样电路应用于变压器的第四具体实施例。
图7为本发明电流采样电路应用于电感的结构示意图。
图8为本发明电流采样电路应用于电感的第一具体实施例。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的和技术方案更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图2所示，本发明电流采样电路2应用在采样变压器原边绕组中电流，一电源变换器1，所述电源变换器1包括原边电路11、隔离变压器T和副边电路12，所述原边电路11和所述隔离变压器T的原边绕组N1并联，所述隔离变压器T的副边绕组N2与所述副边电路12并联。所述电流采样电路2包括感应绕组Nf，所述感应绕组Nf与所述变压器T的磁芯耦合，在所述感应绕组Nf上产生和原边绕组N1的电压V1的成比例的电压Vf，使用电流流出电路21与所述感应绕组Nf连接，具体的所述电流流出电路21的输入端并联连接在所述感应绕组Nf的输出端与地端之间，更具体的说感应绕组Nf的一端与地端连接，另一端为输出端，与电阻R1的一端连接，电阻R1的另一端与所述电流流出电路21的输入端2114并联，同时与电阻R2串联后与地端连接。所述电流流出电路21的输出端2115产生电流Ic，输出给镜像电流源22，所述镜像电流源22产生一个和电流Ic相等的电流Ic，给电容Cs充电，所述电容Cs上的电压波形和原边绕组N1上的电流波形成比例，驱动控制电路13通过采样所述电容Cs的电压Vcs，对原边电路中电感电流或者是MOS管的电流进行控制。
所述电容Cs的两端并联开关S1，所述开关S1在原边电路关断的时候开通，为所述电容Cs放电。
Np为原边绕组N1匝数，Na为感应绕组Nf匝数，Lm为原边电路感量，Rcs为采样电阻，Cs为采样电容，当原边电路11导通时，原边电路电流Id，Id(t)＝(V1/Lm)*t，如果是采用采样电阻进行电流采样，采样电阻上的电压为：
VRcs(t)＝(Rcs*V1/Lm)*t。
感应绕组Nf上的电压为Vaux＝-V1*Na/Np，电流流出电路21的输出端电流Ic，
Ic＝Vaux/RDET＝(V1*Na)/(Np*RDET)。
其中RDET为R1和R2串联后的上偏电阻，镜像电流源22产生一个和Ic一样的电流Ic，用这个电流Ic给采样电容Cs充电，
VCs(t)＝((V1*Na)/(Np*RDET*Cs))*t＝((Na*Lm)/(Np*RDET*Cs)*Id。
所以可以看出VCs和实际Id只差一个比例关系，(Na*Lm)/(Np*RDET*Cs),
另外当Rcs*V1/Lm＝((V1*Na)/(Np*RDET*Cs))时，也就是
当Cs＝Lm*Na/(Rcs*Np*RDET)时，VCs(t)＝VRcs(t)
也就说当电路的参数Lm，Na，Np，Rcs都已知时，通过合理的选择Cs是可以让Cs电容上的电压完全等于Rcs上电压，也就是说用这种新型的电流采样的方式是可以实现和采样电阻一样的效果。
如图3所示为本发明电流流出电路21的具体实施方式，所述电流流出电路21包括运算放大器211，所述运算放大器的同向端2111连接地端，所述地端的电压幅值为0V，或者0.3V等近似为0的电压等级。所述运算放大器的反向端2112与可控开关S2的漏极并联连接，该并联连接端为所述电流流出电路21的输入端2114，可控开关S2的栅极与运算放大器的输出端2113连接，所述可控开关S2的源极为所述电流流出电路21的输出端2115。所述感应绕组Nf的两端并联串联的电阻R1和R2，对感应绕组Nf两端的电压Vf进行分压。所述电流流出电路21的输入端2114连接所述电阻R1和R2的中间串联端201连接。
如图4为图3中镜像电流源22的一具体实施方式，所述镜像电流源22包括开关管S5和S6，所述开关管S5的栅极和所述开关管S6的栅极相连，所述开关管S5的漏极与所述开关管S5的栅极相连，同时所述开关管S5的源极与所述开关管S6的源极并联后与辅助电源VDD相连，在图4所示的实施例中，所述开关管S5的栅极为所述镜像电流源22的输入端221，所述电流流出电路的输出端连接。所述开关管S6的漏极为所述镜像电流源22的输出端222，与所述采样电容Cs的第一端连接，所述采样电容Cs的第二端与地端连接，所述采样电容Cs两端并联开关S1为所述采样电容Cs提供放电通路。所述电容Cs的第一端与驱动控制电路13连接，为其提供电流采样信号VCs。所述开关管S5和S6为一对对称的PMOS，开关管S2为NMOS。
图5为本发明电源变换器1的具体实施例，所述电源变换器1为包含隔离变压器T的反激变换器，所述原边电路11包含输入电压Vin和开关S3，所述原边绕组N1与开关S3串联与输入电压Vin并联，所述副边绕组N2的两端与副边电路并联，所述副边电路12为整流滤波电路，包括整流二极管D1和滤波电容Cf，所述整流二极管D1和所述滤波电容Cf与副边绕组N2串联，所述滤波电容Cf两端电压为电源变换器1的输出电压。
所述电流采样电路2采样流过所述开关S3的电流，并产生电流采样信号VCs，提供给所述驱动控制电路13，所述驱动控制电路13与所述开关S3的门极连接，产生驱动控制开关S3开通或者关断的控制信号Vdr。
如图6所示，将所述电流输出电路21和所述镜像电流源22集成在电流采样芯片23中，所述电流采样芯片23设置有电流输出电路21的输出端231，和所述镜像电流源22的输出端232。所述输出端231与所述辅助绕柱Nf连接，所述输出端232与所述采样电容Cs连接，为所述采样点Cs充电，所述输出端232同时与所述驱动控制电路13连接为其提供所述采样电容Cs的电压，也即电流采样信号VCs。
如图7所示为发明技术方案应用于采样电感中电流的框图，电源变换器,3，包括开关电路31、驱动控制电路32和电感L，所述开关电路31和所述电感L连接，所述开关电路31控制所述电感L中的能量流动，所述驱动控制电路32驱动控制开关电路31。电流采样电路2包括感应绕组Nf，所述感应绕组Nf与所述电感L的磁芯耦合，在所述感应绕组Nf上产生和所述电感L的电流Id的成比例的电压Vf，使用电流流出电路21与所述感应绕组Nf连接，具体的所述电流流出电路21的输出端并联连接在所述感应绕组Nf的一端与地端连接，另一端与电阻R1的一端连接，电阻R1的另一端与所述电流流出电路21和输出端并联，同时与电阻R2串联后与地端连接。并在所述电流流出电路21的输出端产生电流Ic，使用镜像电流源22产生一个和电流Ic相等的电流Ic，给电容Cs充电，所述电容Cs上的电压波形和原边绕组N1上的电流波形成比例，驱动控制电路13通过采样所述电容Cs的电压Vcs，对电感L的电流进行控制。
所述电容Cs的两端并联开关S1，所述开关S1在所述开关电路31关断的时候开通，为所述电容Cs放电。
请再参考图8，为本发明图7的一具体实施例，所述电流采样电路2采样一BUCK电路中的电感电流，但是本发明并不以此为限，其他含有电感的电路，例如BOOST、BUCK-BOOST电路均可使用本发明的电流采样电路。
所述BUCK电路包括主控开关S4、电感L、续流二极管D2和输出滤波电容Co，所述主控开关S4和所述电感L串联，所述续流二极管D2和所述输出滤波电容Co串联后与所述电感L并联，所述主控开关S4闭合时，输入电源Vin为所述电感L提供电能，所述主控开关S4关断时，所述电感L通过二极管D2续流，为负载提供电能。
电流采样电路2中的感应绕组与所述电感L的磁芯耦合，所述感应绕组Nf与所述电感L的磁芯耦合，在所述感应绕组Nf上产生和所述电感L的电流Id的成比例的电压Vf，使用电流流出电路21与所述感应绕组Nf连接，并在所述电流流出电路21的输出端产生电流Ic，使用镜像电流源22产生一个和电流Ic相等的电流Ic，给电容Cs充电，所述电容Cs上的电压波形和原边绕组N1上的电流波形成比例，驱动控制电路13通过采样所述电容Cs的电压Vcs，产生所述主控开关S4的驱动控制信号，对电感L的电流进行控制。
本案提出的新型的无损电流采样方法的有益效果为：
产生的损耗比用电阻采样小很多，电阻采样的损耗为Idrms^2*Rcs，以一个65W适配器为例，在90Vac输入时，原边MOS管电流有效值为1A左右，假设Rcs＝0.3ohm，那么将会产生300mW的损耗，占输出功率的0.46％，而本案提出的采样方式，损耗为每个周期给采样电容充放电的能量，充放电的能量为2倍的采样电容的储能，按照以上Ccs的计算，假设Lm＝280UH，Np＝30，Na＝12，Rcs＝0.3，R1＝90k时，开关频率为100kHz，计算出可以和Rcs采样出等效的电压幅值的采样电容容值为：Cs＝4.15nF，Ccs上面的最高电压为0.8V，所以给采样电容Cs充放电产生的损耗为：
PCs＝Cs*Vcspk^2*fs＝0.265mW，产生损耗只有电阻采样的千分之一不到。所以本案提出的电流采样的方法省去采样电阻，降低了成本，提高了整机的效率。
而本案提出的电流采样方案和电流互感器相比，同样产生的损耗几乎可以忽略，但是本发明只要一颗体积很小的电容，通常0603或者0402封装即可，和电流互感器相比，所占用的体积和成本几乎可以忽略。
本发明的提及的开关，特别是可控开关，并不限制可控开关的种类，任何可应用的可控开关均可作为本发明的实施例，例如三极管、绝缘栅双极型晶体管等。
本案提出的一种新型采样方式可以应用在准谐振工作模式QRM、电流临界连续模式CRM、断续电流工作模式DCM的电流采样上。
虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。
Claims (10)
1.一种电流采样电路，其特征在于，包括感应绕组、电流流出电路、镜像电流源、采样电容，所述感应绕组感应电流采样点处的电流，并产生感应电压，所述电流流出电路与所述感应绕组一端连接，将其感应出的感应电压转换为感应电流，镜像电流源镜像所述感应电流并给所述采样电容充电，所述采样电容经过充电产生的电压即为所述电流采样电路输出的电流采样信号。
2.如权利要求1所述一种电流采样电路，其特征在于，所述感应绕组的一端与地端连接，所述感应绕组的另一端与第一电阻的第一端连接，所述第一电阻第二端与第二电阻的第一端和所述电流流出电路的输入端连接，所述第二电阻的第二端与地端连接。
3.如权利要求2所述一种电流采样电路，其特征在于，所述采样电容两端并联一第一开关，所述第一开关为所述采样电容提供复位放电回路，所述第一开关在所述电流采样点处的电流为零时，所述第一开关闭合为所述采样电容提供复位放电回路。
4.如权利要求3所述一种电流采样电路，其特征在于，所述电流流出电路包括第一运算放大器和第四开关，所述第一运算放大器的同向端被箝位在电压等级为0V，所述第一运算放大器的反向端与所述第四开关的漏极并接后为所述电流流出电路的输入端，所述第一运算放大器的输出端与所述第四开关的栅极连接，所述第四开关源极为所述电流流出电路的输出端。
5.如权利要求4所述一种电流采样电路，其特征在于，所述镜像电流源包括第二开关和第三开关，所述第二开关和第三开关的栅极并联连接，所述第二开关和第三开关的源极并联连接后与辅助电源连接，所述第二开关的漏极与所述第二开关的栅极连接后与所述电流流出电路的输出端连接，所述第三开关的漏极为所述镜像电流源的输出端，与所述采样电容的第一端串联，所述采样电容的第二端与地端连接，所述采样电容的第一端为所述电流采样电路的输出端。
6.如权利要求1所述一种电流采样电路，其特征在于，应用于电源变换器，所述电源变换器，包含原边电路、隔离变压器、副边电路，所述原边电路与所述隔离变压器的原边绕组并联，所述副边电路与所述隔离变压器的副边绕组并联，所述感应绕组与所述隔离变压器的绕组耦合，感应所述原边绕组的电压。
7.如权利要求6所述一种电流采样电路，其特征在于，所述电源变换器为一反激变换器，所述电流采样电路感应所述原边绕组中的电流并形成电流采样信号提供给所述反激变换器的驱动控制电路，所述驱动控制电路根据所述电流采样信号产生驱动控制所述反激变换器中原边主控开关的驱动信号。
8.如权利要求1所述一种电流采样电路，其特征在于，应用于电源变换器，所述电源变换器，包含一电感，所述感应绕组与所述电感绕组耦合，感应所述电感绕组两端的电压。
9.如权利要求8所述一种电流采样电路，其特征在于，所述电源变换器为包括主控开关、所述电感、驱动控制电路，所述驱动控制电路根据所述电流采样信号产生驱动所述主控开关的驱动信号，所述主控开关控制所述电感中的能量流动，所述电源变换器为降压变换电路或升压变换电路或升降压变换电路。
10.如权利要求1所述一种电流采样电路，其特征在于，所述电流流出电路和所述镜像电流源集成在一控制芯片中，所述控制芯片的外部设置有所述电流流出电路的输出端和所述镜像电流源的输出端，所述电流流出电路的输出端与所述感应绕组连接，所述镜像电流源的输出端与所述采样电容连接，同时与所述驱动控制电路连接为其提供电流采样信号，所述采样电容的另一端与地端连接。
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