CN105322798A - 多路输出反激变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多路输出反激变换器，至少包括：变压器、输入电路、第一输出电路和第二输出电路；该变压器通过第一输出绕组给第一输出电路提供能量，通过第二输出绕组给第二输出电路提供能量；该第二输出电路包括：第一整流开关、第一基准误差放大电路、第一PWM控制器、第二整流元件和第二滤波电容，第一整流开关设于变压器的第二输出绕组与第二滤波电容之间用于控制第二输出绕组的能量输出，第一PWM控制器通过第一基准误差放大电路侦探的第二输出电路输出的第二电压信号控制第一整流开关的导通状态以形成电压型负反馈环。本发明的多路输出反激变换器有效控制了变压器辅路绕组能量的传输，以简单高效的方式使辅路的输出电压保持高稳定精度。

Description

多路输出反激变换器

技术领域

本发明涉及一种多路输出反激变换器，更具体地说，涉及一种具有二次侧稳压控制的多路输出反激变换器。

背景技术

多路输出的反激变换器具有结构设计简单、体积小、成本低等优势，因而被广泛应用在中、低功率应用环境中。例如，目前大多数的消费类电源、工控辅助电源等均运用了多路输出反激变换器。

如图1所示，为现有常用的多路输出反激变换器的电路原理图，其至少包括：变压器T、输入电路、第一输出电路和第二输出电路。其中，输入电源经输入电路将能量通过变压器T转换传输给第一输出电路和第二输出电路输出。输出变压器T至少具有一次侧绕组Tp、第一输出绕组Ts1与第二输出绕组Ts2；第一输出回路作为主输出回路(以下简称主路)，第二输出回路作为辅输出回路(以下简称辅路)。输入电路至少包括第二整流开关Q2、第二PWM控制器91和反馈隔离单元92。输入电源由电源供应端VIN接入一次侧绕组Tp和第二整流开关Q2的串联电路，向一次侧绕组Tp储能，第二PWM控制器91则根据反馈隔离单元92侦探的电压信号控制第二整流开关Q2的导通状态，由此形成电压负反馈回路。第一输出电路至少包括第一整流元件D1和第一滤波电容C1，第一输出绕组Ts1的能量通过该第一整流元件D1与第一滤波电容连接至第一输出端VO1输出给第一负载R1。第二输出电路，具有第二整流元件D2和第二滤波电容C2，该第二输出绕组Ts2的能量通过该第二整流元件D2与第二滤波电容C2连接至第二输出端VO2输出给第二负载R2。图中电流采样、吸收电路、供电电路等辅助电路部分已省略。

由于该方案中，只有第一输出电路即主路输出作为电压采样反馈，虽然主路和辅路的输出电压之比理论上应该等于对应绕组匝数比，但是实际情况下第二输出电路的输出电压会受到两个输出电路所带负载大小、整流滤波单元参数以及变压器寄生参数(如漏感、寄生电容等)的影响。所以导致该方案目前普遍存在的问题是：当主路输出带满载辅路输出带轻载时，辅路输出电压会漂高；当主路输出带轻载辅路输出带满载时，辅路输出电压会偏低。在大多数应用条件下，辅路输出电压的稳压精度不高，交叉调整率较差。即使在保证最小负载的情况下交叉调整率普遍能够做到10％以下，但是很难达到5％以下，依然很难满足辅路输出稳压精度要求较高的应用场合。

现有提高多路输出反激变换器的辅路输出稳压精度的一种方案是使用低压差线性稳压器(LDO)进行线性稳压，如图2所示。但是由于LDO输入输出之间需满足一定压差，该方案必然降低了辅路输出的转换效率，而且如果辅路输出负载较大，那么LDO损耗较大则必须考虑散热问题。

现有提高多路输出反激变换器的辅路输出稳压精度的另一种方案是采用两级功率变换器，如图3所示。第一级功率变换器采用常规多路输出反激变换器电路，即一次侧的第二整流开关Q2的输出占空比受控于反馈的二次侧的电压信号，二次侧采用整流二极管如第一整流元件D1整流，主路反馈电压信号实现稳压，而辅路仅经整流二极管如第二整流元件D2整流后滤波电容滤波；然后通过第二级功率变换器BUCK(降压型)电路80降压到需要的输出电压值。其中第三PWM控制器81通过第二基准误差放大电路82反馈的电压信号控制第三整流开关Q3。采用BUCK电路80的优势在于，对比线性稳压效率大幅提升，无功功耗的散热问题也可以得到较好得解决。但是也存在以下缺点：首先增加了第二级变换器，引入了新的开关噪声，电磁兼容性能变差；其次需要设计BUCK电感L1，同时增大多路输出反激变换器尺寸；增加的BUCK电路80增加了物料成本。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有多路输出反激变换器的辅路稳压方法复杂或效率低的缺陷，提供一种多路输出反激变换器，采用更为简单、高效的方式来满足辅路输出高精度、低调整率的要求。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种多路输出反激变换器，至少包括：

变压器，具有一次侧绕组、第一输出绕组与第二输出绕组；

输入电路，连接至所述一次侧绕组，输入电源通过该输入电路向所述一次侧绕组储能；

第一输出电路，具有第一整流元件和第一滤波电容，所述第一输出绕组的能量通过该第一整流元件与第一滤波电容整流输出得到第一电压信号；

第二输出电路，具有第二整流元件和第二滤波电容，所述第二输出绕组的能量通过该第二整流元件和第二滤波电容整流输出得到第二电压信号；

所述第二输出电路还包括：第一整流开关、第一基准误差放大电路和第一PWM控制器，所述第一整流开关设置于所述第二输出绕组与第二滤波电容之间用于控制所述第二输出绕组的能量输出，所述第一PWM控制器通过所述第一基准误差放大电路侦探的第二电压信号控制所述第一整流开关的导通状态以形成电压型负反馈环。

在根据本发明所述的多路输出反激变换器中，所述输入电路包括第二整流开关、第二PWM控制器和反馈隔离单元，输入电源通过所述一次侧绕组和所述第二整流开关构成的串联电路向所述变压器的一次侧绕组储能；所述第二PWM控制器根据所述反馈隔离单元侦探的第一电压信号控制所述第二整流开关的导通状态。

在根据本发明所述的多路输出反激变换器中，所述第一PWM控制器侦探一同步信号以确定所述第一整流开关的导通开始时刻，并根据所述第一基准误差放大电路侦探第二电压信号后处理得到的反馈电压，检测达到辅路基准反馈电压所对应的时刻后关断第一整流开关，以确定所述第一整流开关的驱动占空比。

在根据本发明所述的多路输出反激变换器中，所述同步信号为以下信号中的任意一个：一次侧绕组的端电压、第一输出绕组的端电压/流过电流、第二PWM控制器发出的PWM信号、第二整流开关的端电压/流过电流和第二整流开关导通触发信号。

在根据本发明所述的多路输出反激变换器中，所述第一整流开关的导通开始时刻位于第二整流开关的导通期间。

在根据本发明所述的多路输出反激变换器中，所述第一输出绕组和第二输出绕组为不同绕组。

在根据本发明所述的多路输出反激变换器中，所述第一输出绕组和第二输出绕组为同一绕组，所述多路输出反激变换器为单绕组双路共地输出。

在根据本发明所述的多路输出反激变换器中，所述第一整流开关为MOSFET。

在根据本发明所述的多路输出反激变换器中，所述第二整流元件和所述第一整流开关的功能由所述第一PWM控制器控制的两个反向串联的同步整流MOSFET实现。

在根据本发明所述的多路输出反激变换器中，所述第一整流元件和第二整流元件均为整流二极管。

实施本发明的多路输出反激变换器，具有以下有益效果：本发明的多路输出反激变换器通过在输出电路中设置电压型负反馈环，有效地控制了能量的传输，使得辅路的输出电压也能保持高稳定精度；并且本发明的电路设计简单，成本低，转换效率高。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1为现有常用的多路输出反激变换器的电路原理图；

图2是现有使用LDO进行稳压的多路输出反激变换器的电路原理图；

图3是现有使用两级功率变换器进行稳压的多路输出反激变换器的电路原理图；

图4为根据本发明的多路输出反激变换器的第一实施例的电路原理图；

图5为根据本发明的多路输出反激变换器的典型电流波形图；

图6为根据本发明的多路输出反激变换器的第二实施例的电路原理图；

图7a-7d分别为图6电路的saber仿真波形图；

图8为根据本发明的多路输出反激变换器的第三实施例的电路原理图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。

请参阅图4，为根据本发明的多路输出反激变换器的第一实施例的电路原理图。如图4所示，该实施例提供的多路输出反激变换器至少包括：变压器T、输入电路、第一输出电路和第二输出电路。其中，输入电源经输入电路将能量通过变压器T转换传输给第一输出电路和第二输出电路输出。输出变压器T至少具有一次侧绕组Tp、第一输出绕组Ts1与第二输出绕组Ts2；第一输出回路作为主输出回路(以下简称主路)，第二输出回路作为辅输出回路(以下简称辅路)。一次侧绕组Tp连接电源供应端VIN，输入电源通过位于一次侧的输入电路向一次侧绕组Tp储能。第一输出电路连接至第一输出绕组Ts1，并且具有第一输出端VO1以产生第一电压信号。第一输出电路至少包括第一整流元件D1和第一滤波电容C1，第一输出绕组Ts1的能量经过该第一整流元件D1与第一滤波电容C1构成的整流滤波电路输出第一电压信号给第一负载R1。在本实施例中第一整流元件D1为整流二极管。第二输出电路连接至第二输出绕组Ts2，并且具有第二输出端VO2以产生第二电压信号。第二输出电路至少包括第二整理元件D2和第二滤波电容C2，第二输出绕组Ts2的能量经过该第二整流元件和第二滤波电容C2构成的整流滤波电路输出第二电压信号给第二负载R2。

输入电路至少包括第二整流开关Q2、第二PWM控制器91和反馈隔离单元92。输入电源由电源供应端VIN接入一次侧绕组Tp和第二整流开关Q2的串联电路，向一次侧绕组Tp储能，第二PWM控制器91则根据反馈隔离单元92侦探的第一输出电路输出的第一电压信号控制第二整流开关Q2的导通状态，进而调整电源供应端VIN储存至变压器T的能量大小，由此形成电压负反馈回路。该第二整流开关Q2可以为MOSFET管或其他可受控的开关元件。此外，第一整流元件D1也可以为其它可受控的整流开关，例如MOSFET(金属-氧化层半导体场效晶体管)，通过PWM控制器实现主路自身的电压反馈等。

本发明特别对第二输出电路部分进行了改进。其中，第二输出电路还包括：第一整流开关Q1、第一基准误差放大电路12和第一PWM控制器11。第一整流开关Q1设置于第二输出绕组Ts2与第二滤波电容C2之间用于控制第二输出绕组Ts2的能量输出，如图4中所示。该第一整流开关Q1可以为MOSFET管或其他可受控的开关元件。第一PWM控制器11通过第一基准误差放大电路12侦探第二输出端VO2输出的第二电压信号，以此控制第一整流开关Q1的导通状态以形成电压型负反馈环。图中电流采样、吸收电路、供电电路、开关驱动电路等辅助电路部分已省略。在本实施例中，第一整流开关Q1采用MOSFET实现，相应地，保留了现有电路中的第二整流元件即整流二极管D2。

具体地，第一PWM控制器11可以侦探一同步信号以确定所述第一整流开关的导通开始时刻，并根据第一基准误差放大电路12侦探第二电压信号后处理得到的反馈电压(即辅路基准反馈电压)，检测达到辅路基准反馈电压所对应的时刻后关断第一整流开关，以确定第一整流开关Q1的驱动占空比。也就是说，当位于二次侧的第一整流开关Q1的导通后，PWM控制器开始计时，当达到第一基准误差放大电路12得到的反馈电压所对应时刻时，驱动被第一PWM控制器11拉低关断，变压器T停止通过第二输出绕组给第二输出电路即辅路及负载传输能量，变压器T剩余能量只传输给第一输出回路即主路整流输出。所以第一整流开关Q1控制了变压器T传输给辅路的能量。

同步信号可以为任何包含一次侧绕组的储能周期信息的信号，也可以为第二整流开关Q2导通触发信号。由于变压器具有的绕组储能和放能特性，一次侧绕组Tp的储能开始和结束时间，也就是第一输出绕组Ts1输出能量的结束和开始时间。因此，该包含一次侧绕组的储能周期信息的信号可以为一次侧绕组Tp的端电压、第一输出绕组Ts1的端电压、第二输出绕组Ts2的端电压、第一整流元件D1的端电压、第一整流元件D1的流过电流、第二PWM控制器91发出的PWM信号、第二整流开关Q2的端电压或流过电流。第二整流开关Q2导通触发信号具体为第二整流开关Q2开通后通过设定电路马上触发第一PWM控制器11复位并输出高电平，从而触发第一整流开关Q1开通。其中的设定电路可以是隔离的，也可以是不隔离的。常见的隔离触发方式：在检测位于二次侧的第二输出绕组的输出电压在低于一定值时触发同步信号；采用隔离光耦触发；采用额外的隔离变压器触发。

通过上述方案，当第二输出电路即辅路的输出电压越偏低，第一基准误差放大电路12输出的反馈电压越大，第一PWM控制器11输出的驱动占空比则越大，变压器T传输给辅路的能量越多，从而使辅路输出电压提高以保持稳定；反之亦然。因此，本发明由增加的控制电路组成电压型负反馈环，进而有效的控制了传输能量，辅路的输出电压也能保持高稳定精度。

在本发明的优选实施例中，第一整流开关Q1的导通开始时刻优选位于第二整流开关的导通期间。第二整流开关的导通期间也就是变压器T的一次侧绕组Tp的储能开始至储能结束之间。在第二整流开关Q2导通期间，即一次侧绕组Tp的储能期间开通第一整流开关Q1，此时变压器T的绕组电压还未翻转，还没有电流流过第一整流开关Q1的漏极和源极之间，这样可以使第一整流开关Q1达到零电压开通的效果，大大减少其开通损耗。第一整流开关Q1的导通开始时刻也可以直接为第二整流开关导通触发信号的触发时刻，即采用第二整流开关Q2导通触发信号作为同步信号的方案，由第二整流开关Q2在开通后马上触发第一PWM控制器11复位并输出高电平，从而触发第一整流开关Q1开通。

请参阅图5，为根据本发明的多路输出反激变换器的典型电流波形图。其中，Ip为第二整流开关Q2的DS电流波形，Is1为第一整流元件D1的电流波形，Is2为第二整流元件D2的电流波形，K_Q1为第一整流开关Q1的PWM信号波形。Don为第二整流开关Q2的导通占空比；Doff1为第二整流元件D2的导通占空比；Doff2为第一整流元件D1的导通占空比，T为一个开关周期，Doff2＞Doff1。T*Don为第二整流开关Q2的周期导通时间，T*Doff1为第二整流元件D2的周期导通时间，T*Doff2为第一整流元件D1的周期导通时间。

根据瞬态磁通不突变原则得到各状态下电流值满足以下公式:

$\mathrm{Ipb}=\frac{\mathrm{Ns}1}{\mathrm{Np}}\·\mathrm{Is}1a+\frac{\mathrm{Ns}2}{\mathrm{Np}}\·\mathrm{Is}2a;$

$\mathrm{Is}1c=\mathrm{Is}1b+\frac{\mathrm{Ns}2}{\mathrm{Ns}1}\·\mathrm{Is}2b;$

$\mathrm{Ipa}=\frac{\mathrm{Ns}1}{\mathrm{NP}}\·\mathrm{Is}1d;$

其中Np为一次侧绕组Tp1的匝数，Ns1，Ns2分别为第一输出绕组Ts1和第二输出绕组Ts2的匝数，Lp为一次侧绕组Tp1的感量，Ls1，Ls2分别为第一输出绕组Ts1和第二输出绕组Ts2的感量。

根据滤波电容平均电流为零得主路和辅路输出电流值与各状态瞬态电流值满足以下公式：

$\mathrm{Io}1=\frac{\mathrm{Is}1a+\mathrm{Is}1b}{2}\·\mathrm{Doff}1+\frac{\mathrm{Is}1c+\mathrm{Is}1d}{2}\·(\mathrm{Doff}2-\mathrm{Doff}1);$

$\mathrm{Io}2=\frac{\mathrm{Is}2a+\mathrm{Is}2b}{2}\·\mathrm{Doff}1;$

根据伏秒守恒得

$\mathrm{Don}=\frac{(\mathrm{Ipb}-\mathrm{Ipa})\·\mathrm{Lp}}{\mathrm{Vin}\·T};$

$\mathrm{Doff}1=\frac{(\mathrm{Is}1a-\mathrm{Is}1b)\·\mathrm{Ls}1}{\mathrm{Vo}1\·T}=\frac{(\mathrm{Is}2a-\mathrm{Is}2b)\·\mathrm{Ls}2}{\mathrm{Vo}2\·T};$

$\mathrm{Doff}2=1-\mathrm{Don}=\mathrm{Doff}1+\frac{(\mathrm{Is}1c-\mathrm{Is}1d)\·\mathrm{Ls}1}{\mathrm{Vo}1\·T}.$

其中，Vin为输入电源的电压，Vo1为第一输出电路的输出电压，Vo2为第二输出电路的输出电压；Io1为第一输出电路的输出负载，Io2为第二输出电路的输出负载。

如图5所示，第一整流开关Q1的导通开始时间优选在第二整流开关Q2的导通期间即Don时序内，因此第一整流开关Q1的占空比应小于Don+Doff1，大于Doff1。

在此对图1所示的现有方案和图4所示的本发明方案使用Saber仿真软件进行了功率级仿真。其中，第一输出绕组和第二输出绕组的匝数相同。在图1现有方案中，整流二极管D1、D2采用型号为IN4007的二极管实现，第二整流开关Q2采用型号为SMP7N60的MOSFET管，第一电容C1为220uF，第二电容C2为10uF，辅路负载R1为500Ω，主路负载R2为5Ω。仿真参数如下：

输入电压350Vdc；

变压器磁材参数：Coercivity(矫顽力，Hc):43.7563A/m；Remanence(剩磁，Br):0.129093T；Initialpermeability(起始磁导率):478.625；DCresistivity(直流电阻率):0.1Ohm-m；Corelosspercycle(每个周期的磁芯损耗):0.0753059mJ/cm³；Length(长度):35mm；*Effectivepermeability(有效导磁率):95.876891524296；Effectivearea(有效面积，Ae):19.2mm²；Airgap(气隙):0.34mm；Sectionshape(截面形状):Rectangular(矩形)；

变压器绕线参数：

Reference(参照物):原边绕组Tp；Connectionpins(连接引脚):p1,m1；Type(类型):SolidWire(实芯焊丝)；Numberofturns(圈数):200；Length(长度):7.406m；DCresistance(直流电阻率):0.0943ohm；Selfinductance(自感):0.002644H；

Reference(参照物):副边绕组Ts1；Connectionpins(连接引脚):p2,m2；Type(类型):SolidWire(实芯焊丝)；Numberofturns(圈数):15；Length(长度):0.9096m；DCresistance(直流电阻率):598.2uohm；Selfinductance(自感):14.87uH；

Reference(参照物):副边绕组Ts2；Connectionpins(连接引脚):p3,m3；Type(类型):SolidWire(实芯焊丝)；Numberofturns(圈数):15；Length(长度):0.99m；DCresistance(直流电阻率):0.02143ohm；Selfinductance(自感):14.87uH；

第二PWM控制器参数：频率：91kHz；占空比：0.2545；

由于辅路和主路的负载分别为500Ω和5Ω，使得测试得到的辅路输出电压为8.86V，但主路输出电压为8.2V。这是由于变压器T漏感的存在，其辅路输出电流不受有源开关控制，辅路输出电压会受到负载影响，电压精度和调整率较差。

在图4的本发明方案中，第一整流开关Q1采用型号为MTM20N10的MOSFET管，其它元件与图1中一样。仿真参数如下：

输入电压350Vdc；

第二PWM控制器参数：频率：91kHz；占空比：0.24545(2.7us导通时长)；

第一PWM控制器参数：频率：91kHz；占空比：0.1272(1.4us导通时长)；开通时序较第二PWM控制器延迟2uS；

其他参数与图1中一致。

在本发明的方案中，辅路在整流二极管D2后加入第一整流开关Q1，例如有源控制的MOSFET，在两路输出带负载分别为100Ω和5Ω的情况下，通过PWM控制的有源开关控制住了变压器T传输给辅路的能量，而不是现有方案的被动接受，所以测试得出的主路和辅路的输出电压均为8.3V。因此，本发明的多路输出反激变换器在图1的现有变压器未更改情况下加入PWM控制的整流开关控制辅路的导通，实现了辅路的高精度稳压。

请参阅图6，为根据本发明的多路输出反激变换器的第二实施例的电路原理图。如图6所示，该第一输出绕组Ts1和第二输出绕组Ts2为同一绕组，即多路输出反激变换器采用单绕组双路共地输出。变压器T的二次侧只有一个绕组，但是通过有源开关控制可以在第二输出端VO2得到一个比第一输出端VO1的电压即主路电压更低的辅路电压，即可以得到两个不同电压输出。图6中，第一整流开关Q1和第二整流开关Q2均采用型号为MTP20N10的MOSFET管，第一电容C1为100uF，第二电容C2为68uF。图7a-7d分别为图6电路的saber仿真波形图。其中，图7a为第一整流元件D1的电流波形图，图7b为第二整流元件D2的电流波形图，图7c为第一输出端VO1的电压波形图，图7d为第二输出端VO2的电压波形图，仿真参数如下：

输入电压：19V；

变压器参数：绕组耦合系数k＝0.98；

Reference(参照物):原边绕组Tp；Numberofturns(圈数):11；DCresistance(直流电阻率):0.008ohm；Selfinductance(自感):12.7uH；

Reference(参照物):副边绕组Ts1；Numberofturns(圈数):9；DCresistance(直流电阻率):0.007ohm；Selfinductance(自感):8.5uH；

第二PWM控制器参数：频率：100kHz(周期10us)；占空比：0.415(4.15us导通时长)；

第一PWM控制器参数：频率：100kHz(周期15us)；占空比：0.185(1.85us导通时长)；开通时序较第二PWM控制器延迟3.8us；

仿真得到第一输出端VO1的主路输出电压为12V/1.33A，第二输出端VO2的辅路输出电压为5V/0.8A。此外，本发明还适用于将位于一次侧的辅助绕组作为第一输出绕组即为一次侧绕组进行电压反馈，二次侧的绕组作为第二输出绕组进行功率输出的方案。

请参阅图8，为根据本发明的多路输出反激变换器的第三实施例的电路原理图。如图8所示，前述第一整流开关Q1和第二整流元件D2的功能由两个反向串联的同步整流MOSFET实现。这两个同步整流MOSFET由第一PWM控制器11统一控制。每个同步整流MOSFET具有一个寄生二极管，在此将两个MOSFET串联使得两个MOSFET的寄生二极管反向串联，以防止左右两边的电源倒灌。采用整流MOSFET共同驱动，虽然时序控制难度加大，但可以降低第一实施例中采用整流二极管D2的损耗，进一步提高效率。

本发明与采用LDO进行稳压的多路输出反激变换器相比，可以大幅提高效率，无功功耗散热问题也可以得到解决。

本发明与采用两级功率变换进行稳压的多路输出反激变换器相比，具有以下优势：

1)由于直接从变压器T通过第一整流开关Q1如MOSFET输出电流供给负载，而无需第二级变换，相对BUCK电路方案，没有电感和续流二极管的损耗，同时二次侧的第一整流开关Q1可以做到零电压开通，所以辅路输出的变换效率可以设计得更高；

2)无需BUCK电感，设计更为简单；

3)驱动辅路第一整流开关Q1的PWM信号与一次侧的PWM信号频率同步，可以做到基本不引入新的开关噪声；

4)省去了一级滤波电容、BUCK电感、续流二极管，可以大大降低成本；

5)产品的尺寸可以有效减小，功率密度可以提高。

综上所述，本发明通过在多路输出反激变换器的辅路输出以电压负反馈环和PWM控制构成的控制方式来实现截断变压器传输的电流，从而实现辅路输出稳压。进一步地，通过与一次侧的PWM频率做同步，在一次侧绕组翻转前开通辅路的整流开关，通过第一基准误差放大电路的反馈信号与侦测的同步信号结合得到驱动占空比，控制第二输出回路的整流开关的导通时间，从而控制变压器传输给辅路的能量为实际负载所需。本发明并不限于说明书中给出的具体实现电路，也可以使用其它方式实现电压负反馈和时序同步。

本发明是根据特定实施例进行描述的，但本领域的技术人员应明白在不脱离本发明范围时，可进行各种变化和等同替换。例如器件位置变动，如将第一整流开关Q1位置移至第二输出绕组Ts2与第二滤波电容C2的阴极之间；又例如在反激变换器中增加更多的输出回路。此外，为适应本发明技术的特定场合或材料，可对本发明进行诸多修改而不脱离其保护范围。因此，本发明并不限于在此公开的特定实施例，而包括所有落入到权利要求保护范围的实施例。

Claims (10)

1.一种多路输出反激变换器，至少包括：

变压器，具有一次侧绕组、第一输出绕组与第二输出绕组；

输入电路，连接至所述一次侧绕组，输入电源通过该输入电路向所述一次侧绕组储能；

第一输出电路，具有第一整流元件和第一滤波电容，所述第一输出绕组的能量通过该第一整流元件与第一滤波电容整流输出得到第一电压信号；

第二输出电路，具有第二整流元件和第二滤波电容，所述第二输出绕组的能量通过该第二整流元件和第二滤波电容整流输出得到第二电压信号；

其特征在于，所述第二输出电路还包括：第一整流开关、第一基准误差放大电路和第一PWM控制器，所述第一整流开关设置于所述第二输出绕组与第二滤波电容之间用于控制所述第二输出绕组的能量输出，所述第一PWM控制器通过所述第一基准误差放大电路侦探的第二电压信号控制所述第一整流开关的导通状态以形成电压型负反馈环。

2.根据权利要求1所述的多路输出反激变换器，其特征在于，所述输入电路包括第二整流开关、第二PWM控制器和反馈隔离单元，输入电源通过所述一次侧绕组和所述第二整流开关构成的串联电路向所述变压器的一次侧绕组储能；所述第二PWM控制器根据所述反馈隔离单元侦探的第一电压信号控制所述第二整流开关的导通状态。

3.根据权利要求2所述的多路输出反激变换器，其特征在于，所述第一PWM控制器侦探一同步信号以确定所述第一整流开关的导通开始时刻，并根据所述第一基准误差放大电路侦探第二电压信号后处理得到的反馈电压，检测达到辅路基准反馈电压所对应的时刻后关断第一整流开关，以确定所述第一整流开关的驱动占空比。

4.根据权利要求3所述的多路输出反激变换器，其特征在于，所述同步信号为以下信号中的任意一个：一次侧绕组的端电压、第一输出绕组的端电压、第二输出绕组的端电压、第一整流元件的端电压/流过电流、第二PWM控制器发出的PWM信号、第二整流开关的端电压/流过电流和第二整流开关导通触发信号。

5.根据权利要求4所述的多路输出反激变换器，其特征在于，所述第一整流开关的导通开始时刻位于第二整流开关的导通期间。

6.根据权利要求1所述的多路输出反激变换器，其特征在于，所述第一输出绕组和第二输出绕组为不同绕组。

7.根据权利要求1所述的多路输出反激变换器，其特征在于，所述第一输出绕组和第二输出绕组为同一绕组，所述多路输出反激变换器为单绕组双路共地输出。

8.根据权利要求1所述的多路输出反激变换器，其特征在于，所述第一整流开关为MOSFET。

9.根据权利要求1所述的多路输出反激变换器，其特征在于，所述第二整流元件和所述第一整流开关的功能由所述第一PWM控制器控制的两个反向串联的同步整流MOSFET实现。

10.根据权利要求1所述的多路输出反激变换器，其特征在于，所述第一整流元件和第二整流元件均为整流二极管。