CN104135154B - 一种隔离型四元件谐振电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力电子电能变换电路，旨在提供一种隔离型四元件谐振电路及控制方法。该电路包括整流电路和变压器，还包括由第一谐振电感、第二谐振电感、原边谐振电容和副边谐振电容构成的四个谐振元件。本发明通过四个谐振元件实现了软开关的特性，降低了电路的开关损耗因此，与传统的PWM斩波变换技术相比，能够实现原副边的软开关特性。同时，本发明的四元件谐振电路的谐振元件位于变压器的原边或副边，在变压器的原边和副边分别具有谐振电容，该谐振电容具有隔直的作用，可以避免互补驱动控制下变压器的直流偏磁问题，因此本发明的谐振电路适用变频控制或互补驱动控制等多种控制方式。

Description

一种隔离型四元件谐振电路及控制方法

技术领域

本发明涉及一种电力电子电能变换电路，尤其涉及一种隔离型四元件谐振电路及控制方法。

背景技术

传统的PWM斩波变换器，其功率元件工作于硬开关模式下，开关损耗大，效率低，难以通过高频化实现功率密度的提升，同时EMI特性较差，需要增加很多滤波抑制单元，既增加了成本，也降低了效率。

谐振变换器利用谐振电路为功率元件创造了软开关条件，降低了开关损耗。而现有的谐振电路采用变频式的控制方式，变频控制方式中，在轻载下容易出现打嗝或跳周期的工作模式，这种工作模式容易出现输出电压或输出电流的纹波较大问题。而现有的谐振电路如果采用改变占空比的控制方式，则可能出现变压器偏磁等问题。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种隔离型四元件谐振电路及控制方法，以解决现有技术中谐振电路的不足。

为实现上述目的，本发明的解决方案是：

提供一种隔离型四元件谐振电路，包括整流电路和变压器；还包括由第一谐振电感、第二谐振电感、原边谐振电容和副边谐振电容构成的四个谐振元件；

所述第一谐振电感、第二谐振电感和原边谐振电容相串联，作为第一串联支路；第一串联支路的两端作为隔离型四元件谐振电路的输入端接于电源的两端；

所述变压器的原边绕组并联在第一谐振电感两端，其副边绕组则与副边谐振电容串联，作为第二串联支路；第二串联支路的两端连接整流电路的输入端，整流电路的输出端则作为隔离型四元件谐振电路的输出端。

作为一种改进，所述电源是指由直流电源与DC/AC拓扑电路构成的高频脉冲电源，其输出电压是可调脉冲宽度的脉冲电压。

作为一种改进，所述的高频脉冲电源是通过连接在直流电源输出端的半桥结构DC/AC拓扑电路实现的，具体为：

第一开关管的第一端连接直流电源的正输出端，第一开关管的第二端连接第二开关管的第一端，第二开关管的第二端连接直流电源的负输出端；

第二开关管的第一端和直流电源的负输出端分别作为高频脉冲电源的输出端；

各开关管均具有控制端，通过控制端实现对开关管的控制，使高频脉冲电源输出的电压为可调脉冲宽度的脉冲电压。

作为一种改进，所述的高频脉冲电源是通过连接在直流电源输出端的全桥结构DC/AC拓扑电路实现的，具体为：

第三开关管的第一端连接第五开关管的第一端和直流电源的正输出端，第三开关管的第二端连接第四开关管的第一端，第五开关管的第二端连接第六开关管的第一端，第四开关管的第二端连接第六开关管的第二端和直流电源的负输出端；

第三开关管的第二端和第五开关管的第二端分别作为高频脉冲电源的输出端；

各开关管均具有控制端，通过控制端实现对开关管的控制，使高频脉冲电源输出的电压为可调脉冲宽度的脉冲电压。

作为一种改进，所述第一谐振电感是变压器的励磁电感。

作为一种改进，所述第二谐振电感是与变压器相独立的外接电感，或者是变压器的漏感。

作为一种改进，所述整流电路是全桥整流电路、半桥倍压整流电路或T型倍压整流电路。

本发明进一步提供了基于前述隔离型四元件谐振电路的谐振控制方法，即，对于半桥结构DC/AC拓扑电路而言，所述第一开关管和第二开关管采用互补驱动控制，或者是采用变频控制和互补驱动控制结合使用。

或者是，对于全桥结构DC/AC拓扑电路而言，所述第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管中，第三开关管和第六开关管为第一组开关管，第四开关管和第五开关管为第二组开关管，其中相同组别的开关管同步驱动，不同组别的开关管采用互补驱动控制，或者是采用变频控制和互补驱动相结合的控制。

作为一种改进，当采用变频控制和互补驱动相结合的控制方式时，设定谐振电路连接的负载与满载的比值为预设值A，预设值A为[0,1]之间的任意数值；则：当谐振电路连接的负载与满载的比值大于预设值A时，采用变频控制；当谐振电路连接的负载与满载的比值小于预设值A时，采用互补驱动控制。

作为一种改进，在采用互补驱动控制时：

对于半桥结构DC/AC拓扑电路而言，各开关管的频率的选择随着第一开关管占空比远离50％而升高，或者，其频率的选择随着第二开关管占空比远离50％而升高。

或者是，对于全桥结构DC/AC拓扑电路而言，各开关管的频率的选择随着第一组开关管占空比远离50％而升高，或者，其频率的选择随着第二组开关管占空比远离50％而升高。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

作为一种新型的四元件谐振的电路，通过第一谐振电感、第二谐振电感、原边谐振电容和副边谐振电容构成的四个谐振元件实现了软开关的特性，降低了电路的开关损耗因此，与传统的PWM斩波变换技术相比，能够实现原副边的软开关特性。同时，本发明的四元件谐振电路的谐振元件位于变压器的原边或副边，在变压器的原边和副边分别具有谐振电容，该谐振电容具有隔直的作用，可以避免互补驱动控制下变压器的直流偏磁问题，因此本发明的谐振电路适用变频控制或互补驱动控制等多种控制方式。

附图说明

图1为本发明提供的一种隔离型四元件谐振电路的实施例一电路图；

图2为实施例一电路中的电流电压波形图；

图3为本发明提供的一种隔离型四元件谐振电路的实施例二电路图；

图4为本发明提供的一种隔离型四元件谐振电路的实施例三电路图；

图5为现有技术的控制方式下电压波形图；

图6为本发明提供的一种隔离型四元件谐振电路的一种整流电路；

图7为本发明提供的一种隔离型四元件谐振电路的另一种整流电路。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。显而易见地，各附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

本申请实施例公开了一种隔离型四元件谐振电路，四元件谐振，且谐振元件分别位于隔离器件(即变压器)的原、副边，实现了软开关的特性，降低了开关损耗。

本申请实施例一提供了一种隔离型四元件谐振电路。参照图1，该谐振电路包括变压器T1，整流电路，第一谐振电感Lm，第二谐振电感Lr，原边谐振电容Cr1和副边谐振电容Cr2；其中，

所述第一谐振电感Lm、第二谐振电感Lr和原边谐振电容Cr1相串联，作为第一串联支路；所述变压器T1的原边绕组并联在第一谐振电感Lm两端；所述变压器的副边绕组串联所述副边谐振电容Cr2，作为第二串联支路；所述第一串联支路的两端连接高频脉冲电源Vin_ac的输出端；所述第二串联支路的两端连接整流电路的输入端，所述整流电路的输出端作为隔离型四元件谐振电路的输出端；

所述第一谐振电感Lm、第二谐振电感Lr、原边谐振电容Cr1和副边谐振电容Cr2构成四元件谐振。

通过上述的电路结构可以看出，在该谐振电路中，具有隔离器件变压器T1，将输入端和输出端隔离，同时，具有谐振元件，即分别由两个电感和两个电容组成的谐振电路。在该谐振电路中，第一谐振电感Lm、第二谐振电感Lr和原边谐振电容Cr1位于变压器T1的原边，而副边谐振电容Cr2位于变压器T1的副边，该四元件谐振电路实现了电路的软开关，降低了开关损耗。

具体地，图2示出高频脉冲电源电压，流过第一谐振电感Lm的电流，流过第二谐振电感Lr的电流，以及流过副边谐振电容Cr2的电流波形图。

结合图2，其中，高频脉冲电源是由直流电源与DC/DC拓扑电路构成的，其输出电压为可调脉冲宽度的脉冲电压。具体的，通过改变正向脉冲的宽度(或者改变负向脉冲的宽度)，即占空比D可以调节该谐振电路的输出电压。

对于上述实施例一，高频脉冲电源可以通过多种DC/DC拓扑电路实现，本申请优选图3所示的半桥结构，或图4所示的全桥结构。

如图3所示，本实施例二提供一种半桥拓扑的四元件谐振电路。

具体的：

所述第一开关管的第一端连接所述直流电源的正输出端，所述第一开关管的第二端连接所述第二开关管的第一端，所述第二开关管的第二端连接所述直流电源的负输出端；

所述第一开关管的第二端，也即所述第二开关管的第一端，和所述直流电源的负输出端，作为所述高频脉冲电源的输出端；

所述第一开关管和第二开关管还分别具有控制端，通过所述控制端控制第一开关管和第二开关管，使所述高频脉冲电源输出的电压为可调脉冲电压。

如图4所示，本实施例三提供提供一种全桥拓扑的四元件谐振电路。

具体的：

所述第三开关管的第一端连接第五开关管的第一端和所述直流电源的正输出端，所述第三开关管的第二端连接所述第四开关管的第一端，所述第五开关管的第二端连接所述第六开关管的第一端，所述第四开关管的第二端连接第六开关管的第二端和所述直流电源的负输出端；

所述第三开关管的第二端，和所述第五开关管的第二端，作为所述高频脉冲电源的输出端；

所述第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管还分别具有控制端，通过所述控制端控制第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管，使所述高频脉冲电源输出的电压为可调脉冲电压。

上述实施例二和实施例三中，可以通过控制开关管的导断来控制可调脉冲电压，也即控制输入到谐振电路的电压。具体控制方式可以是变频控制，或者互补驱动控制，或者变频控制和互补驱动控制的相结合的控制方式。所述的变频控制是指通过改变开关管通断的频率来调节或控制。本申请优选互补驱动控制、变频控制与互补驱动控制相结合的控制方式。具体地，以图3实施例二所示的半桥电路为例说明。

互补驱动控制，是指第一开关管的驱动信号占空比D1和第二开关管的驱动信号占空比D2互补，也即D1+D2＝1；是一种通过调节开关管占空比而调节输入到谐振电路的电压的正向脉冲宽度的控制方式。当第一开关管的占空比为D1、第二开关管的占空比为(1-D1)时，从图3所示的电路结构可以看出，高频脉冲电源的输出电压，也即输入到谐振电路的电压，其占空比也为D1。

在互补驱动控制下，DC/DC电路的输出功率大小取决于开关管的占空比。当第一开关管的占空比D1和第二开关管的占空比D2，满足D1＝D2＝50％条件时，DC/DC电路的输出功率最大。而当D1远离50％时输出功率降低，也即：D1在[50％，100％]的区间从小到大变化时，输出功率随之降低；或者在[0％，50％]的区间从大到小变化时，输出功率随之降低。

变频控制与互补驱动控制相结合的控制方式中，根据所述隔离型四元件谐振电路输出端连接负载的不同和变化，可以采用互补驱动控制,也可以采用变频控制；当采用变频控制时的负载功率大于采用互补驱动控制时的负载功率。具体是：设定谐振电路连接的负载与满载的比值为预设值A，预设值A为[0,1]之间的任意数值；则：当谐振电路连接的负载与满载的比值大于预设值A时，采用变频控制；当谐振电路连接的负载与满载的比值小于预设值A时，采用互补驱动控制。

开关管和第二开关管在采用互补驱动控制时，其频率的选择随着第一开关管占空比远离50％而升高，或者，其频率的选择随着第二开关管占空比远离50％而升高。

对于图4实施例三所示的全桥电路而言，与上述实施例二的区别在于：

第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管中，第三开关管和第六开关管为第一组开关管，第四开关管和第五开关管为第二组开关管，其中相同组别的开关管同步驱动，不同组别的开关管采用互补驱动控制，或者是采用变频控制和互补驱动相结合的控制。而在采用互补驱动控制时，各开关管的频率的选择随着第一组开关管占空比远离50％而升高，或者，其频率的选择随着第二组开关管占空比远离50％而升高。

下面对比现有的谐振电路及其控制电路，阐述互补驱动控制下本申请的谐振电路的特点。

传统的三元件的串并联谐振，如LLC谐振变换器，由于其结构的特殊性，只能采用变频的控制方式。在变频控制方式下，负载变轻时，只能通过升高开关频率的方式获得输出电压的稳定；但是，受到控制电路和开关元件物理特性的限制，其开关频率不能无限升高。因此，变频控制下，在负载变得很轻时一般都采用“打嗝”或者跳周期的控制方式。参照图5，其中VgsQ1为开关关断的驱动信号，当“打嗝”或跳周期工作时，驱动信号如图5中为间隔一段时间出现的，这种控制方式会导致其输出电压纹波增大，如图5中的Vo。

本发明中的四元件谐振电路，采用互补驱动控制时，轻载下不会因为频率过高而出现“打嗝”或跳周期的控制方式，因此可以避免轻载下输出电压纹波大的问题。除此之外，互补驱动控制的四元件谐振电路，由于保留了谐振的特点，因此，与传统的PWM斩波变换技术相比，能够实现原副边的软开关特性。总之，本申请在互补驱动控制下，具有如下的优点：1、实现开关管的零电压开关,消除开关损耗；2、回收寄生电感或电容上的能量，提升能量转换效率；3、实现高频化，提升功率密度。

同时，本发明的四元件谐振电路的谐振元件位于变压器的原边或副边，在变压器的原边和副边分别具有谐振电容，该谐振电容具有隔直的作用，可以避免互补驱动控制下变压器的直流偏磁问题，因此本发明的谐振电路适用变频控制或互补驱动控制等多种控制方式。

当采用互补驱动控制与变频控制相结合的控制方式时，在整个输出负载的范围内，可以兼顾工作频率和占空比，使开关管的占空比不致过低或过高，同时使开关管的工作频率也可以也不致过高。

上述谐振电路中，整流电路在本实施例中通过二极管D1、D2、D3和D4实现，二极管D1、D2、D3和D4为全桥整流。整流电路除了实施例一的图1示出的全桥整流方式，本发明中的整流电路可以是现有技术中的任何整流电路，例如可以是半桥倍压整流，参照图6，或者是T型倍压整流，参照图7。

本申请中的第一谐振电感Lm可以通过变压器的励磁电感实现；第二谐振电感Lr可以通过变压器的漏感，也可以是外加的独立电感。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (5)

1.一种隔离型四元件谐振电路，包括整流电路和变压器；其特征在于，还包括由第一谐振电感、第二谐振电感、原边谐振电容和副边谐振电容构成的四个谐振元件；

所述第一谐振电感、第二谐振电感和原边谐振电容相串联，作为第一串联支路；第一串联支路的两端作为隔离型四元件谐振电路的输入端接于电源的两端；

所述变压器的原边绕组并联在第一谐振电感两端，其副边绕组则与副边谐振电容串联，作为第二串联支路；第二串联支路的两端连接整流电路的输入端，整流电路的输出端则作为隔离型四元件谐振电路的输出端；

所述电源是指由直流电源与DC/AC拓扑电路构成的高频脉冲电源，其输出电压是可调脉冲宽度的脉冲电压；

所述的高频脉冲电源是通过连接在直流电源输出端的半桥结构DC/AC拓扑电路实现的，具体为：

第一开关管的第一端连接直流电源的正输出端，第一开关管的第二端连接第二开关管的第一端，第二开关管的第二端连接直流电源的负输出端；

第二开关管的第一端和直流电源的负输出端分别作为高频脉冲电源的输出端；

各开关管均具有控制端，通过控制端实现对开关管的控制，使高频脉冲电源输出的电压为可调脉冲宽度的脉冲电压；

所述第一开关管和第二开关管采用变频控制和互补驱动控制结合使用；此时，设定谐振电路连接的负载与满载的比值为预设值A，预设值A为[0,1]之间的任意数值；则：

当谐振电路连接的负载与满载的比值大于预设值A时，采用变频控制；

当谐振电路连接的负载与满载的比值小于预设值A时，采用互补驱动控制；各开关管的频率的选择随着第一开关管占空比远离50％而升高；或者，其频率的选择随着第二开关管占空比远离50％而升高。

2.一种隔离型四元件谐振电路，包括整流电路和变压器；其特征在于，还包括由第一谐振电感、第二谐振电感、原边谐振电容和副边谐振电容构成的四个谐振元件；

所述第一谐振电感、第二谐振电感和原边谐振电容相串联，作为第一串联支路；第一串联支路的两端作为隔离型四元件谐振电路的输入端接于电源的两端；

所述变压器的原边绕组并联在第一谐振电感两端，其副边绕组则与副边谐振电容串联，作为第二串联支路；第二串联支路的两端连接整流电路的输入端，整流电路的输出端则作为隔离型四元件谐振电路的输出端；

所述电源是指由直流电源与DC/AC拓扑电路构成的高频脉冲电源，其输出电压是可调脉冲宽度的脉冲电压；

所述的高频脉冲电源是通过连接在直流电源输出端的全桥结构DC/AC拓扑电路实现的，具体为：

第三开关管的第一端连接第五开关管的第一端和直流电源的正输出端，第三开关管的第二端连接第四开关管的第一端，第五开关管的第二端连接第六开关管的第一端，第四开关管的第二端连接第六开关管的第二端和直流电源的负输出端；

第三开关管的第二端和第五开关管的第二端分别作为高频脉冲电源的输出端；

各开关管均具有控制端，通过控制端实现对开关管的控制，使高频脉冲电源输出的电压为可调脉冲宽度的脉冲电压；

所述第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管中，第三开关管和第六开关管为第一组开关管，第四开关管和第五开关管为第二组开关管，其中相同组别的开关管同步驱动，不同组别的开关管采用变频控制和互补驱动相结合的控制；此时，设定谐振电路连接的负载与满载的比值为预设值A，预设值A为[0,1]之间的任意数值；则：

当谐振电路连接的负载与满载的比值大于预设值A时，采用变频控制；

当谐振电路连接的负载与满载的比值小于预设值A时，采用互补驱动控制；各开关管的频率的选择随着第一组开关管占空比远离50％而升高；或者，其频率的选择随着第二组开关管占空比远离50％而升高。

3.根据权利要求1或2所述的隔离型四元件谐振电路，其特征在于，所述第一谐振电感是变压器的励磁电感。

4.根据权利要求1或2所述的隔离型四元件谐振电路，其特征在于，所述第二谐振电感是与变压器相独立的外接电感，或者是变压器的漏感。

5.根据权利要求1或2所述的隔离型四元件谐振电路，其特征在于，所述整流电路是全桥整流电路、半桥倍压整流电路或T型倍压整流电路。