CN103780092A - 宽电压输出led驱动电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种宽电压输出LED驱动电源电路，包括两个占空比为0.5互补驱动的开关管构成半桥结构，谐振电感、谐振电容和变压器的励磁电感构成LLC谐振网络，变压器次级由整流二极管构成全桥整流电路。经过本发明的参数优化，半桥LLC可作为LED驱动的很好的拓扑选择，其在全负载范围内均可达到很高效率，其在整个输出电压范围内的效率均在95.5％以上。

Description

宽电压输出LED驱动电源电路

背景技术

本发明提供一种宽电压输出LED驱动电源电路。

技术领域

半导体照明作为21世纪的新型光源，具有节能、环保、寿命长、易维护等优点。用大功率高亮度发光二极管(LED)取代白炽灯、荧光灯等传统照明光源已是大势所趋。由于LED自身特性，必须采用恒流源为其供电。因此，高效率恒流驱动电源的设计成为LED应用中一个重要研究对象。LLC半桥谐振变换器以其高效率、高功率密度等优点成为现今倍受青睐的热门拓扑，但一般用于恒压输出场合，传统LLC被认为不适合应用于宽范围恒流输出。此处提出一种半桥LLC新的设计方法，使其在宽范围恒流输出场合依然保持高效率。因此，LLC可作为LED驱动的很好的拓扑选择。

中国专利申请号200910108274.1公开了及一种宽电压电源供给LED应急灯电路，包括稳压单元、控制单元和LED驱动单元，所述稳压单元与外接电源相连，对其稳压并滤波，输出供所述控制单元工作，所述控制单元还与电池连接，在不接外接电源时由电池供电，所述控制单元判断稳压单元有无电流输出，分别产生关断和开启控制信号给LED驱动单元，LED驱动单元在接收到关断控制信号时，关断电池为LED驱动单元供电的通路，LED由外接电源通过外围电路直接驱动，LED驱动单元在接收到开启控制信号时，开启电池为LED驱动单元供电的通路，由LED驱动单元恒流驱动LED。又如，中国专利申请号201120023040.X公开了一种宽电源电压范围的高性能LED恒流驱动电路，由一个高压驱动NMOS管、一个低压恒流NMOS管、偏置电路和ESD保护电路构成，其特征在于：高压驱动NMOS管的源极与低压恒流NMOS管的漏极连接，低压恒流NMOS管的源极与地电位连接，ESD保护电路的一端与高压驱动NMOS管的漏极连接，ESD保护电路的另一端与地电位连接；偏置电路中的高压NMOS管的栅极与驱动电路中高压驱动NMOS管的栅极相连，偏置电路中的低压NMOS管的栅极与驱动电路中低压恒流NMOS管的栅极相连，驱动电路中高压驱动NMOS管的源极与偏置电路中的高压NMOS管的源极分别与两路选择器MUX两输入端口相连，MUX输出连接偏置电路中的运算放大器一端，运算放大器的输出提供高压驱动NMOS管的偏置电压，实现反馈控制。以上技术方案共同问题在于，其结构复杂，成本较高，全负载时效率并不高，特别是在设计参数选择上还需要进一步的优化，提高使用效果。

发明内容

本发明克服现有技术的缺点提供了一种宽电压输出LED驱动电源电路，其采用的技术方案如下所述。

一种宽电压输出LED驱动电源电路，其特征在于，包括两个占空比为0.5互补驱动的开关管构成半桥结构，谐振电感、谐振电容和变压器的励磁电感构成LLC谐振网络，变压器次级由整流二极管构成全桥整流电路。

其中，当变压器初级电压被输出电压箝位时，励磁电感不参加谐振，谐振电感、谐振电容产生第一串联谐振频率；当变压器不向次级传递能量时，励磁电感电压不被箝位，谐振电感、谐振电容和变压器的励磁电感共同参与谐振。

有益效果：本发明可有效实现宽电压电源输出，电路结构简单，性能稳定，整体效率高。经过本发明的参数优化，半桥LLC可作为LED驱动的很好的拓扑选择，其在全负载范围内均可达到很高效率。其在整个输出电压范围内的效率均在95.5％以上。

附图说明

图1是半桥LLC谐振变流器电路拓扑图；

图2是半桥LLC的直流增益曲线图；

图3是恒流LLC的工作点图；

图4是开关管ug，uds及iLr波形图；

图5是半桥LLC的效率曲线图。

具体实施方式

下面给出本发明的较佳的实施例，这些实施例并非限制本发明的内容。

实施例1

本发明提供的一种宽电压输出LED驱动电源电路如图1所示。两个占空比为0.5互补驱动的开关管VS1，VS2构成半桥结构，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器的励磁电感Lm构成LLC谐振网络，变压器次级由整流二极管VD1～VD4构成全桥整流电路。半桥LLC变流器有两个谐振频率。当变压器初级电压被输出电压箝位时，Lm不参加谐振，Lr和Cr产生的串联谐振频率为f1；当变压器不向次级传递能量时，Lm电压不被箝位，Lm，Lr，Cr共同参与谐振，构成谐振频率f2为：

$f_1=1/\left(2\mathrm{\π}\sqrt{L_r{C}_r}\right),$ $f_2=1/\left(2\mathrm{\π}\sqrt{(L_m+L_r)C_r}\right)---\left(1\right)$

采用基波近似方法，可推导出LLC谐振变流器的直流电压增益表达式为：

$G_{\mathrm{dc}}={[{(1+\frac{1}{m}-\frac{1}{{\mathrm{mf}}_n^2})}^2+Q^2{(f_n-\frac{1}{f_n})}^2]}^{-1/2}---\left(2\right)$

式中：m＝Lm/Lr；fn＝fs/f1，fs为开关频率；Ro为等效输出电阻。，图2示出半桥LLC变流器在不同负载情况下的直流增益曲线。，LLC工作在f1(即图中(1，1)点)时，谐振回路阻抗最小，损耗最低。所以在普通设计中，一般将满载工作点设计在该点。

在图2所示3区间中，开关管工作在容性区域，开关损耗大，所以在任何设计中都应该避免电路工作在此区域。而2区间中，LLC工作在谐振电流断续模式，可同时实现初级开关管ZVS开通和次级整流管ZCS关断，避免反向恢复，所以恒压输出的设计中，一般将所有负载情况下的工作点设计在该区间中。但是在恒流宽电压范围输出设计中，负载变化大，对应的直流增益变化范围大，很难保证全负载范围内所有的工作点均在ZVS区域。并且电路工作在最大增益点和(1，1)点之间的曲线上，这段曲线增益越小，越接近谐振点。故仅能将满载工作点设计在直流增益高，即fs＜f1的区间，输出电压小即轻载工作点设计在谐振点，满载效率不能得到优化，效率会很低。

在图2所示1区间中，fs＞f1，LLCT作在谐振电流连续模式，初级开关管可实现ZVS开通，次级整流管不能实现ZCS关断，会有反向恢复过程，但在输出电流小的情况下影响不大。这一区间增益曲线斜率较大，直流增益可调的范围广，可满足恒流宽电压范围输出设计的要求。

半桥LLC的直流增益为：

$G_{\mathrm{dc}}=\frac{n{U}_n}{U_{\mathrm{in}}/2}---\left(3\right)$

式中：n为实际变压器绕组匝比；Uin，Uo分别为输入、输出电压。可见，为得到最佳设计点(即谐振点)，仅需取期望的变压器绕组匝比Nnor＝Uin/(2Uo)。

由图2可见，曲线增益越小，斜率越大。若满载的工作点设计在谐振点，输出电压降至一半(即Gdc降至0.5)时的工作频率将达到2倍谐振频率以上，工作频率范围很广。为使工作频率范围变窄，可选择增益曲线斜率大的一段，即Gdc＜1。由式(3)及Nnor计算式可知，若n＜Nnor，则Gdc＜1。图3示出n＝0.88Nnor时的增益曲线及工作点。

图3中，虚线为Uo在200～100V变化时对应的Gdc，实线为Uo为200～100V时等效负载的增益曲线，Uo相同时对应的实线和虚线的交点即为电路实际的工作点。在此设计中，Uo从200～100V变化时，工作频率的范围为1.22f1～2.11f1。

考虑到磁元件的设计，电路满载时的工作频率设计在100kHz左右较为理想。为保证半载工作效率，半载频率不能太高。所以应当选择增益曲线中斜率较大的一段，即Gdc＜1。电路实际的工作频率始终大于f1，所以应选f1＜100kHz，设计在60～70kHz较为合理。

当f1一定时，Cr越小，Lr越大，Q越大，增益曲线的斜率越大，故减小Cr可使半载的工作频率显著降低。从提高半载效率的角度考虑，Cr越小越好，但Cr越小，其两端的电压峰值则越大，要降低Cr的电压应力，Cr应取越大越好。设计中应该折中考虑。Cr确定后，根据f1可计算出Lr为：

$L_r={\left(4{\mathrm{\π}}^2{f}_1^2{C}_r\right)}^{-1}$

为使开关频率的范围缩窄，实际变压器绕组匝比应小于期望的变压器绕组匝比，n＜Nnor。n减小，半载时的工作频率降低，但同时满载的工作频率增高，工作点偏离谐振点较远，电路工作在更连续的状态。在谐振电流还很大时，MOSFET被强行关断；二极管关断时流过它的整流电流也很大。这样MOSFET和整流管的开关损耗会增大，在大电流场合更加明显。所以n不宜取值过小。

从减小开关管导通损耗的角度考虑，变压器Lm的值越大，初级电流有效值越小，开关管的导通损耗也越小，故希望Lm越大越好。但Lr一定时，Lm越大则m越大，增益曲线的斜率变小。为保证所需的Uo使变换器的工作频率范围变宽，会影响Uo降到一半时的效率。所以，在保证一定的开关频率范围的前提下，Lm越大越好。

上述所有参数的设计需要综合考虑多方面因素，根据设计目标进行合理的取舍，针对具体应用场合找到最佳设计参数。

根据上述分析，设计了一台恒流宽范围输出LLC变换器，并进行了效率优化。指标要求为：Uin＝400V，输出电流Io＝0.7A，Uo＝200～100V。

主开关管选用FDP12N50，次级整流二极管选用SF1005G。Nnor需按输出电压最大值设计：Nnor＝Uin/(2Uomax)＝1。实际变压器初次级匝比n＜Nnor。采用多套不同实验参数进行效率优化后，得最佳参数：fr＝60kHz，n＝0.85，Lm＝800μH，m＝3.75，Cr＝33nF，Lr＝213μH，fs＝84～150kHz。变换器在满载(Uo＝200V)和半载(Uo＝100V)时开关管两端电压波形uds、开关管驱动波形ug和谐振电流iLr波形如图4所示。测得样机的效率曲线如图5所示。可见，fs变化范围选择在80～150kHz，f1选在60kHz较为合理。本方案的样机效率较高，整机效率达到95.5％～97.2％。

本发明提供了恒流宽范围输出LLC谐振变流器的设计电路，指出其与传统恒压LLC设计上的不同考虑，分析了各设计参数的影响。对于宽范围输出的LLC，工作区间应设计在开关频率高于谐振频率，直流增益小于1的区域。实验证明，在整个负载变化范围内效率均高于95.5％。该设计方法较适合于小电流输出场合，样机输出电流为0.7A。若是大电流输出，工作在连续状态下的LLC开关管导通损耗、二极管关断损耗影响明显，效率会下降。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (2)

1.一种宽电压输出LED驱动电源电路，其特征在于，包括两个占空比为0.5互补驱动的开关管构成半桥结构，谐振电感、谐振电容和变压器的励磁电感构成LLC谐振网络，变压器次级由整流二极管构成全桥整流电路。

2.如权利要求1所述的宽电压输出LED驱动电源电路，其特征在于，当变压器初级电压被输出电压箝位时，励磁电感不参加谐振，谐振电感、谐振电容产生第一串联谐振频率；当变压器不向次级传递能量时，励磁电感电压不被箝位，谐振电感、谐振电容和变压器的励磁电感共同参与谐振。

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